JPH09321508A - 導波管結合器 - Google Patents
導波管結合器Info
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- JPH09321508A JPH09321508A JP8131500A JP13150096A JPH09321508A JP H09321508 A JPH09321508 A JP H09321508A JP 8131500 A JP8131500 A JP 8131500A JP 13150096 A JP13150096 A JP 13150096A JP H09321508 A JPH09321508 A JP H09321508A
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
- H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
- H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers
- H01P5/181—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers the guides being hollow waveguides
- H01P5/182—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers the guides being hollow waveguides the waveguides being arranged in parallel
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ショートスロット方向性結合器を用いて広帯
域に動作する導波管結合器を提供すること。 【解決手段】 ２つの矩形導波管１０の共通の狭い面の
一部を所定の長さＬだけ取り除いて第１の結合孔２１を
形成し、前記第１の結合孔２１の上部の導波管壁に第２
の結合孔７を設け、前記第２の結合孔７を外部から覆う
第１の外部空洞共振器８を設けている。そして、前記第
２の結合孔７と第１の外部空洞共振器８の大きさを調整
して前記導波管の振幅、移相周波数特性を補償してい
る。
域に動作する導波管結合器を提供すること。 【解決手段】 ２つの矩形導波管１０の共通の狭い面の
一部を所定の長さＬだけ取り除いて第１の結合孔２１を
形成し、前記第１の結合孔２１の上部の導波管壁に第２
の結合孔７を設け、前記第２の結合孔７を外部から覆う
第１の外部空洞共振器８を設けている。そして、前記第
２の結合孔７と第１の外部空洞共振器８の大きさを調整
して前記導波管の振幅、移相周波数特性を補償してい
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は導波管結合器に関
し、特にショートスロット型方向性結合器の導波管結合
器に関する。
し、特にショートスロット型方向性結合器の導波管結合
器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の導波管結合器は図９の外観図に示
すように、２つの矩形導波管を平行に並べ、１つの壁面
を隔てて配置し、該側面の一部を削除して小さい結合孔
２１が開けられた導波管１０で構成されていた。そし
て、この導波管１０には方向性結合用入出力ポートとし
て４つのポート１，２，３，４を具備していた。このよ
うな構成をした導波管結合器は、一般にショートスロッ
ト方向性結合器と呼ばれている。
すように、２つの矩形導波管を平行に並べ、１つの壁面
を隔てて配置し、該側面の一部を削除して小さい結合孔
２１が開けられた導波管１０で構成されていた。そし
て、この導波管１０には方向性結合用入出力ポートとし
て４つのポート１，２，３，４を具備していた。このよ
うな構成をした導波管結合器は、一般にショートスロッ
ト方向性結合器と呼ばれている。
【０００３】この導波管結合器の基本動作を説明するた
め図１０のように結合孔２１の領域と、その前後の領域
の３つの領域１〜３に分けて説明する。
め図１０のように結合孔２１の領域と、その前後の領域
の３つの領域１〜３に分けて説明する。
【０００４】まず、領域１のポート１にＴＥ10モードの
電波を励振すると領域２ではＴＥ10モードとＴＥ20モー
ドの電波が励振される。ここで、結合孔２１（領域２）
の長さＬをＴＥ10モードとＴＥ20モードの移相差が約９
０°になるように選ぶと、ポート３とポート４にはほぼ
同振幅で移相差が約９０°のＴＥ10モードが励振され
る。この結果、例えば、ポート１から入射した電波がポ
ート３，４に出力され、ポート２には出力せず、同様に
ポート３から入射した電波においてもポート１，２に出
力するという導波管結合器が得られる。
電波を励振すると領域２ではＴＥ10モードとＴＥ20モー
ドの電波が励振される。ここで、結合孔２１（領域２）
の長さＬをＴＥ10モードとＴＥ20モードの移相差が約９
０°になるように選ぶと、ポート３とポート４にはほぼ
同振幅で移相差が約９０°のＴＥ10モードが励振され
る。この結果、例えば、ポート１から入射した電波がポ
ート３，４に出力され、ポート２には出力せず、同様に
ポート３から入射した電波においてもポート１，２に出
力するという導波管結合器が得られる。
【０００５】この導波管結合器の周波数対移相特性、振
幅特性のそれぞれについて以下に説明する。
幅特性のそれぞれについて以下に説明する。
【０００６】これら４ポート間のＳパラメータについ
て、完全整合の条件にてポート１からポート３の結合を
Ｓ31、ポート１からポート４の結合をＳ41で表すとそれ
ぞれ以下の式となる。
て、完全整合の条件にてポート１からポート３の結合を
Ｓ31、ポート１からポート４の結合をＳ41で表すとそれ
ぞれ以下の式となる。
【０００７】
【数１】
【０００８】また、ポート１から入力された電波のポー
ト３とポート４間の移相差をΘであらわす。
ト３とポート４間の移相差をΘであらわす。
【０００９】
【数２】
【００１０】上式において、θ3 とθ4 はそれぞれＴＥ
10モードとＴＥ20モードの結合部２１での伝搬移相量を
表わす。
10モードとＴＥ20モードの結合部２１での伝搬移相量を
表わす。
【００１１】最初に、移相特性について以下に説明す
る。
る。
【００１２】図１１（ａ）は、図９の形状をした導波管
結合器の結合孔２１（以下、結合部Ａとする）の移相量
の差Δθ＝θ3 −θ4 （実線）と不連続部２２，２３
（以下、不連続部Ｂ，Ｂ′とする）での移相量の差２Δ
φ＝２（φ13−φ14）（破線）の周波数特性を示した図
である。前述したように結合部Ａの長さＬは、本導波管
結合器が対象とする周波数範囲ｆ1 〜ｆ2 においては図
に示すようにΔθ＝θ3−θ4 が９０°に近い値になる
よう選ばれている。
結合器の結合孔２１（以下、結合部Ａとする）の移相量
の差Δθ＝θ3 −θ4 （実線）と不連続部２２，２３
（以下、不連続部Ｂ，Ｂ′とする）での移相量の差２Δ
φ＝２（φ13−φ14）（破線）の周波数特性を示した図
である。前述したように結合部Ａの長さＬは、本導波管
結合器が対象とする周波数範囲ｆ1 〜ｆ2 においては図
に示すようにΔθ＝θ3−θ4 が９０°に近い値になる
よう選ばれている。
【００１３】φ13はＴＥ10モードの移相量、φ14はＴＥ
20モードの移相量を表す。そして不連続部Ｂ，Ｂ′の各
々において発生するＴＥ10モードとＴＥ20モードの移相
差はΔφ＝φ13−φ14となる。
20モードの移相量を表す。そして不連続部Ｂ，Ｂ′の各
々において発生するＴＥ10モードとＴＥ20モードの移相
差はΔφ＝φ13−φ14となる。
【００１４】ポート１から入力された電波がポート３、
およびポート４に出力されるまでには、不連続部が２ヶ
所（Ｂ，Ｂ′）在るので、ショートスロット・ハイブリ
ッドの入力から出力までの間で不連続により発生するＴ
Ｅ10モードとＴＥ20モードの移相差は２Δφとなり、図
１１（ａ）の破線で示される特性となる。
およびポート４に出力されるまでには、不連続部が２ヶ
所（Ｂ，Ｂ′）在るので、ショートスロット・ハイブリ
ッドの入力から出力までの間で不連続により発生するＴ
Ｅ10モードとＴＥ20モードの移相差は２Δφとなり、図
１１（ａ）の破線で示される特性となる。
【００１５】そしてポート１から入力した各モードの電
波が、ポート３とポート４に出力される際に発生する移
相差は、結合部Ａで発生する移相差と、不連続部Ｂ，
Ｂ′で発生する移相差Θ＝Δθ−２Δφで求められる。
波が、ポート３とポート４に出力される際に発生する移
相差は、結合部Ａで発生する移相差と、不連続部Ｂ，
Ｂ′で発生する移相差Θ＝Δθ−２Δφで求められる。
【００１６】図１１（ｂ）はこの計算によって得られた
Θの周波数特性を示した図である。図１１（ｂ）による
と、周波数帯ｆ1 〜ｆ2 では移相量がほぼ９０°の特性
が得られることが分かる。
Θの周波数特性を示した図である。図１１（ｂ）による
と、周波数帯ｆ1 〜ｆ2 では移相量がほぼ９０°の特性
が得られることが分かる。
【００１７】次に、振幅特性に関して以下に説明する。
【００１８】上記計算で得られたΘを式（１）に代入し
て、ポート１からポート３の結合による振幅特性｜Ｓ31
｜、式（２）に代入してポート１からポート４の結合に
よる振幅特性｜Ｓ41｜が得られる。この振幅特性の周波
数特性を図１２に示す。
て、ポート１からポート３の結合による振幅特性｜Ｓ31
｜、式（２）に代入してポート１からポート４の結合に
よる振幅特性｜Ｓ41｜が得られる。この振幅特性の周波
数特性を図１２に示す。
【００１９】図１２によると、周波数帯ｆ1 〜ｆ2 に限
定すれば振幅特性｜Ｓ31｜と振幅特性｜Ｓ41｜は共に約
−３ｄＢの損失を有しておりポート１から入力された信
号がポート３，４にほぼ半分ずつ分配される特性を有す
ることが示されている。
定すれば振幅特性｜Ｓ31｜と振幅特性｜Ｓ41｜は共に約
−３ｄＢの損失を有しておりポート１から入力された信
号がポート３，４にほぼ半分ずつ分配される特性を有す
ることが示されている。
【００２０】以上説明した従来の導波管結合器は、例え
ば、文献「マイクロ波およびミリ波」、小口文一著、第
３０３〜３０５ページに記載されている。
ば、文献「マイクロ波およびミリ波」、小口文一著、第
３０３〜３０５ページに記載されている。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】従来技術の導波管結合
器は、小型で比較的簡単な構造で、しかも比較的広い帯
域にわたって良好な特性がとれた。
器は、小型で比較的簡単な構造で、しかも比較的広い帯
域にわたって良好な特性がとれた。
【００２２】しかし、前述したように図１１（ｂ）、図
１２によると、周波数帯ｆ1 〜ｆ2に限定すれば振幅特
性や移相特性はそれぞれほぼ３ｄＢ損失、９０°移相差
の特性が得られるのに対して、例えば図１２の周波数ｆ
1 より低い周波数ｆ1 ′においては、振幅特性｜Ｓ31｜
と振幅特性｜Ｓ41｜は共に分配比が−３ｄＢより大きく
ずれた特性となっている。また、図１１（ｂ）において
も移相量Θは周波数帯ｆ1 ′〜ｆ1 では９０°から大き
くずれた特性となっている。
１２によると、周波数帯ｆ1 〜ｆ2に限定すれば振幅特
性や移相特性はそれぞれほぼ３ｄＢ損失、９０°移相差
の特性が得られるのに対して、例えば図１２の周波数ｆ
1 より低い周波数ｆ1 ′においては、振幅特性｜Ｓ31｜
と振幅特性｜Ｓ41｜は共に分配比が−３ｄＢより大きく
ずれた特性となっている。また、図１１（ｂ）において
も移相量Θは周波数帯ｆ1 ′〜ｆ1 では９０°から大き
くずれた特性となっている。
【００２３】このように従来の導波管結合器は導波管の
形状で決まる周波数帯域では良好であるがｆ1 より低い
周波数では劣化が大きくて使用できないという問題を有
していた。特に、最近、マルチメディア信号伝送や広帯
域ＩＳＤＮ信号の伝送等でより良好な周波数特性を有す
る導波管結合器が求められるようになってきており、上
記低周波数帯での信号特性劣化が問題となっていた。
形状で決まる周波数帯域では良好であるがｆ1 より低い
周波数では劣化が大きくて使用できないという問題を有
していた。特に、最近、マルチメディア信号伝送や広帯
域ＩＳＤＮ信号の伝送等でより良好な周波数特性を有す
る導波管結合器が求められるようになってきており、上
記低周波数帯での信号特性劣化が問題となっていた。
【００２４】本発明は以上の問題を鑑み、本願発明の目
的は周波数帯ｆ1 ′〜ｆ1 においてもΘが９０°に近付
けることにより、広帯域化を可能とする導波管結合器を
提供することにある。
的は周波数帯ｆ1 ′〜ｆ1 においてもΘが９０°に近付
けることにより、広帯域化を可能とする導波管結合器を
提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の導波管結合器は、２つの矩形導波管の共通
の狭い面の一部を所定の長さだけ取り除いて第１の結合
孔を形成し、前記第１の結合孔の上部の導波管壁に第２
の結合孔を設け、前記第２の結合孔を外部から覆う第１
の外部空洞共振器を設けている。また、本発明の導波管
結合器は、前記第２の結合孔と第１の外部空洞共振器の
大きさを調整して前記導波管の振幅、移相周波数特性を
補償することを特徴とする。さらに、前記第１の外部空
洞共振器は前記第１の結合孔の中央部に設け、前記共通
の狭い面と直交する方向に取り付けることを特徴とす
る。
め、本発明の導波管結合器は、２つの矩形導波管の共通
の狭い面の一部を所定の長さだけ取り除いて第１の結合
孔を形成し、前記第１の結合孔の上部の導波管壁に第２
の結合孔を設け、前記第２の結合孔を外部から覆う第１
の外部空洞共振器を設けている。また、本発明の導波管
結合器は、前記第２の結合孔と第１の外部空洞共振器の
大きさを調整して前記導波管の振幅、移相周波数特性を
補償することを特徴とする。さらに、前記第１の外部空
洞共振器は前記第１の結合孔の中央部に設け、前記共通
の狭い面と直交する方向に取り付けることを特徴とす
る。
【００２６】また、本発明は、２つの矩形導波管の共通
の狭い面の一部を所定の長さだけ取り除いて第１の結合
孔を形成し、前記第１の結合孔の上部の導波管壁に第
３，第４の結合孔を設け、前記第３，第４の結合孔をそ
れぞれ外部から覆う第２，第３の外部空洞共振器を設け
たことを特徴とする。本発明は、前記第３，第４の結合
孔と第２，第３の外部空洞共振器の大きさを調整して前
記導波管の振幅、移相周波数特性を補償することを特徴
とする。さらに、前記第２，第３の外部空洞共振器は前
記第１の結合孔の中央部に設け、前記共通の狭い面と直
交する方向に取り付けることを特徴とする。
の狭い面の一部を所定の長さだけ取り除いて第１の結合
孔を形成し、前記第１の結合孔の上部の導波管壁に第
３，第４の結合孔を設け、前記第３，第４の結合孔をそ
れぞれ外部から覆う第２，第３の外部空洞共振器を設け
たことを特徴とする。本発明は、前記第３，第４の結合
孔と第２，第３の外部空洞共振器の大きさを調整して前
記導波管の振幅、移相周波数特性を補償することを特徴
とする。さらに、前記第２，第３の外部空洞共振器は前
記第１の結合孔の中央部に設け、前記共通の狭い面と直
交する方向に取り付けることを特徴とする。
【００２７】前記第２，第３の外部空洞共振器は互いに
平行に前記第１の結合孔のＴＥ10モードの管内波長の１
／４の長さだけ離して設けられることを特徴とする。
平行に前記第１の結合孔のＴＥ10モードの管内波長の１
／４の長さだけ離して設けられることを特徴とする。
【００２８】なお、前記所定の長さは前記第１の結合孔
で発生する移相量が９０°に近い値となるよう選ばれる
ことを特徴としている。
で発生する移相量が９０°に近い値となるよう選ばれる
ことを特徴としている。
【００２９】また、前記第１の結合孔に整合素子を設け
ることにより更に広帯域化できる。
ることにより更に広帯域化できる。
【００３０】
【発明の実施の形態】次に本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して詳細に説明する。
て、図面を参照して詳細に説明する。
【００３１】図１は本発明の第１の実施の形態を表す導
波管結合器の外観図である。本図において、本発明の導
波管結合器は、２つの矩形導波管をそれぞれ１面で隣合
うように１つの壁面を隔てて配置し、該壁面の一部を削
除して結合孔２１を形成した４つのポート１，２，３，
４を具備する導波管１０を用いる点においては従来と同
様の構成をしている。従来の構成と相違するのは、この
導波管１０の広い上面側に他に小結合孔７を設け、さら
にこの結合孔７を外部空洞共振器８にて覆う構成を付加
した点にある。
波管結合器の外観図である。本図において、本発明の導
波管結合器は、２つの矩形導波管をそれぞれ１面で隣合
うように１つの壁面を隔てて配置し、該壁面の一部を削
除して結合孔２１を形成した４つのポート１，２，３，
４を具備する導波管１０を用いる点においては従来と同
様の構成をしている。従来の構成と相違するのは、この
導波管１０の広い上面側に他に小結合孔７を設け、さら
にこの結合孔７を外部空洞共振器８にて覆う構成を付加
した点にある。
【００３２】図２（ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明の
導波管結合器の構成を説明するための上面図、断面図を
表す図である。図２に示されるように、外部空洞共振器
８は導波管１０の電界の伝搬するＺ軸方向に対して直交
するＹ軸方向に取り付けられている。また、外部空洞共
振器８には導波管１０との間に小結合孔７が設けられて
いる。なお、外部空洞共振器８は結合部Ａのほぼ中央部
に設けられている。
導波管結合器の構成を説明するための上面図、断面図を
表す図である。図２に示されるように、外部空洞共振器
８は導波管１０の電界の伝搬するＺ軸方向に対して直交
するＹ軸方向に取り付けられている。また、外部空洞共
振器８には導波管１０との間に小結合孔７が設けられて
いる。なお、外部空洞共振器８は結合部Ａのほぼ中央部
に設けられている。
【００３３】図３は、この外部空洞共振器８を付加した
導波管結合器のＴＥ10モードの周波数対移相特性を示し
た図である。本図において外部空洞共振器８によるＴＥ
10モードの移相量δ3 は共振器の共振周波数ｆｒ付近で
急激に変動する性質を有するため、ｆｒより少し高い周
波数では＋の移相量となり、ｆｒより少し低い周波数で
は−の移相量となる。
導波管結合器のＴＥ10モードの周波数対移相特性を示し
た図である。本図において外部空洞共振器８によるＴＥ
10モードの移相量δ3 は共振器の共振周波数ｆｒ付近で
急激に変動する性質を有するため、ｆｒより少し高い周
波数では＋の移相量となり、ｆｒより少し低い周波数で
は−の移相量となる。
【００３４】一方、この外部空洞共振器８はＴＥ20モー
ドに対しては影響をほとんど与えない為、ＴＥ20モード
における移相量はδ4 ＝０とみなすことができる。この
ように外部空洞共振器８がＴＥ10モードのみに影響を与
えて、ＴＥ20モードに対しては影響を与えないのは以下
の理由による。
ドに対しては影響をほとんど与えない為、ＴＥ20モード
における移相量はδ4 ＝０とみなすことができる。この
ように外部空洞共振器８がＴＥ10モードのみに影響を与
えて、ＴＥ20モードに対しては影響を与えないのは以下
の理由による。
【００３５】すなわち、図４（ａ），（ｂ）は、それぞ
れＴＥ10モードとＴＥ20モードのＸ軸方向の磁界成分を
示した図である。なお、導波管１０のＸ軸方向の寸法を
ａで表している。ＴＥ10モードにおいては、導波管から
外部空洞共振器に結合する電力が大きいほど通過移相量
に与える影響が大きく、その電力は小結合孔付近での磁
界ベクトルのＸ軸方向成分（すなわち小結合孔の長軸方
向の成分）の２乗にほぼ比例するためＴＥ10モードの磁
界成分の分布は図４（ａ）のように小結合孔付近で最大
になっている。
れＴＥ10モードとＴＥ20モードのＸ軸方向の磁界成分を
示した図である。なお、導波管１０のＸ軸方向の寸法を
ａで表している。ＴＥ10モードにおいては、導波管から
外部空洞共振器に結合する電力が大きいほど通過移相量
に与える影響が大きく、その電力は小結合孔付近での磁
界ベクトルのＸ軸方向成分（すなわち小結合孔の長軸方
向の成分）の２乗にほぼ比例するためＴＥ10モードの磁
界成分の分布は図４（ａ）のように小結合孔付近で最大
になっている。
【００３６】一方、ＴＥ20モードの磁界成分の分布は図
４（ｂ）のように小結合孔付近では０に近く、また奇関
数のため小結合孔の＋Ｘ側と−Ｘ側で共振器への結合が
互いに打ち消し合うことになる。
４（ｂ）のように小結合孔付近では０に近く、また奇関
数のため小結合孔の＋Ｘ側と−Ｘ側で共振器への結合が
互いに打ち消し合うことになる。
【００３７】従って、ＴＥ20モードは影響しないことに
なるため、外部空洞共振器の付加にともなうＴＥ20モー
ドとＴＥ10モードの移相差Δδ＝δ3 −δ4 は図３のδ
3 の周波数特性にほぼ一致することになる。
なるため、外部空洞共振器の付加にともなうＴＥ20モー
ドとＴＥ10モードの移相差Δδ＝δ3 −δ4 は図３のδ
3 の周波数特性にほぼ一致することになる。
【００３８】図５は外部空洞共振器を有する導波管結合
器の周波数対移相量の特性を示した図である。本図の
（ａ）は、図１１（ａ）に示した従来の導波管結合器の
結合部Ａと不連続部の移相量の特性に相当するものであ
る。また、図５の（ｂ）は図３で説明したように共振周
波数よりも高い周波数で移相量が大きく＋に変化するΔ
δの特性を示している。
器の周波数対移相量の特性を示した図である。本図の
（ａ）は、図１１（ａ）に示した従来の導波管結合器の
結合部Ａと不連続部の移相量の特性に相当するものであ
る。また、図５の（ｂ）は図３で説明したように共振周
波数よりも高い周波数で移相量が大きく＋に変化するΔ
δの特性を示している。
【００３９】そして、本発明の導波管結合器全体の移相
量は Θ＝Δθ−２Δφ−Δδ （８） で与えられる。
量は Θ＝Δθ−２Δφ−Δδ （８） で与えられる。
【００４０】よって、図５（ｃ）は式（８）を計算して
各モードの移相量全体の差Θを計算して求めた特性を示
している。この結果、共振周波数ｆｒよりもわずかに高
い周波数帯ｆ1 ′〜ｆ1 においてΔδの特性によって移
相量の劣化を補償することになり広帯域にほぼ９０°の
移相量となる特性が得られる。
各モードの移相量全体の差Θを計算して求めた特性を示
している。この結果、共振周波数ｆｒよりもわずかに高
い周波数帯ｆ1 ′〜ｆ1 においてΔδの特性によって移
相量の劣化を補償することになり広帯域にほぼ９０°の
移相量となる特性が得られる。
【００４１】同様に、振幅特性においても図６に示すよ
うに振幅特性｜Ｓ31｜と振幅特性｜Ｓ41｜は広帯域化さ
れることが示されている。
うに振幅特性｜Ｓ31｜と振幅特性｜Ｓ41｜は広帯域化さ
れることが示されている。
【００４２】なお、Δδの特性は小結合孔７や空洞共振
器８の大きさに依存しておりそれらの大きさを適用に調
整することにより上記補償効果を十分発揮させることが
できる。
器８の大きさに依存しておりそれらの大きさを適用に調
整することにより上記補償効果を十分発揮させることが
できる。
【００４３】なお、本発明の実施の形態では、導波管結
合器の動作周波数帯を周波数帯ｆ1〜ｆ2 の低周波数領
域ｆ1 ′〜ｆ1 まで拡大を図るものであり、低周波数域
の広帯域化の効果をもたらす。しかし、この効果を予め
考慮して周波数帯ｆ1 〜ｆ2の中心周波数を低い周波数
に設定することにより実質的に中心周波数よりも高い周
波数領域について広帯域化も図れるのは勿論のことであ
る。
合器の動作周波数帯を周波数帯ｆ1〜ｆ2 の低周波数領
域ｆ1 ′〜ｆ1 まで拡大を図るものであり、低周波数域
の広帯域化の効果をもたらす。しかし、この効果を予め
考慮して周波数帯ｆ1 〜ｆ2の中心周波数を低い周波数
に設定することにより実質的に中心周波数よりも高い周
波数領域について広帯域化も図れるのは勿論のことであ
る。
【００４４】以上説明した本発明の実施の形態では１個
の外部空洞共振器８を矩形導波管に取り付けた構成で説
明したが、外部空洞共振器はこれに限定されるものでは
ない。すなわち、本発明の他の実施の形態として２個の
外部空洞共振器を取り付けることも可能である。
の外部空洞共振器８を矩形導波管に取り付けた構成で説
明したが、外部空洞共振器はこれに限定されるものでは
ない。すなわち、本発明の他の実施の形態として２個の
外部空洞共振器を取り付けることも可能である。
【００４５】図７は、本発明の他の実施の形態を示す導
波管結合器の外観図である。
波管結合器の外観図である。
【００４６】本図において、外部空洞共振器３１と３２
とを結合部Ａに平行に並べた構成を示している。なお、
外部空洞共振器３１，３２にはそれぞれ小結合孔３３，
３４が設けられている。
とを結合部Ａに平行に並べた構成を示している。なお、
外部空洞共振器３１，３２にはそれぞれ小結合孔３３，
３４が設けられている。
【００４７】そして、この外部空洞共振器３１と３２と
の間隔はλｇ／４に選ばれる。ここで、λｇは結合部Ａ
におけるＴＥ10モードの管内波長を表す。
の間隔はλｇ／４に選ばれる。ここで、λｇは結合部Ａ
におけるＴＥ10モードの管内波長を表す。
【００４８】この２個の外部空洞共振器を持つことによ
り以下の効果を奏している。
り以下の効果を奏している。
【００４９】すなわち、図１に示した構成では外部空洞
共振器８を付加することによりΘの補正量（Δδ）が発
生する。この値が小さい場合には問題はないが、大きく
なると反射波により逆に導波管結合器全体の特性を劣化
することになる。しかし、本図の外部空洞共振器を２個
並べることによりお互いの反射波を打ち消し合うことが
できるので、空洞共振器を付加することにより発生する
反射の影響を除去できることになる。
共振器８を付加することによりΘの補正量（Δδ）が発
生する。この値が小さい場合には問題はないが、大きく
なると反射波により逆に導波管結合器全体の特性を劣化
することになる。しかし、本図の外部空洞共振器を２個
並べることによりお互いの反射波を打ち消し合うことが
できるので、空洞共振器を付加することにより発生する
反射の影響を除去できることになる。
【００５０】また、さらに本発明の他の実施の形態とし
ては、図１の実施の形態に対して図８に示されるように
整合素子９を結合部Ａに設けることにより更に広帯域化
できる。すなわち、ＴＥ20に影響の無い容量性サセプタ
ンスや誘導性リアクタンス（例えば、導体棒）を整合素
子として結合部Ａに挿入することにより反射を無くし、
広帯域化が図られる。よって、外部空洞共振器の付加と
整合素子の付加によってより広帯域化された導波管結合
器を提供できる。
ては、図１の実施の形態に対して図８に示されるように
整合素子９を結合部Ａに設けることにより更に広帯域化
できる。すなわち、ＴＥ20に影響の無い容量性サセプタ
ンスや誘導性リアクタンス（例えば、導体棒）を整合素
子として結合部Ａに挿入することにより反射を無くし、
広帯域化が図られる。よって、外部空洞共振器の付加と
整合素子の付加によってより広帯域化された導波管結合
器を提供できる。
【００５１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の導波管結
合器は外部空洞共振器を付加するだけで従来よりも広帯
域な導波管結合器を得ることができる効果を有してい
る。また、外部空洞共振器を２個取り付ける構成によっ
て、反射の影響を受けずに良好な特性を有する導波管結
合器をもたらすことができる効果も有している。
合器は外部空洞共振器を付加するだけで従来よりも広帯
域な導波管結合器を得ることができる効果を有してい
る。また、外部空洞共振器を２個取り付ける構成によっ
て、反射の影響を受けずに良好な特性を有する導波管結
合器をもたらすことができる効果も有している。
【図１】本発明の実施の形態を表す導波管結合器の外観
を示す図である。
を示す図である。
【図２】（ａ）は、図１の導波管結合器の上面図であ
る。（ｂ）は、図１の導波管結合器の断面図である。
る。（ｂ）は、図１の導波管結合器の断面図である。
【図３】図１のＴＥ10モードの移相量δ3 の周波数特性
を示す図である。
を示す図である。
【図４】（ａ）は、ＴＥ10モードのＸ軸方向の磁界分布
を表す図である。（ｂ）は、ＴＥ20モードのＸ軸方向の
磁界分布を表す図である。（ｃ）は、本発明の導波管結
合器の構成を説明する図である。
を表す図である。（ｂ）は、ＴＥ20モードのＸ軸方向の
磁界分布を表す図である。（ｃ）は、本発明の導波管結
合器の構成を説明する図である。
【図５】（ａ）は、図１のΔθの周波数特性を示す図で
ある。（ｂ）は、図１のΔδの周波数特性を示す図であ
る。（ｃ）は、図１のΘの周波数特性を示す図である。
ある。（ｂ）は、図１のΔδの周波数特性を示す図であ
る。（ｃ）は、図１のΘの周波数特性を示す図である。
【図６】図１の振幅特性｜Ｓ31｜と振幅特性｜Ｓ41｜の
周波数特性を示す図である。
周波数特性を示す図である。
【図７】本発明の他の実施の形態を表す図である。
【図８】図７の構成に整合素子を設けた図である。
【図９】従来の導波管結合器の外観を示す図である。
【図１０】図９の動作を説明する図である。
【図１１】（ａ）は、図９のΔθ及び２Δδの周波数特
性を示す図である。（ｂ）は、図９のΘの周波数特性を
示す図である。
性を示す図である。（ｂ）は、図９のΘの周波数特性を
示す図である。
【図１２】図９の振幅特性｜Ｓ31｜と振幅特性｜Ｓ41｜
の周波数特性を示す図である。
の周波数特性を示す図である。
１，２，３，４ 導波管結合器のポート ７，３３，３４ 小結合孔 ８，３１，３２ 外部空洞共振器 ９ 整合素子 １０ 導波管 ２１ 小結合孔（結合部Ａ） ２２，２３ 不連続部
Claims (9)
- 【請求項１】 ２つの矩形導波管の共通の狭い面の一部
を所定の長さだけ取り除いて第１の結合孔を形成し、前
記第１の結合孔の上部の導波管壁に第２の結合孔を設
け、前記第２の結合孔を外部から覆う第１の外部空洞共
振器を設けたことを特徴とする導波管結合器。 - 【請求項２】 前記第２の結合孔と第１の外部空洞共振
器の大きさを調整して前記導波管の振幅、移相周波数特
性を補償することを特徴とする請求項第１記載の導波管
結合器。 - 【請求項３】 前記第１の外部空洞共振器は前記第１の
結合孔の中央部に設け、前記共通の狭い面と直交する方
向に取り付けることを特徴とする請求項第１記載の導波
管結合器。 - 【請求項４】 ２つの矩形導波管の共通の狭い面の一部
を所定の長さだけ取り除いて第１の結合孔を形成し、前
記第１の結合孔の上部の導波管壁に第３，第４の結合孔
を設け、前記第３，第４の結合孔をそれぞれ外部から覆
う第２，第３の外部空洞共振器を設けたことを特徴とす
る導波管結合器。 - 【請求項５】 前記第３，第４の結合孔と第２，第３の
外部空洞共振器の大きさを調整して前記導波管の振幅、
移相周波数特性を補償することを特徴とする請求項第４
記載の導波管結合器。 - 【請求項６】 前記第２，第３の外部空洞共振器は前記
第１の結合孔の中央部に設け、前記共通の狭い面と直交
する方向に取り付けることを特徴とする請求項第４記載
の導波管結合器。 - 【請求項７】 前記第２，第３の外部空洞共振器は互い
に平行に前記第１の結合孔のＴＥ10モードの管内波長の
１／４の長さだけ離して設けられることを特徴とする請
求項第４記載の導波管結合器。 - 【請求項８】 前記所定の長さは前記第１の結合孔で発
生する移相量が９０°に近い値となるよう選ばれること
を特徴とする請求項第１，４記載の導波管結合器。 - 【請求項９】 前記第１の結合孔に整合素子を設けるこ
とを特徴とする請求項第１，４記載の導波管結合器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8131500A JP2748920B2 (ja) | 1996-05-27 | 1996-05-27 | 導波管結合器 |
| US08/859,105 US5874867A (en) | 1996-05-27 | 1997-05-20 | Waveguide hybrid junction |
| GB9710744A GB2313714B (en) | 1996-05-27 | 1997-05-23 | Waveguide hybrid junction |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8131500A JP2748920B2 (ja) | 1996-05-27 | 1996-05-27 | 導波管結合器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09321508A true JPH09321508A (ja) | 1997-12-12 |
| JP2748920B2 JP2748920B2 (ja) | 1998-05-13 |
Family
ID=15059474
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8131500A Expired - Fee Related JP2748920B2 (ja) | 1996-05-27 | 1996-05-27 | 導波管結合器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5874867A (ja) |
| JP (1) | JP2748920B2 (ja) |
| GB (1) | GB2313714B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012175505A (ja) * | 2011-02-23 | 2012-09-10 | Mitsubishi Electric Corp | 導波管給電部 |
| CN114883767A (zh) * | 2022-05-25 | 2022-08-09 | 厦门大学 | 一种内插sspp材料的具有带阻特性的低通矩形波导 |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006027828A1 (ja) * | 2004-09-07 | 2006-03-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 電力分配装置、電力合成装置、モノパルス信号合成回路、アレーアンテナ給電回路およびビーム形成回路 |
| DE102010063800A1 (de) * | 2010-12-21 | 2012-06-21 | Endress + Hauser Gmbh + Co. Kg | Diplexer für homodynes FMCW-Radargerät |
| CN102810708B (zh) * | 2012-08-10 | 2014-08-06 | 成都赛纳赛德科技有限公司 | 位于主脊波导一侧的多孔脊波导定向耦合器 |
| WO2015007926A1 (es) * | 2013-07-19 | 2015-01-22 | Rymsa Espacio, S.A. | Dispositivo de conmutación para transmisión paralela o híbrida |
| WO2017163310A1 (ja) * | 2016-03-22 | 2017-09-28 | 三菱電機株式会社 | 導波管回路 |
| EP3333968B1 (en) | 2016-12-12 | 2022-10-05 | European Space Agency (ESA) | A directional coupler and a method of manufacturing thereof |
| CN107134619A (zh) * | 2017-05-03 | 2017-09-05 | 成都赛纳为特科技有限公司 | 设有耦合孔的脊传输线耦合结构 |
| CN107039726A (zh) * | 2017-05-03 | 2017-08-11 | 成都赛纳为特科技有限公司 | 带有脊孔的脊缝波导 |
| JP2019071607A (ja) * | 2017-10-10 | 2019-05-09 | 日本電産株式会社 | 導波装置 |
| FR3090219B1 (fr) * | 2018-12-18 | 2022-12-30 | Thales Sa | Combineur hybride e/h ultracompact notamment pour antenne mfb monoreflecteur |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2905902A (en) * | 1957-08-12 | 1959-09-22 | Malcolm W P Strandberg | Microwave frequency discriminator |
| FR2150612B1 (ja) * | 1971-08-31 | 1976-03-26 | Labo Cent Telecommunicat | |
| JPS4924057A (ja) * | 1972-06-24 | 1974-03-04 | ||
| US5043684A (en) * | 1989-10-31 | 1991-08-27 | General Signal Corporation | Compact high power, high directivity, waveguide directional coupler utilizing reactively loaded junction |
| US5266911A (en) * | 1991-12-23 | 1993-11-30 | Hughes Aircraft Company | Multiplexing system for plural channels of electromagnetic signals |
-
1996
- 1996-05-27 JP JP8131500A patent/JP2748920B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-05-20 US US08/859,105 patent/US5874867A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-05-23 GB GB9710744A patent/GB2313714B/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012175505A (ja) * | 2011-02-23 | 2012-09-10 | Mitsubishi Electric Corp | 導波管給電部 |
| CN114883767A (zh) * | 2022-05-25 | 2022-08-09 | 厦门大学 | 一种内插sspp材料的具有带阻特性的低通矩形波导 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2748920B2 (ja) | 1998-05-13 |
| US5874867A (en) | 1999-02-23 |
| GB2313714B (en) | 2000-12-27 |
| GB9710744D0 (en) | 1997-07-16 |
| GB2313714A (en) | 1997-12-03 |
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