JPH09247121A - ディジタル無線通信用受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 周波数帯域幅を変更することなく、伝送速度
を増加することができる。 【解決手段】 ｎ個の受信系の中間周波出力を検波手段
１７₁ 〜１７_n でディジタル検波処理によりディジタル
化ベースバンド波形を得、メモリ１８₁ 〜１８_nを通じ
て手段１９により判定手段２１₁ 〜２１_n 又は同相合成
手段２２へ切替え供給し、判定手段２１₁ 〜２１_n でシ
ンボル判定し、手段２４で１系列にする手段２２で同相
合成し、手段２３でシンボル判定する。検波手段１７₁
〜１７_n は入力をＡ／Ｄ変換し、複素乗算により検波
し、ディジタルフィルタ処理などを行い、制御手段１４
に対する設定に応じた変調形式、符号伝送速度などを引
き数とするソフトウェアにより実現される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、各種の変調信
号、各種の符号伝送速度で複数の無線伝送路を通じて受
信されたディジタル無線通信信号を受信するディジタル
無線通信用送受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】今後のディジタル無線通信において、音
声伝送のみならず、画像などの異なるメディアを単一の
通信媒体で伝送することが要求される。これまで、音声
と画像を単一の媒体で伝送するには、画像の持つ広帯域
の情報量を伝送できる通信媒体で伝送しなければならな
かった。従来の音声伝送を主体としたディジタル移動無
線通信では、１利用者あたり１１．２ｋｂｐｓもしくは
５．６ｋｂｐｓで標準化されている。このため、従来の
ディジタル移動無線通信において、単一の搬送波及び単
一のＴＤＭＡタイムスロットで少なくとも６４ｋｂｐｓ
以上の静止画像を伝送することはできなかった。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】この発明が解決しよう
とする課題は、空間により分離される伝送路、搬送波に
より分離される伝送路、伝送フレームにより分離される
伝送路、タイムスロットにより分離される伝送路などの
１種又は複数種の伝送路を複数用い、無線回路の中間周
波数段のフィルタを変更することなく、現在の標準方式
の通信プロトコルルを大幅に変更することなく、伝送す
る情報量に応じて、１乃至複数の伝送路を使用して、柔
軟な伝送容量を実現することを可能とするディジタル無
線通信用受信装置を提供することにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】この発明によれば各別の
伝送路で受信されｎ個の受信系を有し、その受信系ごと
にディジタル式検波手段でディジタル検波処理によりデ
ィジタル化ベースバンド波形が得られ、これらｎ個のデ
ィジタル化ベースバンド波形列はｎ個の判定手段により
それぞれ受信シンボルが判定され、これらｎ個の判定シ
ンボル列中のｍ個（ｍはｍ≦ｎを満す正整数）が並列・
直列変換手段により１個のシンボル列に変換され、ｎ個
のディジタル式検波手段と並列・直列変換手段との間
に、タイミングをとるためにこれら間の信号が一時記憶
され２ｎ個のメモリが設けられ、設定入力手段により変
調形式、符号伝送速度などが設定され、その設定に応じ
て制御手段により、ディジタル式検波手段が制御され、
ディジタル式検波手段、制御手段はプロセッサによりプ
ログラムを解読実行することによりその機能を発揮する
ものであって、つまりその機能を変調形式、符号伝送速
度などを引き数とするソフトウエアにより実現される。

【０００５】伝送路とは例えばスペースダイバーシチの
ように空間的に区別乃至分離される伝送路、搬送波周波
数により区別される伝送路、伝送フレームにより区別さ
れる伝送路、ＴＤＭＡ（時分割多元接続）におけるタイ
ムスロットにより区別される伝送路、ＣＤＭＡ（符号分
割多元接続）における拡散符号により区別される伝送路
などであり、ｎ個の伝送路は、これら各種の伝送路の１
方のみでもよいし、複数種組み合わさせたものでもよ
い。

【０００６】またｎ個のディジタル化ベースバンドはｎ
個の判定手段と切り替え手段により切り替えられて同相
合成手段へ供給することができるようにされ、この切り
替え手段の制御は、設定入力手段よりの設定により制御
手段により、行われる。同相合成手段で同相合成された
出力は同相合成用判定手段によりシンボル判定がなされ
る。

【０００７】またｎ個の判定手段よりのｎ個の判定シン
ボル列は切り替え手段により並列・直列変換手段よりｎ
個の出力端子へ切り替え供給することができるようにさ
れ、この切り替え手段も設定入力手段の設定入力により
制御手段を通じて制御される。受信アンテナ１１₁ 〜１
１₂ よりの各受信信号は、高周波処理器１２₁ 〜１２ _n
において、それぞれ受信帯域が制限され、低雑音増幅器
で増幅され、その各増幅された受信信号は、ミキサ１３
₁ 〜１３_n に入力される。ミキサ１３₁ 〜１３ _n は、そ
れぞれ制御手段１４で制御される局部発振器１５₁ 〜１
５_n よりの局部信号により搬送波周波数がダウンコンバ
ートされて中間周波処理器１６₁ 〜１６ _n へ供給され
る。中間周波処理器１６₁ 〜１６_n では、帯域フィルタ
でミキサ出力から所望の帯域の信号が取出される。これ
らミキサ１３₁ 〜１３_n と中間周波処理器１６₁ 〜１６
_n の処理は、必要に応じて数段構成で繰り返される。中
間周波処理器１６₁ 〜１６_n の出力はそれぞれ、ディジ
タル式検波手段１７₁ 〜１７ _n に入力される。ディジタ
ル式検波手段１７₁ 〜１７_n は、基本的に入力信号の変
動を一定の電圧範囲に抑制する利得調整手段と、アナロ
グ・ディジタル変換手段と、ディジタル信号処理で実現
される検波手段と、フィルタ手段及び信号の補間手段や
間引き手段などで構成される。

【０００８】ディジタル式検波手段１７₁ 〜１７_n の出
力は、それぞれディジタル化されたベースバンド波形で
あり、フレームメモリ１８₁ 〜１８_n に蓄積される。フ
レームメモリ１８₁ 〜１８_n は、基本的にＴＤＭＡ１フ
レームに相当する記憶容量を持つ。フレームメモリ１８
₁ 〜１８_n の目的は、複数の受信系統のディジタル化ベ
ースバンド波形の同期を確保するためである。切り替え
手段１９は、複数のフレームメモリ１８₁ 〜１８_n の出
力をそのまま判定手段２１₁ 〜２１_n に入力するパスと
同相合成手段２２に入力するパスを選択する。判定手段
２１₁ 〜２１_nは、入力されるディジタル化ベースバン
ド波形から各種の判定方式により受信シンボルを判定す
る。同相合成手段２２は入力された複数のディジタル化
ベースバンド波形を同相で合成し、その合成波形は判定
手段２３で各種判定方式により受信シンボルの判定がな
される。並列・直列変換手段２４は、複数の受信シンボ
ル列を単一の受信シンボル列に変換する。このとき、基
本的に単一の受信シンボル列の符号伝送速度は、変換以
前の受信信号の符号伝送速度の和になる。

【０００９】ここで、ディジタル式検波手段１７₁ 〜１
７_n 以降の処理は、複数のマイクロプロセッサを用いた
ディジタル信号処理により実現される。すなわち、マイ
クロプロセッサを動かすためのソフトウェアにしたがっ
て、数値計算により受信シンボルが得られる。この手法
については特願平７−２９８７０７号明細書に詳細に述
べられているが以下に簡単に説明する。

【００１０】キーボードのような設定入力手段２５が制
御手段１４に接続され、設定入力手段２５には予め決め
られたいくつかのサンプリング周波数、符号伝送速度、
局部発振周波数を示すそれぞれ複数のキーと、複数の変
調形式を示すキーとが設けられ、又はサンプリング周波
数、符号伝送速度、局部発振周波数を示す何れかのキー
を操作した後、テンキーにより数値を設定入力すること
ができるようにされている。またダイバーシチ受信か否
かを指示するキーが設けられている。ディジタル式検波
手段１７₁ 〜１７_n に入力された中間周波信号は利得調
整手段により一定電圧範囲の信号とされ、更にアナログ
・ディジタル変換手段によりディジタル信号に変換され
る。このディジタル信号は、例えばｎ点補間手段により
時間軸でｎ点補間演算される。これら補間された信号
は、局部発振手段からの互いに９０°位相がずれた局部
発振信号ｆ_LI（ｋ），ｆ_LQ（ｋ）と乗算手段でそれぞれ
乗算される。これら乗算手段の出力は、ｎ点間引き手段
によりそれぞれ時間軸でｎ点間引き演算される。この間
引き処理は、ｎ点補間手段で補間された標本点数を間引
きしてディジタル検波信号の同相成分、直交成分がそれ
ぞれ得られる。このように時間分解能を上げて乗算処理
を行うことができ、時間分解能を上げることで、ディジ
タル化された変調波信号と局部発振信号との同期を高精
度で確保することができ、かつその乗算出力は、ｎ点間
引き手段により時間分解能を落とし、検波手段以降のデ
ィジタル信号処理の負荷を軽くすることができる。

【００１１】このようにして乗算間引された信号、つま
り検波処理された信号はディジタルフィルタ手段により
ディジタルフィルタ演算と、平滑化処理演算とが行われ
る。つまり平滑化処理手段により平滑化処理されてナイ
キストのサンプリング定理を満たす範囲内で、複数の標
本点が平均化処理により一点にされて時間軸の標本点数
が減らされる。この平滑化処理の結果、次のディジタル
フィルタ演算でのフィルタ次数を低減することが可能と
なる。前記乗算手段への局部信号の発生もソフトウェア
制御される。つまり局部信号発生手段は、指示された周
波数ｆについてｆ_LIＢ_L ｅｘｐ（ｊ２πｆｍＴ_s ）の演
算がなされる。制御手段１４から周波数を例えばｆ₁ ，
ｆ₂ ，ｆ₃ ，ｆ₄ と順次切り替える指示が与えられる
が、この指示は原理的にソフトウェアを実行するマイク
ロプロセッサの命令実行サイクルで行われる。よって、
周波数切り替え速度は、数ナノ秒で実現することが可能
である。

【００１２】符号伝送速度の変化に対しても同様にフィ
ルタ手段はプログラマブルに実現されており、伝送速度
を可変する指示は、制御手段１４により行われる。つま
り制御手段１４及びフィルタ手段は、ディジタル信号処
理をソフトウェアにより実現しており、伝送速度変化
は、原理的にソフトウェアを実行するマイクロプロセッ
サの命令実行サイクルで行われる。フィルタ手段に対す
る特性制御は受信信号の変調形式によっても行われる。
例えば受信信号の変調形式が５ミリ秒ごとにＱＰＳＫ、
１６ＱＡＭ、ＢＰＳＫと順次変化すると、これに応じて
フィルタ特性のロールオフがＱＰＳＫで０．５、１６Ｑ
ＡＭで０．３、ＢＰＳＫで０．５にそれぞれ変更され
て、各変調形式に応じたフィルタ処理を実行できる。

【００１３】例えば図２Ａに２キャリア送受信する移動
通信用基地局３０１と移動局３０２を示し、２キャリア
の周波数はｆ₁ ，ｆ₂ であり、ＴＤＭＡタイムスロット
ｔ1，ｔ2 ，ｔ3 が１フレームを構成するＰＤＣの場合
について説明する。送信機は、搬送波周波数ｆ₁ または
ｆ₂ を発生し、ＴＤＭＡタイムスロットｔ1 ，ｔ2 ，ｔ
3 の内のいずれか一つを使用して送信し、受信機におい
ては、送信機と同じ搬送波周波数とタイムスロットに設
定される。図においては搬送周波数ｆ₁ はどのタムスロ
ットも使用されてなく、周波数ｆ₂ はタイムスロットｔ
１が用いられているダイバーシチ受信では周波数ｆ₂ の
搬送波でタイムスロットｔ１の電波が例えば（図１）で
アンテナ１１₁ 、１１₂ の両者で受信され、その各検波
ディジタルベースバンド波形はフレームメモリ１８₁ ，
１８₂ にそれぞれ一時格納され、フレームメモリ１
８₁ ，１８₂ はフレームごとに同時に読み出されて同相
合成手段２２へ供給され、検波後合成ダイバーシチ受信
となる。

【００１４】次に、図２Ｂは２キャリアマルチ伝送の場
合であって、１つの１系列の情報が２系列に分割され、
その分割された２系列が、周波数ｆ₁ ，ｆ₂ の搬送波信
号の例えば各タイムスロットｔ１でそれぞれ送信され、
受信装置では、アンテナ１１ ₁ ，１１₂ で受信された周
波数ｆ₁ ，ｆ₂ の搬送波の各タイムスロットｔ１が検波
されてフレームメモリ１８₁ ，１８₂ にそれぞれ格納さ
れ、各ＰＤＣフレームごとにメモリ１８₁ ，１８₂ から
読み出された信号は判定手段２１₁ ，２１₂ でそれぞれ
受信シンボルの判定がなされ、並列・直列変換手段２４
で１個のシンボル系列とされる。つまり受信機では、２
系統独立に検波が行われ、検波後直ちに判定手段で各ブ
ランチごとの受信シンボルの判定が行われ、判定後に、
２系統のシンボル列が１系統にされる。これにより、１
タイムスロットを用いた場合、従来のＰＤＣに比べて、
２倍の伝送容量が得られる。なお、この場合同一のビッ
ト誤り率にするためには、図２Ｂにより伝送容量を倍に
するには図２Ａの場合より、送信側で送信電力を例えば
３ｄＢに上げるなどのことが必要になることがある。

【００１５】次に、図２Ｃに、４キャリア１６ＱＡＭを
送受信する移動通信用基地局３０１と移動局３０２を示
し、ここでは、ＴＤＭＡタイムスロットまたはキャリア
ごとに変復調が異なる場合について説明する。従来は、
４キャリアｆ₁ 〜ｆ₄ の各変調に例えば１６ＱＡＭを用
いることにより、１タイムスロットが０．２５ミリ秒の
場合、全体として６４ｋｂｐｓの伝送容量を実現してい
た。この発明によるディジタル無線通信用受信装置を用
いることにより、伝送容量を柔軟に可変することができ
る。例えば、図２Ｄに示すように、４キャリアのうち、
２キャリアｆ₁，ｆ₂ に１６ＱＡＭ，１キャリアｆ₃ に
１０２４ＱＡＭ、更に他の１キャリアｆ ₄ に６４ＱＡＭ
をそれぞれ用いるとする。これにより、４キャリアｆ₁
〜ｆ₄ 全体の伝送容量は、９６ｋｂｐｓとなる。このよ
うに、１キャリアあたりの伝送帯域を拡大することな
く、多値変調における多値数を増加することにより、伝
送容量を増加することができる。

【００１６】このような柔軟性のある伝送容量を実現す
るには、変調信号を生成する段階と検波を行う段階で、
多値変調に適応できる無線装置が必要となる。従来の無
線回路技術を用いる場合、多値変調が切り替わるときに
ベースバンド信号の振幅の変化に追随する必要がある。
また、多値変調の多値数により、最適な送受信フィルタ
の係数が異なる。例えば、送受信フィルタにロールオフ
フィルタを用いた場合、ＱＡＭの多値数が上がるに連れ
てロールオフ係数を小さくする必要がある。この発明に
よる多値変調の切り替え速度は、提供する通信サービス
を連続して行う必要がある。このため、ＴＤＭＡ１タイ
ムスロットごとに異なる多値変調を用いる可能性がある
ので、ＴＤＭＡのプリアンプルまたはガードタイムで変
調や搬送波周波数を切り替えられる必要がある。ところ
が、従来のアナログによる検波方式では、無線回路の過
渡現象により、このような高速の切り替えが困難であ
る。しかしこの発明では前述したように、変調波信号を
サンプリングすることで、検波などの処理をディジタル
信号処理で行いこれをソフトウェアで実現しており、そ
の切り替えはマイクロプロセッサの命令実行サイクル程
度の極めて高速の切り替えが可能となる。

【００１７】図３Ａに示すように判定手段２１₁ 〜２１
_n と並列・直列変換手段２４との間に切り替え手段２６
を挿入し、判定手段２１₁ 〜２１_n のｎ個の判定シンボ
ル列を並列・直列変換手段２４とｎ個の出力端子２７₁
〜２７_n とに切り替え供給することもできる。切り替え
手段２６は設定入力手段２５よりの設定により制御手段
１４により切り替え制御される。

【００１８】図３Ｂに示すように、メモリ１８₁ 〜１８
_n を切り替え手段２６と並列・直列変換手段２４との間
に設けてもよい。メモリ１８₁ 〜１８_n はｎ個のディジ
タル化ベースバンド波形を同位相に同相合成手段２２に
入力するため、また並列・直列変換手段２４で送信側で
の情報列をｎ列への分割する前と同一順にするために必
要なタイミングを合せるためである。従ってメモリ１８
₁ 〜１８_n は前記例のように受信信号がＴＤＭＡ信号の
場合は１フレームの記憶容量を必要とするが、受信信号
によっては、記憶容量は１フレーム以外にすることもで
きる。図３Ｂに示すように同相合成手段２２を省略して
もよい。図３Ａにおいても同相合成手段２２を省略して
もよい。

【００１９】切り替え手段１９による切り替え、また切
り替え手段２６による切り替えは、必ずしもｎ系列を同
一側にする場合に限らず、一部は並列・直列変換手段２
４へ、残りは同相合成手段２２あるいは出力端子２７₁
〜２７_n の対応するものへ供給するようにしてもよい。
これらの使用は設定入力手段２５により設定する。ｎ個
のディジタル式検波手段１７₁ 〜１７_n の処理、またそ
の後の処理は、各受信系ごとに別個のプロセッサにより
行ってもよく、著しく高速の１個のプロセッサにより、
ｎ個の受信系のすべての処理を制御手段１４の処理を含
めて行うようにしてもよい。また、ディジタル式検波手
段１７₁ 〜１７_n は各別のプロセッサにより処理し、そ
の他の処理は１個のプロセッサにより各系列を時分割的
に処理するようにしてもよい。

【００２０】この発明は移動無線のみならず、固定無線
にも適用できる。

【００２１】

【発明の効果】この発明は複数の受信系統と受信検波出
力を同相合成し、又は各別に検波し、シンボル判定した
系列を時分割多重化により１個の系列とすることによ
り、次の効果がある。（ｉ）柔軟に伝送速度や使用する
キャリア数などを可変できる無線通信方式に用いるため
の受信装置を構成することができる。（ii）現行のＰＤ
Ｃなどの標準方式とコンパチブルな受信装置を構成する
ことができる。（iii)異なる搬送波周波数を同時受信
し、同一の無線装置で構成することができる。（iv）小
型携帯機から基地局まで、同一の装置構成で実現するこ
とができる。（ｖ）複数の伝送路を用いることにより伝
送速度を増加しても中間周波数帯域幅を大にする必要が
なく、ソフトウェアの引き数を変更することにより簡単
に対応できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例における機能構成を示すブロ
ック図。

【図２】ＡはＴＤＭＡ移動無線におけるダイバーシチ受
信をする場合のシステムを示す図、Ｂは図２Ａのシステ
ムで伝送容量を倍にするシステムを示す図、Ｃは１６Ｑ
ＡＭ４キャリアのシステムを示す図、Ｄは図２Ｃのシス
テムで伝送容量を増加したシステムを示す図である。

【図３】この発明の他の実施例の一部の機能構成を示す
ブロック図。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタルデータで変調された変調波信
   号を受信するｎ個（ｎは２以上の整数）の受信系を備え
   た無線通信用受信装置であって、 上記ｎ個の受信系ごとに設けられ、ディジタル検波処理
   によりディジタル化ベースバンド波形を得るｎ個のディ
   ジタル式検波手段と、 これらｎ個のディジタル式検波手段よりのディジタル化
   ベースバンド波形から受信シンボルをそれぞれ判定する
   ｎ個の判定手段と、 これらｎ個の判定手段よりのｎ個の判定シンボル列中の
   ｍ個（ｍはｍ≦ｎを満す正整数）を１個のシンボル列に
   変換する並列・直列変換手段と、 上記ｎ個のディジタル式検波手段と上記並列・直列変換
   手段との間にそれぞれ設けられ、上記ディジタル化ベー
   スバンド波形又は判定シンボルが一時記憶されるｎ個の
   メモリと、 変調形式、符号伝送速度などを設定する設定入力手段
   と、 その設定入力手段により設定された変調形式、符号伝送
   速度に応じて上記ｎ個のディジタル式検波手段を制御す
   る制御手段とを備え、 上記ディジタル式検波手段はプロセッサがプログラムを
   解読実行することにより、上記設定入力された変調形
   式、符号伝送速度に応じたディジタル検波処理を行うも
   のであることを特徴とするディジタル無線通信用受信装
   置。
2. 【請求項２】 上記ｎ個のディジタル化ベースバンド波
   形を同相合成する同相合成手段と、その同相合成手段の
   出力のシンボルを判定する同相合成用判定手段と、上記
   ｎ個のディジタル式検波手段よりのディジタル化ベース
   バンド波形を上記ｎ個の判定手段と上記１個の同相合成
   用判定手段とへ切り替え供給する切り替え手段とを備
   え、上記設定入力手段は同相合成するか否かを設定する
   ことができ、かつその設定に応じて上記制御手段により
   上記切り替え手段に対する切り替えがなされることを特
   徴とする請求項１記載のディジタル無線通信用受信装
   置。
3. 【請求項３】 上記ｎ個の判定手段により判定シンボル
   列を上記並列・直列変換手段とｎ個の出力端子とへ切替
   え供給する切り替え手段とを設定、上記設定入力手段
   は、上記並列・直列変換手段と出力端子との切り替えを
   設定入力することができ、その設定入力に応じて上記制
   御手段は、上記切り替え手段と、並列・直列変換手段か
   出力端子かへ設定することを特徴とする請求項１又は２
   記載のディジタル無線通信用受信装置。