JPH09321543A - キャリア再生回路及び該キャリア再生回路を用いた復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な構成でキャリア信号を正確に再生し、
再生したキャリア信号を用いて受信信号を復調すること
である。 【解決手段】 入力アナログ信号をキャリア周波数ｆｃ
の４倍のサンプリング周波数ｆｓでサンプリングする。
デマルチプレクサ１２により、供給されるデータを順次
４系統に出力し、第１〜第４の信号を生成する。第１〜
第４の信号を遅延回路１３〜１６で遅延して、適応フィ
ルタ１７〜２０に供給する。マルチプレクサ２３は、４
つの適応フィルタ１７〜２０の出力データを順次選択し
て、１つの信号として出力する。減算器２１は第１の信
号と第１の適応フィルタ１７の出力との差を求める。制
御部２２はこの差に基づいて、ＬＳＭアルゴリズムに従
って、適応フィルタ１７〜２０のタップ係数を設定す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は無線通信の復調回
路に関し、特に、ＳＳＢ（Single Side Band）信号を復
調するための復調回路及びそれに用いるキャリア再生回
路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体通信等において、周波数利
用率が高く、しかも、フェージング特性が良好な無線通
信方式として、ＳＳＢ方式の一種であるＲＺ（Real Zer
o）ＳＳＢ方式が提案されている。

【０００３】従来のＲＺＳＳＢ信号の復調回路は、リミ
ッタと、周波数検波回路と、積分回路と、より構成され
るＦＭ復調回路と、リニアライザとから構成されてい
る。しかし、リニアライザには、ヒルベルト変換器が必
要であり、このヒルベルト変換器の特性が復調信号に与
える影響が非常に大きい。このため、良好な特性を持つ
ヒルベルト変換器が要求されるが、良好な特性を有する
ヒルベルト変換器の設計が非常に困難である。

【０００４】そこで、本願出願人は、キャリアレベルを
強くして、変調度を低下させることによって、復調した
際の歪みが低減できることに着目し、リニアライザを除
去した復調回路として、受信したＲＺＳＳＢ信号のキャ
リアを再生し、受信信号に加算するという構成の復調回
路を、特願平６−２０６９０７において開示した。ま
た、その他リニアライザを除去した復調回路を、特願平
６−１４９４４５、特願平７−３２０５９等において開
示している。

【０００５】特願平６−２０６９０７に開示された復調
回路のキャリア再生回路は、受信した中間周波信号を局
部発振信号と混合して低周波信号とし、狭帯域のアクテ
ィブ帯域通過フィルタを通過させることにより、キャリ
アを抽出する。また、特願平７−３２０５９に開示され
た復調回路のキャリア再生回路は、受信信号を局部発振
信号と混合して中間周波信号とし、この中間周波信号を
帯域通過フィルタを通過させることによりキャリアを抽
出する。そして、帯域通過フィルタの出力信号をＦＭ検
波回路で検波し、その検波出力によって局部信号を制御
して、キャリアを再生する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】これらのキャリア再生
回路は、元のキャリアと周波数だけでなく、位相まで同
一のキャリアを再生する必要がある。このため、同期再
生が困難である。また、アナログ回路で構成した場合、
再生されたキャリアの精度があまり良くないという問題
がある。ディジタル回路で構成して実現する場合におい
ても、構成及び処理が複雑になるという問題点があっ
た。

【０００７】この発明は、以上のような問題点を鑑みて
なされたものであり、簡単な構成及び処理でキャリアを
再生できるキャリア再生回路を提供すること、及び、こ
のキャリア再生回路を利用することにより、フェージン
グ特性、伝送特性、変調効率に優れた復調回路を提供す
ることを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明の第１の観点にかかるキャリア再生回路
は、キャリアを含む信号を入力し、この信号を、キャリ
ア周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングし
て出力するサンプリング手段と、前記サンプリング手段
からの信号をＮ系統に循環して出力するデマルチプレク
サ手段と、前記デマルチプレクサ手段からのＮ個の出力
信号のそれぞれの所定信号成分を通過させるＮ個の適応
フィルタと、前記Ｎ個の適応フィルタの出力を重畳して
１つの信号として出力するマルチプレクサ手段と、より
構成されることを特徴とする。

【０００９】上記目的を達成するため、この発明の第２
の観点にかかるキャリア再生回路は、アナログ入力信号
をキャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプ
リングして得られたディジタル信号を、Ｎ系統に順次出
力することにより、キャリア周波数が実質的に０のＮ個
の信号に変換する変換手段と、前記Ｎ系統にそれぞれ設
けられ、入力信号をフィルタリングするＮ個の適応フィ
ルタと、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択
して、１つの信号として出力する出力手段と、より構成
されることを特徴とする。

【００１０】第１及び第２の観点にかかる発明によれ
ば、簡単な構成で、適切にキャリアを抽出して出力する
ことができる。

【００１１】周期性のない信号を減衰させるために、各
前記Ｎ系統の信号を遅延して前記Ｎ個の適応フィルタに
供給する遅延手段と、前記Ｎ個の適応フィルタの出力の
少なくとも１つの出力信号と、対応する前記遅延手段に
よる遅延前の信号との差を求める減算手段と、前記減算
手段の出力に基づいて前記Ｎ個のフィルタの特性を制御
する制御手段と、をさらに配置してもよい。

【００１２】この構成によれば、減算手段が、Ｎ系統に
分配された信号の少なくとも１つと、遅延され且つフィ
ルタリングされた信号との差を求め、周期性の無いノイ
ズ成分を出力する。制御手段は、この周期性の無いノイ
ズ成分を減衰するように、Ｎ個の適応フィルタの特性を
制御する。この制御に従って、Ｎ個の適応フィルタは、
周期性のないノイズ成分を減衰させ、周期性のある信号
を通過させる。Ｎ個の適応フィルタを通過した信号が重
畳され、キャリアが再生（再合成）される。従って、こ
のキャリア再生回路は、受信キャリアの周波数のずれに
も対応できる。また、入力した信号に含まれているキャ
リアそのものを抽出するものであるから、位相のずれも
発生しない。即ち、キャリアの周波数と位相を正確に再
生することができる。

【００１３】例えば、前記Ｎ個適応フィルタは、外部よ
り供給されるタップ係数に基づいてその特性を変化させ
るものであり、各適応フィルタのタップ係数はＮ群に論
理的に分割されており、前記減算手段は、各前記Ｎ個の
適応フィルタの出力信号と、対応する前記遅延手段によ
る遅延前の信号との差を求めるＮ個の減算器から構成さ
れ、前記制御手段は、前記Ｎ個の減算器の出力信号に対
応して、前記Ｎ個の適応フィルタの対応するタップ係数
群を制御する。

【００１４】また、この発明の第３の観点にかかる復調
回路は、無線信号を受信する受信回路と、前記受信回路
からの入力信号からキャリアを再生するキャリア再生回
路と、前記キャリア再生回路により再生されたキャリア
を増幅する増幅回路と、前記増幅回路により増幅された
キャリアを前記入力信号に注入し、強調されたキャリア
を持つ信号を生成する加算回路と、前記加算回路からの
強調されたキャリアを持つ信号を検波する手段と、より
構成される復調回路であって、前記キャリア再生回路
は、前記受信回路からの信号を、この信号に含まれるキ
ャリアの周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリ
ングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル
信号をＮ系統に順次出力する変換手段と、前記Ｎ系統に
それぞれ設けられ、入力信号をフィルタリングするＮ個
の適応フィルタと、前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号
を順次選択して、１つの信号として出力する出力手段
と、より構成される。

【００１５】また、この発明の第４の観点にかかる復調
回路は、無線信号を受信する受信回路と、前記受信回路
の受信信号のキャリアを再生するキャリア再生回路と、
前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第１
の値だけ増幅して、第１の再生キャリアを生成する第１
の増幅回路と、前記キャリア再生回路により再生された
キャリアを第２の値だけ増幅して、第２の再生キャリア
を生成する第２の増幅回路と、前記第１の再生キャリア
と前記受信回路の受信信号を加算する加算回路と、前記
第２の再生キャリアと前記受信回路の受信信号との差を
求める減算回路と、前記加算回路の出力信号を復調する
第１のＦＭ復調回路と、前記減算回路の出力信号を復調
する第２のＦＭ復調回路と、前記第１のＦＭ復調回路の
出力信号と前記第２のＦＭ復調回路の出力信号とを演算
することにより、前記受信信号の復調信号を生成して出
力する演算回路と、より構成される復調回路であって、
前記キャリア再生回路は、前記受信回路の受信信号をキ
ャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリン
グしてディジタル信号を生成して、Ｎ系統に順次出力す
る手段と、前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、入力信号を
フィルタリングするＮ個の適応フィルタと、前記Ｎ個の
適応フィルタの出力信号を順次選択して、１つの信号と
して出力する出力手段と、より構成される、ことを特徴
とする。

【００１６】第３及び第４の観点にかかる復調回路によ
れば、この発明のキャリア再生回路を用いてＲＺＳＳＢ
信号、低域搬送波ＳＳＢ、全搬送波ＳＳＢ、ＦＭ信号等
を適切に受信することができる。

【００１７】前記第１の値は、例えば、２０・ｌｏｇ₁₀
（ｋ）ｄＢ、前記第２の値は、例えば、２０・ｌｏｇ₁₀
（ｋ＋２）ｄＢ、ｋは正の実数、である。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態にか
かるキャリア（搬送波）再生回路について図面を参照し
て説明する。この発明の第１の実施の形態にかかるキャ
リア再生回路１は、図１に示すように、Ａ／Ｄ変換器１
１と、デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）１２と、第１〜第
４の遅延回路（ＤＥＬＡＹ）１３〜１６と、第１〜第４
の適応フィルタ（ＦＩＲ）１７〜２０と、減算器２１
と、制御部（ＬＭＳ）２２と、マルチプレクサ（ＭＵ
Ｘ）２３と、Ｄ／Ａ変換器２４と、より構成されてい
る。

【００１９】Ａ／Ｄ変換器１１は、供給される中間周波
信号（ＩＦ信号）を、この中間周波信号に含まれている
キャリアの周波数ｆ_c（例えば、１５．６２５ＫＨｚ）
の４倍のサンプリング周波数ｆ_sでサンプリングする。

【００２０】デマルチプレクサ１２は、中間周波のディ
ジタル入力信号Ｓ(t)の各信号片（データ）を第１〜第
４の出力端からディジタル信号Ｓ₁(t)〜Ｓ₄(t)として順
次出力する。

【００２１】第１〜第４の遅延回路１３〜１６は、デマ
ルチプレクサ１２の第１〜第４の出力端から出力された
ディジタル信号Ｓ₁(t)〜Ｓ₄(t)を一定時間遅延する。第
１〜第４の適応フィルタ１７〜２０は、それぞれ複数の
タップを有し、制御部２２よりタップに与えられる係数
（タップ係数）に従ってフィルタリング特性を変更し、
第１〜第４の遅延回路１３〜１６から出力されたディジ
タル信号Ｓ₁(t)〜Ｓ₄(t)をこの特性に従ってフィルタリ
ングし、ディジタル信号Ｓ₁’(t)〜Ｓ₄’(t)を出力す
る。

【００２２】減算器２１は、第１〜第４の適応フィルタ
１７〜２０の特性を制御するために、デマルチプレクサ
１２の第１の出力端のディジタル出力信号Ｓ₁(t)から第
１の適応フィルタ１７の出力Ｓ₁’(t)を減算する。制御
部２２は、減算器２１の出力に基づいて、周知のＬＭＳ
（Least Mean Square）アルゴリズムに従って、各適応
フィルタ１７〜２０のタップ係数を制御する。

【００２３】マルチプレクサ２３は、第１〜第４の適応
フィルタ１７〜２０を通過したディジタル信号Ｓ₁’(t)
〜Ｓ₄’(t)の各データ（信号片）を順番に選択して、１
つのディジタル中間周波信号（データ列）として出力す
る。

【００２４】Ｄ／Ａ変換器２４は、マルチプレクサ２３
から順次供給されるデータを順次アナログ信号に変換す
る。なお、Ｄ／Ａ変換器２４は、必要に応じて配置すれ
ばよい。

【００２５】次に、図１に示す構成のキャリア再生回路
の動作を説明する。Ａ／Ｄ変換器１１からデマルチプレ
クサ１２に供給されるＩＦディジタル入力信号Ｓ(t)
は、数１で表現することができる。ここで、ｘ_iはディ
ジタル入力信号のｉ番目のデータを示す。

【００２６】

【数１】 Ｓ(t)＝ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄ ．．．．ｘ_i ．．．

【００２７】デマルチプレクサ１２は、信号Ｓ(t)を第
１〜第４の出力端に順番に出力する。このため、第１の
出力端からはデータｘ₁，ｘ₅，ｘ₉ ．．．が順次出力さ
れ、第２の出力端からはデータｘ₂，ｘ₆，ｘ₁₀．．．が
順次出力され、第３の出力端からはデータｘ₃，ｘ₇，ｘ
₁₁．．．が順次出力され、第４の出力端からはデータｘ
₄，ｘ₈，ｘ₁₂．．．が順次出力される。従って、第１〜
第４の出力信号Ｓ₁(t)、Ｓ₂(t)、Ｓ₃(t)、Ｓ₄(t)は、数
２〜５で表される。

【００２８】

【数２】Ｓ₁(t)＝ｘ₁，ｘ₅，ｘ₉， ．．．．

【数３】Ｓ₂(t)＝ｘ₂，ｘ₆，ｘ₁₀，．．．．

【数４】Ｓ₃(t)＝ｘ₃，ｘ₇，ｘ₁₁，．．．．

【数５】Ｓ₄(t)＝ｘ₄，ｘ₈，ｘ₁₂，．．．．

【００２９】Ａ／Ｄ変換器１１のサンプリング周波数ｆ
_sがアナログ入力信号のキャリア周波数ｆ_cの４倍であ
り、さらにそれを４系統に循環して出力している。この
ため、理想的には、第１〜第４の信号Ｓ₁(t)〜Ｓ₄(t)
は、キャリアに関する限り、同一位相でのサンプリング
信号となり、直流成分となる。しかし、実際には、サン
プリング周波数はキャリア周波数の４倍から若干ずれ、
キャリアは低周波成分をもった信号、即ち、低周波の正
弦波信号に変換される。

【００３０】このような、低周波成分をもった信号を抽
出するため、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）を使用するこ
とも考えられる。しかし、送信状態の変化等に応じて、
ずれ量が動的に変化する。このため、通常のＬＰＦで
は、この変化に追従できない。このため、この実施の形
態においては、低周波成分をもった信号を抽出するため
に、ＬＭＳアルゴリズムに基づいてその特性が制御され
る適応フィルタを使用する。

【００３１】即ち、第１〜第４の遅延回路１３〜１６
は、相関関係のあるノイズを除去するために信号Ｓ₁(t)
〜Ｓ₄(t)を一定時間遅延する。

【００３２】第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０は、
遅延された第１〜第４の信号Ｓ₁(t)〜Ｓ₄(t)の所定周波
数成分を通過させ、他の周波数成分を減衰する。減衰特
性は、制御部２２が設定するタップ係数により定まる。
制御部２２は、第１〜第４の適応フィルタ１７〜２０
に、同一のタップ係数を設定するため、第１〜第４の適
応フィルタ１７〜２０は互いに同一の特性を有する。

【００３３】減算器２１は、デマルチプレクサ１２の第
１の出力端からの出力信号Ｓ₁(t)と、第１の適応フィル
タ１７の出力信号Ｓ₁’(t)との差（誤差信号）を求め
る。即ち、減算器２１は、時間的に相違した信号を演算
している。従って、誤差信号は周期性のないノイズ成分
になる。制御部２２は、周知のＬＭＳアルゴリズムに基
づいて、この周期性のない誤差信号に従って、第１〜第
４の適応フィルタ１７〜２０のタップ係数を制御（修
正）する。従って、第１〜第４の適応フィルタ１７〜２
０の特性は入力信号に合わせて動的に制御され、周期性
のない信号成分を除去し、周期性のある信号（相関の強
い信号）、つまり、正弦波、キャリアを抽出する。

【００３４】マルチプレクサ２３は、第１〜第４の適応
フィルタ１７〜２０の出力データを順次選択して、一連
の信号として出力する。即ち、第１の適応フィルタ１７
の出力するデータ（信号片）をＸ₁’，Ｘ₅’，．．．、
第２の適応フィルタ１８の出力するデータをＸ₂’，
Ｘ₆’，．．．、第３の適応フィルタ１９の出力するデ
ータをＸ₃’，Ｘ₇’，．．．、第４の適応フィルタ２０
の出力するデータをＸ₄’，Ｘ₈’，．．．とすると、マ
ルチプレクサ２３は各データを順次選択し、Ｘ₁’，
Ｘ₂’，Ｘ₃’，Ｘ₄’，Ｘ₅’，Ｘ₆’，．．．として出
力し、キャリア成分を再構成する。即ち、異なる位相で
サンプリングされたキャリアを順次出力することにより
再構成する。

【００３５】各信号Ｓ₁(t)〜Ｓ₄(t)を構成する信号成分
のうち、キャリア以外の信号成分（周期性を有していな
いノイズ成分）は、減算器２１の出力に基づいて、適応
フィルタ１７〜２０により減衰されている。従って、マ
ルチプレクサ２３により、これらの信号Ｓ₁’(t)〜
Ｓ₄’(t)を重畳することにより、純粋なキャリアをほぼ
再生することができる。なお、第１〜第４の適応フィル
タ１７〜２０は、周期性の信号を通過させる。従って、
キャリア周波数が所定値からずれた（揺らいだ）場合に
も、その揺らいだ周波数の信号を通過させる。また、入
力信号に含まれているキャリアそのものを再生するもの
であるから、位相のずれも発生しない。即ち、キャリア
の周波数と位相を正確に再生することができる。

【００３６】マルチプレクサ２３が出力する再生キャリ
アは、必要に応じて、Ｄ／Ａ変換器２４により、アナロ
グ信号に変換される。

【００３７】以上説明したように、この実施の形態によ
れば、適応フィルタ１７〜２０を用いて、周波数及び位
相が正確に再生されたキャリアを得ることができる。

【００３８】なお、図１のデマルチプレクサ１２〜マル
チプレクサ２３までの回路はディスクリート部品で構成
する必要はなく、例えば、ＤＳＰ（ディジタルシグナル
プロセッサ）等で構成することも可能である。

【００３９】第１の実施の形態では、この発明をＴＤＡ
ＰＦ（Time Division Adaptive Filter （時間分割適応
フィルタ））に適応した例を示したが、この発明はこれ
に限定されず、ＴＤ−ＣＤＡＰＦ（Time Division-Coef
ficients Division AdaptiveFilter（時間分割−係数分
割適応フィルタ））にも適用可能である。

【００４０】図２は、適応フィルタとしてＴＤ−ＣＤＡ
ＰＦを採用したキャリア再生回路の第２の実施の形態の
構成を示す。この構成においては、第１〜第４の適応フ
ィルタ４１〜４４のタップ係数は４つの群Ｈ１〜Ｈ４に
分割されている。

【００４１】このような構成において、デマルチプレク
サ１２からの第１の出力信号Ｓ₁(t)と第１の適応フィル
タ４１の出力信号Ｓ₁’(t)との差が減算器４５により求
められる。制御部５１は、この差に基づいて、ＬＭＳア
ルゴリズムに従って、第１〜第４の適応フィルタ４１〜
４４の第１のタップ係数群Ｈ１を制御する。

【００４２】デマルチプレクサ１２からの第２の出力信
号Ｓ₂(t)と第２の適応フィルタ４２の出力信号Ｓ₂’(t)
との差が減算器４６により求められる。制御部５２は、
この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１
〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第２のタップ係数群
Ｈ２を制御する。

【００４３】デマルチプレクサ１２からの第３の出力信
号Ｓ₃(t)と第３の適応フィルタ４３の出力信号Ｓ₁’(t)
との差が減算器４７により求められる。制御部５３は、
この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１
〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第３のタップ係数群
Ｈ３を制御する。

【００４４】デマルチプレクサ１２からの第４の出力信
号Ｓ₄(t)と第４の適応フィルタ４４の出力信号Ｓ₄’(t)
との差が減算器４８により求められる。制御部５４は、
この差に基づいて、ＬＭＳアルゴリズムに従って、第１
〜第４の適応フィルタ４１〜４４の第４のタップ係数群
Ｈ４を制御する。

【００４５】この様な構成によれば、図１に示すＴＤＡ
ＰＦを用いた場合よりも、少ない処理量でフィルタシス
テムを構成することができる。このキャリア再生回路を
ディジタルシグナルプロセッサ（ＴＭＳ３２０Ｃ２５）
で構成し、タップ数を１６とした場合、ＡＦ帯域用では
１１．２５ＭＩＰＳ（Million Instructions Per Secon
d）必要であり、ＴＤＡＰＦを用いた場合もほぼ同様の
計算量が必要であるが、ＴＤ−ＣＤＡＰＦでは６．７５
ＭＩＰＳで実現可能である。

【００４６】なお、図１、図２に示したフィルタシステ
ムでは、サンプリング周波数ｆ_sをキャリア周波数ｆ_cの
４倍とし、デマルチプレクサによりＡ／Ｄ変換後のディ
ジタル信号を４系統に分割しているが、サンプリング周
波数ｆ_sをアナログ入力信号のキャリア周波数ｆ_cのＮ
（Ｎは４以上の正の正数）倍とし、デマルチプレクサに
よりＡ／Ｄ変換後のディジタル信号をＮ系統に分割して
もよい。

【００４７】以上説明したように、図１又は図２に示す
キャリア再生回路は、キャリアの周波数及び位相を正確
に再生することができる。従って、これらのキャリア再
生回路により再生されたキャリアを用いて、ＲＺＳＳＢ
信号等を、リニアライザを用いることなく、復調するこ
とができる。そこで、図１又は図２に示す構成のキャリ
ア再生回路により再生されたキャリアを用いた復調回路
の構成例を説明する。

【００４８】図３において、アンテナ１１１から供給さ
れた信号Ｓ₁₁(t)は、増幅回路１１３により増幅され、
ミクサ（混合回路）１１５により局部発振回路１１７か
ら供給される局部信号Ｌoと混合され、中間周波信号Ｓ
₁₂(t)に変換される。

【００４９】中間周波信号Ｓ₁₂(t)はキャリア再生回路
１１９に供給される。キャリア再生回路１１９は、図１
又は図２に示す構成を有し、中間周波信号Ｓ₁₂(t)から
キャリアＣ(t)を再生する。増幅回路１２１は、再生さ
れたキャリアＣ(t)の振幅をｐ倍して出力する。

【００５０】加算回路１２３は、増幅回路１２１から供
給される再生キャリアｐ・Ｃ(t)とミクサ１１５から供
給される中間周波信号Ｓ₁₂(t)とを加算して、信号Ｓ
₁₃(t)として出力する。

【００５１】加算回路１２３の出力信号Ｓ₁₃(t)は、増
幅回路１２５により増幅され、ＦＭ検波回路１２７によ
り復調される。

【００５２】次に、図３に示す復調回路の動作を説明す
る。ミクサ１１５は、アンテナ１１１で受信された信号
Ｓ₁₁(t)と周波数ｆ_oの局部信号Ｌ_oを混合し、数６で示
す中間周波信号Ｓ₁₂(t)を出力する。

【００５３】

【数６】Ｓ₁₂(t) ＝（ｎ＋ｍ・ｇ(t)）・ｃｏｓ（２・
π・ｆ_c・ｔ）＋ｍ・ｇ^#(t)・ｓｉｎ（２・π・ｆ_c・
ｔ）

【００５４】ここで、ｆ_cは中間周波信号Ｓ₁₂(t)におけ
るキャリア周波数、ｎとｍは正の実数、ｍ／ｎは変調指
数である。中間周波信号Ｓ₁₂(t)は、ｎ＞ｍの場合はＲ
ＺＳＳＢ、ｎ＝ｍの場合は全搬送波ＳＳＢ、ｎ＜ｍの場
合は低減搬送波ＳＳＢである。ｇ(t)は目的信号、ｇ
^#(t)は目的信号ｇ(t)をヒルベルト変換した信号であ
る。

【００５５】キャリア再生回路１１９は、前述の動作に
より、中間周波信号Ｓ₁₂(t)のキャリアを再生し、増幅
回路１２１は、その振幅をｐ倍する。増幅回路１２１か
ら出力される再生キャリアｐ・Ｃ(t)は数７で表すこと
ができる。

【００５６】

【数７】 ｐ・Ｃ(t)＝ｐ・ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆ_c・ｔ）

【００５７】加算回路１２３は、増幅回路１２１から供
給される再生キャリアｐ・Ｃ(t)とミクサ１１５から供
給される中間周波信号Ｓ₁₂(t)とを加算する。従って、
加算回路１２３の出力信号Ｓ₁₃(t)は数８で表される。

【００５８】

【数８】 Ｓ₁₃(t)＝ｐ・Ｃ(t)＋Ｓ₁₂(t) ＝ｐ・ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆ_c・ｔ）＋Ｓ₁₂(t) ＝｛ｎ・（ｐ＋１）＋ｍ・ｇ(t)｝ｃｏｓ（２・π・ｆ_c・ｔ） ＋ｍ・ｇ^#(t)・ｓｉｎ（２・π・ｆ_c・ｔ）

【００５９】ＦＭ検波回路１２７は、増幅回路１２５に
より増幅された信号Ｓ₁₃(t)を復調する。ＦＭ検波回路
１２７の出力信号Ｄ(t)は数９で表される。数９から明
らかなように、目的信号ｇ(t)が復調されている。

【００６０】

【数９】Ｄ(t) ＝（ｍ／（ｎ・ｐ））ｇ^#(t)−（ｍ／
（ｎ・ｐ））²・ｇ^#(t)・ｇ(t)−（ｍ／（ｎ・ｐ））³
・｛ｇ^#3(t)／３−ｇ^#2(t)・ｇ(t)｝＋Ｏ（（ｍ／(ｎ・
ｐ)）⁴） なお、Ｏ（（ｍ／(ｎ・ｐ)）⁴）は４次以上の歪みの総
和である。

【００６１】なお、受信信号がＦＭ信号の場合、ＳＳＢ
信号を復調する場合と異なり、復調信号Ｄ(t)に歪みは
存在しない。

【００６２】図１及び図２に示すキャリア再生回路を使
用する復調回路の他の構成例を図４を参照して説明す
る。図４において、アンテナ２１１から供給された信号
Ｓ₂₁(t)は、増幅回路２１３により増幅され、ミクサ２
１５により局部発振回路２１７から供給される局部信号
Ｌ_oと混合され、中間周波信号Ｓ₂₂(t)に変換される。ア
ンテナ２１１と増幅回路２１３とミクサ２１５と局部発
振回路２１７とは受信回路を構成する。受信回路の出力
する中間周波信号Ｓ₂₂(t)は、キャリア再生回路２１９
とアナログの加算回路２２１とアナログの減算回路２２
３とに供給される。

【００６３】キャリア再生回路２１９は、図１又は図２
に示す構成を有し、ミクサ２１５から供給される中間周
波信号Ｓ₂₂(t)から、キャリアＣ(t)を再生する。

【００６４】キャリア再生回路２１９により再生された
キャリアＣ(t)は増幅回路２２５により２０・ｌｏｇ₁₀
（ｋ＋２）ｄＢ増幅され（ｋは任意の正の実数）、さら
に、増幅回路（機能的には減衰回路）２２７により２０
・ｌｏｇ₁₀（ｋ／（ｋ＋２））ｄＢ増幅される。従っ
て、増幅回路２２７の出力する第１の再生キャリアＣ
₁(t)の振幅は、キャリア再生回路２１９が再生したキャ
リアＣ(t)を２０・ｌｏｇ₁₀ｋｄＢ増幅した信号とな
る。また、増幅回路２２５により増幅された再生キャリ
アＣ(t)は、第２の再生キャリアＣ₂(t)として、出力さ
れる。

【００６５】加算回路２２１は、第１の再生キャリアＣ
₁(t)と中間周波信号Ｓ₂₂(t)とを加算して、信号Ｓ₂₃(t)
として出力する。減算回路２２３は、増幅回路２２５か
ら供給される第２の再生キャリアＣ₂(t)から中間周波信
号Ｓ₂₂(t)を減算して、信号Ｓ₂₄(t)として出力する。

【００６６】加算回路２２１の出力信号Ｓ₂₃(t)は第１
のＦＭ復調回路２２９に供給され、復調される。減算回
路２２３の出力信号Ｓ₂₄(t)は第２のＦＭ復調回路２３
１に供給され、復調される。

【００６７】第１のＦＭ復調回路２２９及び第２のＦＭ
復調回路２３１は、リミッタと周波数検波回路と積分回
路とより構成される。第１のＦＭ復調回路２２９の出力
信号（オーディオ周波信号）Ｄ₁(t)と第２のＦＭ復調回
路２３１の出力信号Ｄ₂(t)は、アナログの減算回路２３
３に供給される。減算回路２３３は、第１のＦＭ復調回
路２２９の出力信号Ｄ₁(t)と第２のＦＭ復調回路２３１
の出力信号Ｄ₂(t)の差を取り、復調信号Ｄ(t)を生成す
る。

【００６８】アンテナ２１１で受信され、ミクサ２１５
で局部信号Ｌ_oと混合された信号は、入力信号Ｓ₂₁(t)と
局部信号Ｌ_oを混合し、数１０で示す中間周波信号Ｓ
₂₂(t)を出力する。

【００６９】

【数１０】Ｓ₂₂(t) ＝（ｎ＋ｍ・ｇ(t)）・ｃｏｓ（２
・π・ｆ_c・ｔ）＋ｍ・ｇ^#(t)・ｓｉｎ（２・π・ｆ_c・
ｔ）

【００７０】キャリア再生回路２１９は、中間周波信号
Ｓ₂₂(t)のキャリアＣ(t)を再生する。再生キャリアＣ
(t)は数１１で表すことができる。

【００７１】

【数１１】Ｃ(t)＝ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆ_c・ｔ）

【００７２】増幅回路２２５は、再生キャリアＣ(t)を
２０・ｌｏｇ₁₀（ｋ＋２）ｄＢ増幅して、第２の再生キ
ャリアＣ₂(t)として出力し、増幅回路２２７は第２の再
生キャリアＣ₂(t)を２０・ｌｏｇ₁₀ｋ／（ｋ＋２）ｄＢ
増幅して第１の再生キャリアＣ₁(t)として出力する。増
幅回路２２７の出力する第１の再生キャリアＣ₁(t)は数
１２で表すことができ、増幅回路２２５の出力する第２
の再生キャリアＣ₂(t)は数１３で表すことができる。

【００７３】

【数１２】 Ｃ₁(t)＝ｋ・ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆ_c・ｔ）

【数１３】 Ｃ₂(t)＝（ｋ＋２）・ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆ_c・ｔ）

【００７４】加算回路２２１は、増幅回路２２７から供
給される第１の再生キャリアＣ₁(t)とミクサ２１５から
供給される中間周波信号Ｓ₂₂(t)とを加算する。従っ
て、加算回路２２１の出力信号Ｓ₂₃(t)は数１４で表さ
れる。

【００７５】減算回路２２３は、増幅回路２２５から供
給される第２の再生キャリアＣ₂(t)からミクサ２１５か
ら供給される中間周波信号Ｓ₂₂(t)を減算する。従っ
て、減算回路２２３の出力信号Ｓ₂₄(t)は数１５で表さ
れる。

【００７６】

【数１４】 Ｓ₂₃(t)＝Ｃ₁(t)＋Ｓ₂₂(t) ＝ｋ・ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆ_c・ｔ）＋Ｓ₂₂(t)

【数１５】 Ｓ₂₄(t)＝Ｃ₂(t)−Ｓ₂₂(t) ＝（ｋ＋２）・ｎ・ｃｏｓ（２・π・ｆ_c・ｔ）−Ｓ₂₂(t)

【００７７】第１のＦＭ復調回路２２９は入力信号Ｓ₂₃
(t)を復調する。第１のＦＭ復調回路２２９の出力信号
Ｄ₁(t)は数１６で表される。なお、Ｏ((ｍ／(ｎ・
ｋ))⁴)は４次以上の歪みの総和である。第２のＦＭ復調
回路２３１は入力信号Ｓ₂₄(t)を復調する。第２のＦＭ
復調回路２３１の出力信号Ｄ₂(t)は数１７で表される。

【００７８】

【数１６】Ｄ₁(t)＝(ｍ／(ｎ・ｋ))・ｇ^#(t)−(ｍ／(ｎ
・ｋ))²・ｇ^#(t)・ｇ(t)−(ｍ／(ｎ・ｋ))³・｛ｇ^#3(t)
／３−ｇ^#2(t)・ｇ(t)｝＋Ｏ((ｍ／(ｎ・ｋ))⁴)

【００７９】

【数１７】Ｄ₂(t)＝−(ｍ／(ｎ・ｋ))・ｇ^#(t)−(ｍ／
(ｎ・ｋ))²・ｇ^#(t)・ｇ(t)＋(ｍ／(ｎ・ｋ))³・｛ｇ^#3
(t)／３−ｇ^#2(t)・ｇ(t)｝＋Ｏ((ｍ／(ｎ・ｋ))⁴)

【００８０】減算回路２３３は第１と第２のＦＭ復調回
路２２９、２３１の出力信号Ｄ₁(t)とＤ₂(t)との差を取
り、復調信号Ｄ(t)として出力する。復調信号Ｄ(t)は数
１８で示すことができる。数１８から明らかなように、
目的信号ｇ(t)が復調されている。

【００８１】

【数１８】 Ｄ(t)＝Ｄ₁(t)−Ｄ₂(t) ＝ ２・（ｍ／（ｎ・ｋ））ｇ^#(t) −２・（ｍ／（ｎ・ｋ））³・｛ｇ^#3(t)／３−ｇ^#2(t)・ｇ(t)｝ ＋Ｏ（（ｍ／(ｎ・ｋ)）⁵） なお、Ｏ（（ｍ／(ｎ・ｋ)）⁵）は５次以上の歪みの総
和である。

【００８２】受信信号がＦＭ信号の場合、ＲＺＳＳＢ信
号を復調する場合と異なり、第１及び第２の復調回路２
２９及び２３１の出力信号Ｄ₁(t)、Ｄ₂(t)には歪みが存
在せず、減算回路２３３からの復調信号Ｄ(t)にも歪み
が存在しない。また、再生キャリアＣ(t)を増幅回路２
２５、２２７で増幅することにより、ＦＭ信号の変調度
に影響を与えるが、復調には特に影響はない。

【００８３】以上説明したように、図３及び図４の復調
回路によれば、図１又は図２に示すキャリア再生回路を
用いて、リニアライザを使用することなく、ＲＺＳＳＢ
方式の受信信号を歪みが小さい状態で復調することがで
きる。また、リニアライザを使用していないので、ＦＭ
信号を歪ませること無く復調することができる。即ち、
全搬送波ＳＳＢ、低減搬送波ＳＳＢ、ＲＺＳＳＢ、ＦＭ
いずれの方式の信号でも歪み無く（小さい歪みで）復調
できる。

【００８４】なお、第１及び第２の実施の形態のキャリ
ア再生回路では、適応フィルタを使用したが、通常のフ
ィルタを使用しても良い。

【００８５】また、図３及び図４に示す復調回路は、ア
ナログ回路で構成される必要はなく、ディジタル回路で
構成することも可能である。復調回路をディジタル回路
で構成する場合は、例えば、ミクサ１１５又は２１５の
後にＡ／Ｄ変換回路を配置し、以後の処理をディジタル
処理で実行し、復調出力Ｄ(t)をＤ／Ａ変換してスピー
カ等で放音する。この場合、復調用のＡ／Ｄ変換回路を
キャリア再生回路のＡ／Ｄ変換器１１として使用するこ
ともできる。また、復調回路とキャリア再生回路とをＤ
ＳＰを用いて構成することも可能である。

【００８６】この発明は上記実施の形態に限定されず、
種々の変形及び応用が可能である。例えば、復調回路の
回路構成は、図３及び図４に示す構成に限定されず、再
生されたキャリアを用いて受信信号を復調する回路なら
ば任意の回路を使用できる。また、この発明のキャリア
再生回路は、復調回路に限定されず、再生されたキャリ
アを使用する任意の回路に応用できる。

【００８７】

【発明の効果】以上説明したように、この発明のキャリ
ア再生回路は、簡単な構成で、受信信号のキャリアを精
度良く再生することができる。また、この発明の復調回
路は、再生されたキャリアを用いて、種々のＳＳＢ信号
とＦＭ信号を復調することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施の形態にかかるキャリア
再生回路の回路図である。

【図２】この発明の第２の実施の形態にかかるキャリア
再生回路の回路図である。

【図３】第１又は第２の実施の形態にかかるキャリア再
生回路を用いた復調回路の回路図である。

【図４】第１又は第２の実施の形態にかかるキャリア再
生回路を用いた他の復調回路の回路図である。

【符号の説明】

１１・・・アナログ／ディジタル変換器、１２・・・デマルチ
プレクサ、１３〜１６・・・遅延回路、１７〜２０・・・適応
フィルタ、２１・・・減算器、２２・・・制御部、２３・・・マ
ルチプレクサ、２４・・・ディジタル／アナログ変換器、
４１〜４４・・・適応フィルタ、４５〜４８・・・減算器、５
１〜５４・・・制御部、１１１・・・アンテナ、１１３・・・増
幅回路、１１５・・・ミクサ、１１７・・・局部発振回路、１
１９・・・キャリア再生回路、１２１・・・増幅回路、１２３
・・・加算回路、１２５・・・増幅回路、１２７・・・ＦＭ検波
回路、２１１・・・アンテナ、２１３・・・増幅回路、２１５
・・・ミクサ、２１７・・・局部発振回路、２１９・・・キャリ
ア再生回路、２２１・・・加算回路、２２３・・・減算回路、
２２５・・・増幅回路、２２７・・・増幅回路、２２９・・・第
１のＦＭ復調回路、２３１・・・第２のＦＭ復調回路、２
３３・・・減算回路

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】キャリアを含む信号を入力し、この信号
   を、キャリア周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサン
   プリングして出力するサンプリング手段（１１）と、 前記サンプリング手段からの信号をＮ系統に循環して出
   力するデマルチプレクサ手段（１２）と、 前記デマルチプレクサ手段からのＮ個の出力信号のそれ
   ぞれの所定信号成分を通過させるＮ個の適応フィルタ
   （１７〜２０）と、 前記Ｎ個の適応フィルタの出力を重畳して１つの信号と
   して出力するマルチプレクサ手段（２３）と、 より構成されることを特徴とするキャリア再生回路。
2. 【請求項２】アナログ入力信号をキャリア周波数のＮ倍
   のサンプリング周波数でサンプリングして得られたディ
   ジタル信号を、Ｎ系統に順次出力することにより、キャ
   リア周波数が実質的に０のＮ個の信号に変換する変換手
   段（１１、１２）と、 前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、入力信号をフィルタリ
   ングするＮ個の適応フィルタ（１７〜２０）と、 前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１
   つの信号として出力する出力手段（２３）と、 より構成されることを特徴とするキャリア再生回路。
3. 【請求項３】周期性のない信号を減衰させるために、各
   前記Ｎ系統の信号を遅延する遅延手段（１３〜１６）
   と、 前記Ｎ個の適応フィルタの出力の少なくとも１つの出力
   信号と、対応する前記遅延手段による遅延前の信号との
   差を求める減算手段（２１）と、 前記減算手段の出力に基づいて前記Ｎ個の適応フィルタ
   の特性を制御する制御手段（２２）と、 をさらに備える、ことを特徴とする請求項１又は２に記
   載のキャリア再生回路。
4. 【請求項４】前記Ｎ個の適応フィルタ（４１〜４４）
   は、外部より供給されるタップ係数に基づいてその特性
   を変化させ、各適応フィルタのタップ係数はＮ群に論理
   的に分割されており、 前記減算手段（４５〜４８）は、各前記Ｎ個の適応フィ
   ルタの出力信号と、対応する前記遅延手段による遅延前
   の信号との差を求めるＮ個の減算器から構成され、 前記制御手段は、前記Ｎ個の減算器の出力信号に対応し
   て、前記Ｎ個の適応フィルタの対応するタップ係数群を
   制御する、 ことを特徴とする請求項３に記載のキャリア再生回路。
5. 【請求項５】無線信号を受信する受信回路（１１１〜１
   １７）と、 前記受信回路からの入力信号（Ｓ₁₂(t)）からキャリア
   を再生するキャリア再生回路（１１９）と、 前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを増幅
   する増幅回路（１２１）と、 前記増幅回路により増幅されたキャリアを前記入力信号
   に注入し、強調されたキャリアを持つ信号を生成する加
   算回路（１２３）と、 前記加算回路からの強調されたキャリアを持つ信号を検
   波する手段と、 より構成される復調回路であって、 前記キャリア再生回路は、 前記受信回路からの信号を、この信号に含まれるキャリ
   アの周波数のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリング
   してディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号
   をＮ系統に順次出力する手段（１１、１２）と、 前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、入力信号をフィルタリ
   ングするＮ個の適応フィルタ（１７〜２０）と、 前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１
   つの信号として出力する出力手段（２３）と、 より構成される、ことを特徴とする復調回路。
6. 【請求項６】無線信号を受信する受信回路（２１１〜２
   １７）と、 前記受信回路の受信信号（Ｓ₂₂(t)）のキャリア（Ｃ
   (t)）を再生するキャリア再生回路（２１９）と、 前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第１
   の値だけ増幅して、第１の再生キャリア（Ｃ₁(t)）を生
   成する第１の増幅回路（２２５、２２７）と、 前記キャリア再生回路により再生されたキャリアを第２
   の値だけ増幅して、第２の再生キャリア（Ｃ₂(t)）を生
   成する第２の増幅回路（２２５）と、 前記第１の再生キャリア（Ｃ₁(t)）と前記受信回路の受
   信信号（Ｓ₂₂(t)）を加算する加算回路（２２１）と、 前記第２の再生キャリア（Ｃ₂(t)）と前記受信回路の受
   信信号（Ｓ₂₂(t)）との差を求める減算回路（２２３）
   と、 前記加算回路の出力信号（Ｓ₂₃(t)）を復調する第１の
   ＦＭ復調回路（２２９）と、 前記減算回路の出力信号（Ｓ₂₄(t)）を復調する第２の
   ＦＭ復調回路（２３１）と、 前記第１のＦＭ復調回路（２２９）の出力信号（Ｄ
   ₁(t)）と前記第２のＦＭ復調回路（２３１）の出力信号
   （Ｄ₂(t)）とを演算することにより、前記受信信号の復
   調信号（Ｄ(t)）を生成して出力する演算回路（２３
   ３）と、 より構成される復調回路であって、 前記キャリア再生回路は、 前記受信回路の受信信号（Ｓ₂₂(t)）をキャリア周波数
   のＮ倍のサンプリング周波数でサンプリングしてディジ
   タル信号を生成して、Ｎ系統に順次出力する手段（１
   １、１２）と、 前記Ｎ系統にそれぞれ設けられ、入力信号をフィルタリ
   ングするＮ個の適応フィルタ（１７〜２０）と、 前記Ｎ個の適応フィルタの出力信号を順次選択して、１
   つの信号として出力する出力手段（２３）と、より構成
   される、 ことを特徴とする復調回路。
7. 【請求項７】前記第１の値は、２０・ｌｏｇ₁₀（ｋ）ｄ
   Ｂ、 前記第２の値は、２０・ｌｏｇ₁₀（ｋ＋２）ｄＢ、 ｋは正の実数、 であることを特徴とする請求項６に記載の復調回路。