JPH09294145A - 位相変調方式および位相変調装置 - Google Patents
位相変調方式および位相変調装置Info
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- JPH09294145A JPH09294145A JP8106540A JP10654096A JPH09294145A JP H09294145 A JPH09294145 A JP H09294145A JP 8106540 A JP8106540 A JP 8106540A JP 10654096 A JP10654096 A JP 10654096A JP H09294145 A JPH09294145 A JP H09294145A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 9
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 8
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 多値ディジタル信号の直交信号の位相変調で
は、信号状態遷移がπ〔ｒａｄ〕であると、非線形増幅
器のスペクトルが拡大され、ＡＭ／ＡＭ変換歪みやＡＭ
／ＰＭ変換歪みが顕著になる。 【解決手段】 多値ディジタル信号を入力として、この
ディジタル信号の状態遷移の際に前記ディジタル信号の
直交軸表示上の自己位相変化量がπ／２〔ｒａｄ〕とな
る期間を必ずもつように前記ディジタル信号を２系列の
直交信号に変換して出力する移相器１１と、この移相器
１１の出力を帯域制限する帯域制限フィルタ１２と、そ
の出力を位相変調する位相変調器１３とで構成される。
状態遷移がπ／２〔ｒａｄ〕であるため、非線形増幅器
でのスペクトル拡大が抑制され、ＡＭ／ＡＭ，ＡＭ／Ｐ
Ｍ変換歪みが緩和される。
は、信号状態遷移がπ〔ｒａｄ〕であると、非線形増幅
器のスペクトルが拡大され、ＡＭ／ＡＭ変換歪みやＡＭ
／ＰＭ変換歪みが顕著になる。 【解決手段】 多値ディジタル信号を入力として、この
ディジタル信号の状態遷移の際に前記ディジタル信号の
直交軸表示上の自己位相変化量がπ／２〔ｒａｄ〕とな
る期間を必ずもつように前記ディジタル信号を２系列の
直交信号に変換して出力する移相器１１と、この移相器
１１の出力を帯域制限する帯域制限フィルタ１２と、そ
の出力を位相変調する位相変調器１３とで構成される。
状態遷移がπ／２〔ｒａｄ〕であるため、非線形増幅器
でのスペクトル拡大が抑制され、ＡＭ／ＡＭ，ＡＭ／Ｐ
Ｍ変換歪みが緩和される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は位相変調方式を用い
たディジタル通信方式に関し、特に位相変調方式と位相
変調装置に関する。
たディジタル通信方式に関し、特に位相変調方式と位相
変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の位相変調装置の一例を図１２に示
す。同図は２系列の送信ベースバンド信号ＩIN（ｔ），
ＱIN（ｔ）を入力とし、高周波成分を除去して帯域制限
を行うための帯域制限フィルタ１２と、この帯域制限フ
ィルタ１２の出力ＩF （ｔ），ＱF （ｔ）を入力として
位相変調信号Ｓ（ｔ）を出力する位相変調器１３とで構
成される。この位相変調装置では、帯域制限フィルタ１
２から出力されるの各出力ＩF （ｔ），ＱF （ｔ）は、
図１３のように、常にπ〔ｒａｄ〕だけ位相が変化され
る。そして、これらの出力を位相変調器１３にて位相変
調したＢＰＳＫ変調の送信出力シミュレーションの結果
を図１４、図１５に示す。なお、ＢＰＳＫ変調の場合、
２系列の送信ベースバンド信号ＩIN（ｔ），ＱIN（ｔ）
は同一である。ここで、図１４は帯域制限を行ったＢＰ
ＳＫ変調波を非線形増幅器で増幅した場合であり、図１
５はＣ級増幅器の飽和領域を用いて増幅した場合であ
る。
す。同図は２系列の送信ベースバンド信号ＩIN（ｔ），
ＱIN（ｔ）を入力とし、高周波成分を除去して帯域制限
を行うための帯域制限フィルタ１２と、この帯域制限フ
ィルタ１２の出力ＩF （ｔ），ＱF （ｔ）を入力として
位相変調信号Ｓ（ｔ）を出力する位相変調器１３とで構
成される。この位相変調装置では、帯域制限フィルタ１
２から出力されるの各出力ＩF （ｔ），ＱF （ｔ）は、
図１３のように、常にπ〔ｒａｄ〕だけ位相が変化され
る。そして、これらの出力を位相変調器１３にて位相変
調したＢＰＳＫ変調の送信出力シミュレーションの結果
を図１４、図１５に示す。なお、ＢＰＳＫ変調の場合、
２系列の送信ベースバンド信号ＩIN（ｔ），ＱIN（ｔ）
は同一である。ここで、図１４は帯域制限を行ったＢＰ
ＳＫ変調波を非線形増幅器で増幅した場合であり、図１
５はＣ級増幅器の飽和領域を用いて増幅した場合であ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前記したように従来の
ＢＰＳＫ変調装置では、変調器出力は送信ベースバンド
信号の信号状態変化に伴い、常にπ〔ｒａｄ〕位相が変
化する。また、説明は省略したがＱＰＳＫ変調器におい
ても、π〔ｒａｄ〕位相が変化する状態遷移モードがあ
る。このため、帯域制限された位相変調波を非線形増幅
器によって増幅する場合、図１４に示したように増幅器
のＡＭ／ＡＭ変換歪により、スペクトルが広がり、スプ
リアスが増大する。また、Ｃ級増幅器により増幅した場
合も図１５に示したように同様である。このため、隣接
チャネルからの干渉が問題となる。また、ＡＭ／ＰＭ変
換歪により、送信信号の位相誤差が増大する。これら
は、受信機側において、符号誤り率の劣化を生じる原因
となる。
ＢＰＳＫ変調装置では、変調器出力は送信ベースバンド
信号の信号状態変化に伴い、常にπ〔ｒａｄ〕位相が変
化する。また、説明は省略したがＱＰＳＫ変調器におい
ても、π〔ｒａｄ〕位相が変化する状態遷移モードがあ
る。このため、帯域制限された位相変調波を非線形増幅
器によって増幅する場合、図１４に示したように増幅器
のＡＭ／ＡＭ変換歪により、スペクトルが広がり、スプ
リアスが増大する。また、Ｃ級増幅器により増幅した場
合も図１５に示したように同様である。このため、隣接
チャネルからの干渉が問題となる。また、ＡＭ／ＰＭ変
換歪により、送信信号の位相誤差が増大する。これら
は、受信機側において、符号誤り率の劣化を生じる原因
となる。
【０００４】このような問題を回避するために、従来で
は、２相位相変調方式においては、ＡＢＰＳＫ方式（π
／２シフトＢＰＳＫ方式）が用いられている。また、４
相位相変調方式においては、π／４シフトＱＰＳＫ方
式、ＯＱＰＳＫ方式が用いられている。しかし、これら
ＡＢＰＳＫ方式、π／４シフトＱＰＳＫ方式、ＯＱＰＳ
Ｋ方式はそれぞれに対応して復調方式が必要なため、Ｂ
ＰＳＫ、ＱＰＳＫ変調方式をとる通信システムにおい
て、変調波の特性を改善することにはならない。
は、２相位相変調方式においては、ＡＢＰＳＫ方式（π
／２シフトＢＰＳＫ方式）が用いられている。また、４
相位相変調方式においては、π／４シフトＱＰＳＫ方
式、ＯＱＰＳＫ方式が用いられている。しかし、これら
ＡＢＰＳＫ方式、π／４シフトＱＰＳＫ方式、ＯＱＰＳ
Ｋ方式はそれぞれに対応して復調方式が必要なため、Ｂ
ＰＳＫ、ＱＰＳＫ変調方式をとる通信システムにおい
て、変調波の特性を改善することにはならない。
【０００５】本発明の目的は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等の
多値ディジタル信号変調方式において、位相変調に伴う
スペクトルの拡大を抑制することを可能にした位相変調
方式と位相変調装置を提供することにある。
多値ディジタル信号変調方式において、位相変調に伴う
スペクトルの拡大を抑制することを可能にした位相変調
方式と位相変調装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の位相変調方式
は、多値ディジタル信号を位相変調して出力するディジ
タル通信方式において、前記ディジタル信号の直交軸表
示上の信号位相変化量がπ／２〔ｒａｄ〕となる期間を
必ず持つように前記ディジタル信号を位相変換した上で
位相変調することを特徴とする。この場合、２値ディジ
タル信号の状態遷移時に、一方を他方に対して所要タイ
ミングの間遅延させ、この遅延により位相変化量をπ／
２〔ｒａｄ〕とする。また、２値ディジタル信号の状態
遷移を検出し、この検出結果に基づいて一方または他方
のいずれかを選択して遅延させることが好ましい。
は、多値ディジタル信号を位相変調して出力するディジ
タル通信方式において、前記ディジタル信号の直交軸表
示上の信号位相変化量がπ／２〔ｒａｄ〕となる期間を
必ず持つように前記ディジタル信号を位相変換した上で
位相変調することを特徴とする。この場合、２値ディジ
タル信号の状態遷移時に、一方を他方に対して所要タイ
ミングの間遅延させ、この遅延により位相変化量をπ／
２〔ｒａｄ〕とする。また、２値ディジタル信号の状態
遷移を検出し、この検出結果に基づいて一方または他方
のいずれかを選択して遅延させることが好ましい。
【０００７】本発明の位相変調装置は、多値ディジタル
信号を入力として、このディジタル信号の信号状態遷移
の際に前記ディジタル信号の直交軸表示上の自己位相変
化量がπ／２〔ｒａｄ〕となる期間を必ずもつように前
記ディジタル信号を２系列の直交信号に変換して出力す
る移相器を備え、この移相器の出力を位相変調すること
を特徴とする。本発明の好ましい形態としては、前記移
相器と、この移相器の出力を入力とし、ベースバンド帯
の高周波成分を除去する帯域制限フィルタと、この帯域
制限フィルタの出力を入力して位相変調を行う位相変調
器とを備える。また、本発明においては、移相器は、２
系列の直交信号の一方を他方に対して所要タイミングの
間遅延させる遅延器を備えており、さらにディジタル信
号の状態遷移を判別する判別器と、前記遅延器を直交信
号の一方、または他方に対して切り替え接続するスイッ
チとを備え、判別器の判別結果に基づいてスイッチを切
り替え動作させる構成とすることが好ましい。
信号を入力として、このディジタル信号の信号状態遷移
の際に前記ディジタル信号の直交軸表示上の自己位相変
化量がπ／２〔ｒａｄ〕となる期間を必ずもつように前
記ディジタル信号を２系列の直交信号に変換して出力す
る移相器を備え、この移相器の出力を位相変調すること
を特徴とする。本発明の好ましい形態としては、前記移
相器と、この移相器の出力を入力とし、ベースバンド帯
の高周波成分を除去する帯域制限フィルタと、この帯域
制限フィルタの出力を入力して位相変調を行う位相変調
器とを備える。また、本発明においては、移相器は、２
系列の直交信号の一方を他方に対して所要タイミングの
間遅延させる遅延器を備えており、さらにディジタル信
号の状態遷移を判別する判別器と、前記遅延器を直交信
号の一方、または他方に対して切り替え接続するスイッ
チとを備え、判別器の判別結果に基づいてスイッチを切
り替え動作させる構成とすることが好ましい。
【０００８】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施形
態を示すブロック図である。この実施形態の位相変調装
置は、入力端子からの２値送信ベースバンド信号Ｂ
IN（ｔ）〔ＩIN（ｔ），ＱIN（ｔ）〕を入力として、信
号状態の変化の際に、必ず位相変化量がπ／２〔ｒａ
ｄ〕となる２系列の信号Ｉｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）を出力
する移相器１１と、これら送信ベースバンド信号に含ま
れる高周波成分を除去するための帯域を制限する帯域制
限フィルタ１２と、この帯域制限フィルタ１２の出力デ
ータを入力として、位相変調信号を出力する位相変調器
１３から構成される。
図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施形
態を示すブロック図である。この実施形態の位相変調装
置は、入力端子からの２値送信ベースバンド信号Ｂ
IN（ｔ）〔ＩIN（ｔ），ＱIN（ｔ）〕を入力として、信
号状態の変化の際に、必ず位相変化量がπ／２〔ｒａ
ｄ〕となる２系列の信号Ｉｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）を出力
する移相器１１と、これら送信ベースバンド信号に含ま
れる高周波成分を除去するための帯域を制限する帯域制
限フィルタ１２と、この帯域制限フィルタ１２の出力デ
ータを入力として、位相変調信号を出力する位相変調器
１３から構成される。
【０００９】図２（ａ）は前記移相器１１の内部構成を
示す図である。この移相器１１は、１／１６シンボル遅
延器２１で構成されており、２値送信ベースバンド信号
ＢIN（ｔ）は移相器１１に入力後、まず２系列に分岐さ
れ、一方はそのままＩｓ（ｔ）として出力され、他方は
１／１６シンボル遅延器２１において１／１６だけ遅延
されてＱｓ（ｔ）として出力される。これらの出力Ｉｓ
（ｔ）とＱｓ（ｔ）は、前記したように帯域制限フィル
タ１２、位相変調器１３を経て変調波Ｓ（ｔ）として出
力される。この結果、帯域制限フィルタ１２から出力さ
れるＩF （ｔ），ＱF （ｔ）は、図２（ｂ）のような特
性となる。
示す図である。この移相器１１は、１／１６シンボル遅
延器２１で構成されており、２値送信ベースバンド信号
ＢIN（ｔ）は移相器１１に入力後、まず２系列に分岐さ
れ、一方はそのままＩｓ（ｔ）として出力され、他方は
１／１６シンボル遅延器２１において１／１６だけ遅延
されてＱｓ（ｔ）として出力される。これらの出力Ｉｓ
（ｔ）とＱｓ（ｔ）は、前記したように帯域制限フィル
タ１２、位相変調器１３を経て変調波Ｓ（ｔ）として出
力される。この結果、帯域制限フィルタ１２から出力さ
れるＩF （ｔ），ＱF （ｔ）は、図２（ｂ）のような特
性となる。
【００１０】図３（ａ）は前記移相器１１に入力される
Ｂ IN （ｔ）と、移相器１１から出力されるＩｓ
（ｔ），Ｑｓ（ｔ）の位相平面上での象限の関係を示す
タイミング図であり、象限については図３（ｂ）に示す
通りである。これから、前記移相器１１から出力される
Ｉｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）は、１／１６シンボル遅延器２
１の作用により、信号状態変化時にＱｓ（ｔ）がＩｓ
（ｔ）に対して必ず１／１６シンボルだけ遅延されるた
め、この１／１６シンボルの間、象限II又は象限IVとな
る期間が存在し、位相変化量がπ／２〔ｒａｄ〕とな
る。
Ｂ IN （ｔ）と、移相器１１から出力されるＩｓ
（ｔ），Ｑｓ（ｔ）の位相平面上での象限の関係を示す
タイミング図であり、象限については図３（ｂ）に示す
通りである。これから、前記移相器１１から出力される
Ｉｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）は、１／１６シンボル遅延器２
１の作用により、信号状態変化時にＱｓ（ｔ）がＩｓ
（ｔ）に対して必ず１／１６シンボルだけ遅延されるた
め、この１／１６シンボルの間、象限II又は象限IVとな
る期間が存在し、位相変化量がπ／２〔ｒａｄ〕とな
る。
【００１１】このように、信号状態変化時での位相変化
量をπ／２〔ｒａｄ〕とすることにより、位相変調器１
３からの送信出力Ｓ（ｔ）を非線形増幅器に印加した場
合の送信出力シミュレーションの結果は図４の通りとな
る。これから、図１４に示した従来の送信出力シミュレ
ーション結果に比べ、スプリアスが抑圧されていること
がわかる。
量をπ／２〔ｒａｄ〕とすることにより、位相変調器１
３からの送信出力Ｓ（ｔ）を非線形増幅器に印加した場
合の送信出力シミュレーションの結果は図４の通りとな
る。これから、図１４に示した従来の送信出力シミュレ
ーション結果に比べ、スプリアスが抑圧されていること
がわかる。
【００１２】図５は本発明の第２の実施形態で用いる移
相器の内部構成を示す図である。移相器１１には、１／
１６シンボル遅延器２１と、入力Ｂ IN （ｔ）の状態遷
移を判別する状態遷移判別器２２と、この状態遷移判別
器２２の出力に基づいて前記１／１６シンボル遅延器２
１をＩｓ（ｔ）側、またはＱｓ（ｔ）側へと切り替える
スイッチ２３，２４とが備えられる。入力された２値送
信ベースバンド信号ＢIN（ｔ）は２分岐され、一方は１
／１６シンボル遅延器２１によって１／１６シンボル遅
延され、ＢIN（ｔ−Ｔｓ／１６）となる。ただし、Ｔｓ
は、シンボル周期である。また、状態遷移判別器２２は
ＢIN（ｔ）の状態遷移の判別を行い、後述するフローに
従ってスイッチ２３、スイッチ２４の制御信号を出力す
る。スイッチ２３は状態遷移判別器２２の出力に応じ
て、ＢIN（ｔ）又はＢIN（ｔ−Ｔｓ／１６）に出力Ｉｓ
（ｔ）を切り換える。スイッチ２４は状態遷移判別器２
２の出力に応じて、ＢIN（ｔ）又はＢIN（ｔ−Ｔｓ／１
６）に出力Ｑｓ（ｔ）を切り換える。そして、Ｉｓ
（ｔ），Ｑｓ（ｔ）は帯域制限フィルタ１２、位相変調
器１３を経て変調波Ｓ（ｔ）として出力される。
相器の内部構成を示す図である。移相器１１には、１／
１６シンボル遅延器２１と、入力Ｂ IN （ｔ）の状態遷
移を判別する状態遷移判別器２２と、この状態遷移判別
器２２の出力に基づいて前記１／１６シンボル遅延器２
１をＩｓ（ｔ）側、またはＱｓ（ｔ）側へと切り替える
スイッチ２３，２４とが備えられる。入力された２値送
信ベースバンド信号ＢIN（ｔ）は２分岐され、一方は１
／１６シンボル遅延器２１によって１／１６シンボル遅
延され、ＢIN（ｔ−Ｔｓ／１６）となる。ただし、Ｔｓ
は、シンボル周期である。また、状態遷移判別器２２は
ＢIN（ｔ）の状態遷移の判別を行い、後述するフローに
従ってスイッチ２３、スイッチ２４の制御信号を出力す
る。スイッチ２３は状態遷移判別器２２の出力に応じ
て、ＢIN（ｔ）又はＢIN（ｔ−Ｔｓ／１６）に出力Ｉｓ
（ｔ）を切り換える。スイッチ２４は状態遷移判別器２
２の出力に応じて、ＢIN（ｔ）又はＢIN（ｔ−Ｔｓ／１
６）に出力Ｑｓ（ｔ）を切り換える。そして、Ｉｓ
（ｔ），Ｑｓ（ｔ）は帯域制限フィルタ１２、位相変調
器１３を経て変調波Ｓ（ｔ）として出力される。
【００１３】図６（ａ）は前記状態遷移判別器２２にお
けるスイッチ２３，２４の選択フローの一例である。こ
の例では、偶数シンボル時はＩｓ（ｔ）側に１／１６シ
ンボル遅延器２１を接続して遅延させ、奇数シンボル時
は逆にＱｓ（ｔ）を遅延させる。この結果、前記帯域制
限フィルタ１２から出力されるＩF （ｔ），ＱF （ｔ）
は、図７（ａ）のような特性となる。また、その際のＢ
IN（ｔ），Ｉｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）及び信号の位相平面
上での象限の関係を図７（ｂ）に示す。これから、移相
器１１から出力されるＩｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）は、信号
の状態遷移の状態に応じてにＱｓ（ｔ）とＩｓ（ｔ）の
いずれか一方が他方に対して１／１６シンボルだけ遅延
されるため、この１／１６シンボルの間、象限II又は象
限IVとなる期間が存在し、位相変化量がπ／２〔ｒａ
ｄ〕となる。
けるスイッチ２３，２４の選択フローの一例である。こ
の例では、偶数シンボル時はＩｓ（ｔ）側に１／１６シ
ンボル遅延器２１を接続して遅延させ、奇数シンボル時
は逆にＱｓ（ｔ）を遅延させる。この結果、前記帯域制
限フィルタ１２から出力されるＩF （ｔ），ＱF （ｔ）
は、図７（ａ）のような特性となる。また、その際のＢ
IN（ｔ），Ｉｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）及び信号の位相平面
上での象限の関係を図７（ｂ）に示す。これから、移相
器１１から出力されるＩｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）は、信号
の状態遷移の状態に応じてにＱｓ（ｔ）とＩｓ（ｔ）の
いずれか一方が他方に対して１／１６シンボルだけ遅延
されるため、この１／１６シンボルの間、象限II又は象
限IVとなる期間が存在し、位相変化量がπ／２〔ｒａ
ｄ〕となる。
【００１４】このように、信号状態変化時での位相変化
量をπ／２〔ｒａｄ〕とすることにより、位相変調器１
３からの送信出力Ｓ（ｔ）を非線形増幅器に印加した場
合の送信出力シミュレーションの結果は図８の通りとな
る。これから、図１４に示した従来の送信出力シミュレ
ーション結果に比べ、スプリアスが抑圧されていること
がわかる。
量をπ／２〔ｒａｄ〕とすることにより、位相変調器１
３からの送信出力Ｓ（ｔ）を非線形増幅器に印加した場
合の送信出力シミュレーションの結果は図８の通りとな
る。これから、図１４に示した従来の送信出力シミュレ
ーション結果に比べ、スプリアスが抑圧されていること
がわかる。
【００１５】一方、前記状態遷移判別器２２におけるス
イッチ２３，２４の選択フロートとして図６（ｂ）のフ
ローを採用した場合には、ＢIN（ｔ）が１→０に遷移す
る際にはＩｓ（ｔ）側に１／１６シンボル遅延器２１を
接続して遅延させ、０→１に遷移する際には逆にＱｓ
（ｔ）を遅延させる。この結果、前記帯域制限フィルタ
１２から出力されるＩF （ｔ），ＱF （ｔ）は、図９
（ａ）のような特性となる。また、その際のＢ
IN（ｔ），Ｉｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）及び信号の位相平面
上での象限の関係を図９（ｂ）に示す。これから、移相
器１１から出力されるＩｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）は、信号
の状態遷移の状態に応じてにＱｓ（ｔ）とＩｓ（ｔ）の
いずれか一方が他方に対して１／１６シンボルだけ遅延
されるため、この１／１６シンボルの間、象限II又は象
限IVとなる期間が存在し、位相変化量がπ／２〔ｒａ
ｄ〕となる。
イッチ２３，２４の選択フロートとして図６（ｂ）のフ
ローを採用した場合には、ＢIN（ｔ）が１→０に遷移す
る際にはＩｓ（ｔ）側に１／１６シンボル遅延器２１を
接続して遅延させ、０→１に遷移する際には逆にＱｓ
（ｔ）を遅延させる。この結果、前記帯域制限フィルタ
１２から出力されるＩF （ｔ），ＱF （ｔ）は、図９
（ａ）のような特性となる。また、その際のＢ
IN（ｔ），Ｉｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）及び信号の位相平面
上での象限の関係を図９（ｂ）に示す。これから、移相
器１１から出力されるＩｓ（ｔ），Ｑｓ（ｔ）は、信号
の状態遷移の状態に応じてにＱｓ（ｔ）とＩｓ（ｔ）の
いずれか一方が他方に対して１／１６シンボルだけ遅延
されるため、この１／１６シンボルの間、象限II又は象
限IVとなる期間が存在し、位相変化量がπ／２〔ｒａ
ｄ〕となる。
【００１６】このように、信号状態変化時での位相変化
量をπ／２〔ｒａｄ〕とすることにより、位相変調器１
３からの送信出力Ｓ（ｔ）を非線形増幅器に印加した場
合の送信出力シミュレーションの結果は図１０の通りと
なる。これから、図１４に示した従来の送信出力シミュ
レーション結果に比べ、スプリアスが抑圧されているこ
とが分かる。また、図１１にＣ級増幅器の飽和領域を用
いて増幅した場合の送信出力シミュレーションの結果を
示す。この場合においても従来の図１５に示したＣ級増
幅器送信出力シミュレーション結果に比べ、スプリアス
が著しく抑圧されていることが分かる。
量をπ／２〔ｒａｄ〕とすることにより、位相変調器１
３からの送信出力Ｓ（ｔ）を非線形増幅器に印加した場
合の送信出力シミュレーションの結果は図１０の通りと
なる。これから、図１４に示した従来の送信出力シミュ
レーション結果に比べ、スプリアスが抑圧されているこ
とが分かる。また、図１１にＣ級増幅器の飽和領域を用
いて増幅した場合の送信出力シミュレーションの結果を
示す。この場合においても従来の図１５に示したＣ級増
幅器送信出力シミュレーション結果に比べ、スプリアス
が著しく抑圧されていることが分かる。
【００１７】なお、前記各実施形態では本発明を２値位
相変調方式に適用した例を説明したが、４値位相変調方
式においても同様に適用できることは言うまでもない。
相変調方式に適用した例を説明したが、４値位相変調方
式においても同様に適用できることは言うまでもない。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、多値ディ
ジタル信号を位相変調するに際し、ディジタル信号の直
交軸表示上の信号位相変化量がπ／２〔ｒａｄ〕となる
期間を必ず持つようにディジタル信号を位相変換した上
で位相変調することにより、信号位相変化量がπ〔ｒａ
ｄ〕の状態で位相変調されることがなく、非線形増幅器
やＣ級増幅器におけるＡＭ／ＡＭ変換歪によるスペクト
ルの広がりを抑圧することができ、隣接チャネルの干渉
が防止できる。また、最大位相変化量がπ／２〔ｒａ
ｄ〕となるため、帯域制限フィルタ出力の振幅変動を減
少でき、非線形増幅器のＡＭ／ＰＭ変換歪の影響を低減
し、符号誤り率を改善することができる。さらに、復調
に際しては特別な方式が要求されることがないため、Ｂ
ＰＳＫもしくはＱＰＳＫ変調を用いる通信システムにお
いてもそのまま適用できる。
ジタル信号を位相変調するに際し、ディジタル信号の直
交軸表示上の信号位相変化量がπ／２〔ｒａｄ〕となる
期間を必ず持つようにディジタル信号を位相変換した上
で位相変調することにより、信号位相変化量がπ〔ｒａ
ｄ〕の状態で位相変調されることがなく、非線形増幅器
やＣ級増幅器におけるＡＭ／ＡＭ変換歪によるスペクト
ルの広がりを抑圧することができ、隣接チャネルの干渉
が防止できる。また、最大位相変化量がπ／２〔ｒａ
ｄ〕となるため、帯域制限フィルタ出力の振幅変動を減
少でき、非線形増幅器のＡＭ／ＰＭ変換歪の影響を低減
し、符号誤り率を改善することができる。さらに、復調
に際しては特別な方式が要求されることがないため、Ｂ
ＰＳＫもしくはＱＰＳＫ変調を用いる通信システムにお
いてもそのまま適用できる。
【図１】本発明の位相変調装置の実施形態の全体構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態における移相器の内部構成を示
すブロック図とその帯域制限フィルタ出力である。
すブロック図とその帯域制限フィルタ出力である。
【図３】図２の移相器における象限と信号のタイミング
図である。
図である。
【図４】図２の構成における非線形増幅器の出力スペク
トラム図である。
トラム図である。
【図５】本発明の第２実施形態の移相器の内部構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図６】図５の移相器の動作を示すフロー図である。
【図７】図６（ａ）のフローに基づく図５の構成の帯域
制限フィルタ出力とその信号のタイミング図である。
制限フィルタ出力とその信号のタイミング図である。
【図８】図７の動作に基づく非線形増幅器の出力スペク
トラム図である。
トラム図である。
【図９】図６（ｂ）のフローに基づく図５の構成の帯域
制限フィルタ出力とその信号のタイミング図である。
制限フィルタ出力とその信号のタイミング図である。
【図１０】図９の動作に基づく非線形増幅器の出力スペ
クトラム図である。
クトラム図である。
【図１１】図９の動作に基づくＣ級増幅器の出力スペク
トラム図である。
トラム図である。
【図１２】従来の位相変調装置の全体構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１３】従来の帯域制限フィルタの出力を示す図であ
る。
る。
【図１４】図１２の構成における非線形増幅器の出力ス
ペクトラム図である。
ペクトラム図である。
【図１５】図１２の構成におけるＣ級増幅器の出力スペ
クトラム図である。
クトラム図である。
１１ 移相器 １２ 帯域制限フィルタ １３ 移相変調器 ２１ １／１６シンボル遅延器 ２２ 状態遷移判別器 ２３，２４ スイッチ
Claims (7)
- 【請求項１】 多値ディジタル信号を位相変調して出力
するディジタル通信方式において、前記ディジタル信号
の直交軸表示上の信号位相変化量がπ／２〔ｒａｄ〕と
なる期間を必ず持つように前記ディジタル信号を位相変
換した上で位相変調することを特徴とする位相変調方
式。 - 【請求項２】 ２値ディジタル信号の状態遷移時に、一
方を他方に対して所要タイミングの間遅延させ、この遅
延により位相変化量をπ／２〔ｒａｄ〕とする請求項１
の位相変調方式。 - 【請求項３】 ２値ディジタル信号の状態遷移を検出
し、この検出結果に基づいて一方または他方のいずれか
を選択して遅延させる請求項２の位相変調方式。 - 【請求項４】 多値ディジタル信号を入力として、この
ディジタル信号の状態遷移の際に前記ディジタル信号の
直交軸表示上の自己位相変化量がπ／２〔ｒａｄ〕とな
る期間を必ずもつように前記ディジタル信号を２系列の
直交信号に変換して出力する移相器を備え、この移相器
の出力を位相変調することを特徴とする位相変調装置。 - 【請求項５】 移相器の出力を入力とし、ベースバンド
帯の高周波成分を除去する帯域制限フィルタと、この帯
域制限フィルタの出力を入力して位相変調を行う位相変
調器とを備える請求項４の位相変調装置。 - 【請求項６】 移相器は、２系列の直交信号の一方を他
方に対して所要タイミングの間遅延させる遅延器を備え
る請求項４または５の位相変調装置。 - 【請求項７】 移相器は、ディジタル信号の状態遷移を
判別する判別器と、前記遅延器を直交信号の一方、また
は他方に対して切り替え接続するスイッチとを備え、前
記判別器の判別結果に基づいてスイッチを切り替え動作
させる請求項６の位相変調装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8106540A JP3024548B2 (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 位相変調方法および位相変調装置 |
| US08/838,036 US5987072A (en) | 1996-04-26 | 1997-04-22 | Phase modulation scheme and apparatus |
| NO19971897A NO320253B1 (no) | 1996-04-26 | 1997-04-24 | Fremgangsmate ved fasemodulering av et digitalt signal i et digitalt kommunikasjonssystem og tilsvarende anordning |
| DE19717354A DE19717354A1 (de) | 1996-04-26 | 1997-04-24 | Phasenmodulations-Schema und -Gerät |
| GB9708493A GB2312597B (en) | 1996-04-26 | 1997-04-25 | Phase modulation scheme and apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8106540A JP3024548B2 (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 位相変調方法および位相変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09294145A true JPH09294145A (ja) | 1997-11-11 |
| JP3024548B2 JP3024548B2 (ja) | 2000-03-21 |
Family
ID=14436218
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8106540A Expired - Fee Related JP3024548B2 (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 位相変調方法および位相変調装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP3024548B2 (ja) |
| DE (1) | DE19717354A1 (ja) |
| GB (1) | GB2312597B (ja) |
| NO (1) | NO320253B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016181875A1 (ja) * | 2015-05-14 | 2016-11-17 | ソニー株式会社 | 送信装置および方法、並びにプログラム |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6621876B2 (en) * | 2001-03-01 | 2003-09-16 | Ericsson Inc. | System and method to reduce phase modulation bandwidth |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4726039A (en) * | 1986-05-09 | 1988-02-16 | Honeywell Inc. | Constant amplitude PSK modulator |
| JPH01276860A (ja) * | 1988-04-27 | 1989-11-07 | Alps Electric Co Ltd | Ｐｓｋ変調回路 |
| US5091919A (en) * | 1989-02-08 | 1992-02-25 | Nokia-Mobira Oy | Transmitter arrangement for digitally modulated signals |
| JPH07114420B2 (ja) * | 1989-05-12 | 1995-12-06 | 富士通株式会社 | 変調回路 |
| JP2728114B2 (ja) * | 1994-07-11 | 1998-03-18 | 日本電気株式会社 | Ｆｍ変調回路 |
| US5491457A (en) * | 1995-01-09 | 1996-02-13 | Feher; Kamilo | F-modulation amplification |
| US5548253A (en) * | 1995-04-17 | 1996-08-20 | Omnipoint Corporation | Spectrally efficient quadrature amplitude modulator |
-
1996
- 1996-04-26 JP JP8106540A patent/JP3024548B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-04-22 US US08/838,036 patent/US5987072A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-04-24 DE DE19717354A patent/DE19717354A1/de not_active Withdrawn
- 1997-04-24 NO NO19971897A patent/NO320253B1/no not_active IP Right Cessation
- 1997-04-25 GB GB9708493A patent/GB2312597B/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016181875A1 (ja) * | 2015-05-14 | 2016-11-17 | ソニー株式会社 | 送信装置および方法、並びにプログラム |
| US10700735B2 (en) | 2015-05-14 | 2020-06-30 | Sony Corporation | Transmission device, method thereof, and program |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9708493D0 (en) | 1997-06-18 |
| NO320253B1 (no) | 2005-11-14 |
| GB2312597A (en) | 1997-10-29 |
| NO971897L (no) | 1997-10-27 |
| DE19717354A1 (de) | 1997-10-30 |
| US5987072A (en) | 1999-11-16 |
| GB2312597B (en) | 2000-10-04 |
| NO971897D0 (no) | 1997-04-24 |
| JP3024548B2 (ja) | 2000-03-21 |
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