JPH09224373A - 直列共振電力変換器 - Google Patents
直列共振電力変換器Info
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- JPH09224373A JPH09224373A JP8307560A JP30756096A JPH09224373A JP H09224373 A JPH09224373 A JP H09224373A JP 8307560 A JP8307560 A JP 8307560A JP 30756096 A JP30756096 A JP 30756096A JP H09224373 A JPH09224373 A JP H09224373A
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Magnetic Resonance Imaging Apparatus (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 変化する負荷要求に素早く応答し、効率がよ
く、又、良好な電磁干渉性能を得ることのできる直列共
振電力変換器を提供する。 【解決手段】 ４つのＩＧＢＴ（１０４Ａ、１０４Ｂ、
１０４Ｃ、１０４Ｄ）を有しているインバータ（１０
２）を含んでいる直列共鳴回路（ＳＲＣ）（１００）
が、直列結合されているインダクタ（１０６）及びコン
デンサ（１０８）と、変圧器（１１０）と、ダイオード
・ブリッジ（１１２）とを含んでいる。ＳＲＣ（１０
０）は又、制御器（１１８）を含んでいる。制御器（１
１８）は、対数増幅器（１２２）と協働して、位相変調
及び周波数変調を同時に用いることにより、インバータ
（１０２）を制御する。
く、又、良好な電磁干渉性能を得ることのできる直列共
振電力変換器を提供する。 【解決手段】 ４つのＩＧＢＴ（１０４Ａ、１０４Ｂ、
１０４Ｃ、１０４Ｄ）を有しているインバータ（１０
２）を含んでいる直列共鳴回路（ＳＲＣ）（１００）
が、直列結合されているインダクタ（１０６）及びコン
デンサ（１０８）と、変圧器（１１０）と、ダイオード
・ブリッジ（１１２）とを含んでいる。ＳＲＣ（１０
０）は又、制御器（１１８）を含んでいる。制御器（１
１８）は、対数増幅器（１２２）と協働して、位相変調
及び周波数変調を同時に用いることにより、インバータ
（１０２）を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的には直列共振電
力変換器に関し、更に詳しくは、電力変換器の効率及び
応答性を最大限にするために対数増幅器と共に周波数変
調及び位相変調を同時に利用する制御器を含んでいる直
列共振変換器に関する。
力変換器に関し、更に詳しくは、電力変換器の効率及び
応答性を最大限にするために対数増幅器と共に周波数変
調及び位相変調を同時に利用する制御器を含んでいる直
列共振変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】直列共振電力変換器（ＳＲＣ（series-r
esonant power converter））は、一般的には周知のも
のである。公知のＳＲＣには、変換器のスイッチング素
子、例えばトランジスタ内の損失を最小にするために共
振素子を利用しているものがある。代表的なＳＲＣは、
例えば４つの絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ
（ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor））
を用いて構成されているインバータを含んでいる。ＳＲ
Ｃは又、直列結合されているインダクタ及びコンデンサ
と、変圧器と、その出力が負荷に結合されているダイオ
ード・ブリッジとを含んでいる。制御器はＩＧＢＴのス
イッチング、即ちゲーティングを制御する。
esonant power converter））は、一般的には周知のも
のである。公知のＳＲＣには、変換器のスイッチング素
子、例えばトランジスタ内の損失を最小にするために共
振素子を利用しているものがある。代表的なＳＲＣは、
例えば４つの絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ
（ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor））
を用いて構成されているインバータを含んでいる。ＳＲ
Ｃは又、直列結合されているインダクタ及びコンデンサ
と、変圧器と、その出力が負荷に結合されているダイオ
ード・ブリッジとを含んでいる。制御器はＩＧＢＴのス
イッチング、即ちゲーティングを制御する。
【０００３】動作について説明すると、共振インダクタ
及びコンデンサの電流は、ｆ＝１／２π（ＬＣ）1/2 で
ある周波数ｆの正弦波形と共振する。この正弦波形の結
果、各々のＩＧＢＴは、そのＩＧＢＴを通る電流が零又
はその近くにあるときにその状態を変化させ、即ち「ス
イッチング」し、これにより、スイッチング損失は最小
になる。
及びコンデンサの電流は、ｆ＝１／２π（ＬＣ）1/2 で
ある周波数ｆの正弦波形と共振する。この正弦波形の結
果、各々のＩＧＢＴは、そのＩＧＢＴを通る電流が零又
はその近くにあるときにその状態を変化させ、即ち「ス
イッチング」し、これにより、スイッチング損失は最小
になる。
【０００４】ＳＲＣは、例えば磁気共鳴（ＭＲ（magnet
ic resonance））イメージング装置の磁界コイル（即
ち、勾配コイル）を制御する増幅器に電力を供給するた
めに利用されている。このようなＭＲ装置では、そして
３次元イメージングでは、ｘ、ｙ及びｚの次元に時間と
共に変化する勾配磁界を形成するために３つの勾配コイ
ルが利用されている。電力はＳＲＣによって、各々の勾
配増幅器に供給される。もちろん、動作条件が変化する
につれて、各々の増幅器の負荷要求も変化する。従っ
て、ＳＲＣは低電力要求及び高電力要求の両方を含んで
いる種々の条件に応答しなければならない。
ic resonance））イメージング装置の磁界コイル（即
ち、勾配コイル）を制御する増幅器に電力を供給するた
めに利用されている。このようなＭＲ装置では、そして
３次元イメージングでは、ｘ、ｙ及びｚの次元に時間と
共に変化する勾配磁界を形成するために３つの勾配コイ
ルが利用されている。電力はＳＲＣによって、各々の勾
配増幅器に供給される。もちろん、動作条件が変化する
につれて、各々の増幅器の負荷要求も変化する。従っ
て、ＳＲＣは低電力要求及び高電力要求の両方を含んで
いる種々の条件に応答しなければならない。
【０００５】少なくとも１つの公知のＳＲＣ制御器で
は、制御器は、広範囲の負荷にわたってＳＲＣの出力電
力を制御するために２段の構成として実現されている。
例えば低出力電力では、制御器は位相変調を用いてＩＧ
ＢＴのスイッチングを制御する。高出力電力では、制御
器は周波数変調を用いてＩＧＢＴのスイッチング周波数
を制御する。このような２相構成は、ＳＲＣの出力電力
を制御するためには有用であるが、負荷の変化に更に早
く応答し、より効率のよいＳＲＣの制御器が提供される
ことが望ましい。更に、負荷の広い範囲にわたって電磁
干渉（ＥＭＩ（electromagnetic interference））性能
が改善されることが望ましい。
は、制御器は、広範囲の負荷にわたってＳＲＣの出力電
力を制御するために２段の構成として実現されている。
例えば低出力電力では、制御器は位相変調を用いてＩＧ
ＢＴのスイッチングを制御する。高出力電力では、制御
器は周波数変調を用いてＩＧＢＴのスイッチング周波数
を制御する。このような２相構成は、ＳＲＣの出力電力
を制御するためには有用であるが、負荷の変化に更に早
く応答し、より効率のよいＳＲＣの制御器が提供される
ことが望ましい。更に、負荷の広い範囲にわたって電磁
干渉（ＥＭＩ（electromagnetic interference））性能
が改善されることが望ましい。
【０００６】
【発明の概要】上述の目的及び利点並びに他の目的及び
利点は、位相変調及び周波数変調を同時に用いて広い範
囲の出力電力にわたって電力出力制御を行う制御器を含
んでいるＳＲＣによって達成される。更に詳しく述べる
と、一実施例では、この制御器は、ダイオード・ブリッ
ジの出力電圧を所定の基準電圧と比較する誤差増幅器を
含んでいる。基準電圧と出力電圧との差、即ち誤差電圧
が、対数増幅器に供給される。増幅器の出力は並列に、
電圧制御発振器及び電圧制御位相遅延器に供給される。
電圧制御発振器は、対数増幅器の出力に基づいてＩＧＢ
Ｔに対するスイッチング周波数を決定する。電圧制御位
相遅延器は一方のインバータ出力の、他方のインバータ
出力に対する位相遅延を決定する。電圧制御発振器及び
位相遅延器を同時に用いてＩＧＢＴスイッチングを制御
することにより、ＳＲＣは、変化する負荷要求に素早く
応答し、効率がよい。又、良好な電磁干渉（ＥＭＩ）性
能が得られる。
利点は、位相変調及び周波数変調を同時に用いて広い範
囲の出力電力にわたって電力出力制御を行う制御器を含
んでいるＳＲＣによって達成される。更に詳しく述べる
と、一実施例では、この制御器は、ダイオード・ブリッ
ジの出力電圧を所定の基準電圧と比較する誤差増幅器を
含んでいる。基準電圧と出力電圧との差、即ち誤差電圧
が、対数増幅器に供給される。増幅器の出力は並列に、
電圧制御発振器及び電圧制御位相遅延器に供給される。
電圧制御発振器は、対数増幅器の出力に基づいてＩＧＢ
Ｔに対するスイッチング周波数を決定する。電圧制御位
相遅延器は一方のインバータ出力の、他方のインバータ
出力に対する位相遅延を決定する。電圧制御発振器及び
位相遅延器を同時に用いてＩＧＢＴスイッチングを制御
することにより、ＳＲＣは、変化する負荷要求に素早く
応答し、効率がよい。又、良好な電磁干渉（ＥＭＩ）性
能が得られる。
【０００７】
【実施例】従来技術の直列共振電力変換器（ＳＲＣ）１
０が、図１に概略回路形式で示されている。ＳＲＣ１０
は、例えば４つのＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄを使用して構
成されているインバータ１２を含んでいる。ＳＲＣ１０
は又、直列結合されている共振インダクタ１６及びコン
デンサ１８と、変圧器２０と、４つのダイオード２４Ａ
〜２４Ｄを有しているダイオード・ブリッジ２２とを含
んでいる。ダイオード・ブリッジ２２の出力は負荷２６
に結合されている。ＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄのスイッチ
ング、即ちゲーティングを制御するために、制御器２８
が利用されている。
０が、図１に概略回路形式で示されている。ＳＲＣ１０
は、例えば４つのＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄを使用して構
成されているインバータ１２を含んでいる。ＳＲＣ１０
は又、直列結合されている共振インダクタ１６及びコン
デンサ１８と、変圧器２０と、４つのダイオード２４Ａ
〜２４Ｄを有しているダイオード・ブリッジ２２とを含
んでいる。ダイオード・ブリッジ２２の出力は負荷２６
に結合されている。ＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄのスイッチ
ング、即ちゲーティングを制御するために、制御器２８
が利用されている。
【０００８】広い範囲の負荷にわたってＳＲＣ１０の出
力電力を制御するために、制御器２８は２段の構成とし
て実現されている。低出力電力では、制御器２８はＩＧ
ＢＴ１４Ａ〜１４Ｄのスイッチングのために位相変調を
利用する。高出力電力では、制御器２８はＩＧＢＴ１４
Ａ〜１４Ｄのスイッチング周波数を制御するために周波
数変調を利用する。
力電力を制御するために、制御器２８は２段の構成とし
て実現されている。低出力電力では、制御器２８はＩＧ
ＢＴ１４Ａ〜１４Ｄのスイッチングのために位相変調を
利用する。高出力電力では、制御器２８はＩＧＢＴ１４
Ａ〜１４Ｄのスイッチング周波数を制御するために周波
数変調を利用する。
【０００９】動作について説明すると、共振インダクタ
１６及びコンデンサ１８の電流は、周波数ｆ＝１／２π
（ＬＣ）1/2 の正弦波形で共振する。このような共振に
より、各々のＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄを通る電流が零又
はそれに近いときに、ＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄの各々は
状態を変化させる、即ちスイッチングする。従来技術の
ＳＲＣ１０に比べて利点をもたらすＳＲＣ１００が、図
２に示されている。ＳＲＣ１００は、４つのＩＧＢＴ１
０４Ａ〜１０４Ｄを有しているインバータ１０２を含ん
でいる。ＳＲＣ１００は又、直列結合されているインダ
クタ１０６及びコンデンサ１０８と、変圧器１１０と、
ダイオード・ブリッジ１１２とを含んでいる。ダイオー
ド・ブリッジ１１２は、負荷１１６に結合されている４
つのダイオード１１４Ａ〜１１４Ｄを含んでいる。
１６及びコンデンサ１８の電流は、周波数ｆ＝１／２π
（ＬＣ）1/2 の正弦波形で共振する。このような共振に
より、各々のＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄを通る電流が零又
はそれに近いときに、ＩＧＢＴ１４Ａ〜１４Ｄの各々は
状態を変化させる、即ちスイッチングする。従来技術の
ＳＲＣ１０に比べて利点をもたらすＳＲＣ１００が、図
２に示されている。ＳＲＣ１００は、４つのＩＧＢＴ１
０４Ａ〜１０４Ｄを有しているインバータ１０２を含ん
でいる。ＳＲＣ１００は又、直列結合されているインダ
クタ１０６及びコンデンサ１０８と、変圧器１１０と、
ダイオード・ブリッジ１１２とを含んでいる。ダイオー
ド・ブリッジ１１２は、負荷１１６に結合されている４
つのダイオード１１４Ａ〜１１４Ｄを含んでいる。
【００１０】ＳＲＣ１００は更に、制御器１１８を含ん
でいる。制御器１１８は位相変調及び周波数変調を同時
に用いて、インバータ１０２を制御する。更に詳しく説
明すると、一実施例では、制御器１１８は誤差増幅器１
２０を含んでおり、誤差増幅器１２０は、ダイオード・
ブリッジ１１２の出力電圧を所定の基準電圧Ｖref と比
較する。誤差増幅器１２０の出力は対数増幅器１２２に
供給される。増幅器１２２の出力は電圧制御位相遅延器
１２４及び電圧制御発振器１２６の両方に結合されてい
る。位相遅延器１２４はゲート・ドライバ１２８Ａ及び
１２８Ｂに結合されている。発振器１２６はゲート・ド
ライバ１３０Ａ及び１３０Ｂに結合されている。ゲート
・ドライバ１２８Ａ及び１２８Ｂ、並びに１３０Ａ及び
１３０Ｂは、ＩＧＢＴ１０４Ａ〜１０４Ｄに結合されて
いる。論理インバータ１３２Ａ及び１３２Ｂはゲート・
ドライバ１２８Ａ及びゲート・ドライバ１３０Ａへの信
号を反転させるので、ＩＧＢＴ１０４Ａ及び１０４Ｂは
常に反対の状態となり（例えば、ＩＧＢＴ１０４Ａが
「オン」で、ＩＧＢＴ１０４Ｂが「オフ」となり）、Ｉ
ＧＢＴ１０４Ｃ及び１０４Ｄは常に反対の状態となる。
でいる。制御器１１８は位相変調及び周波数変調を同時
に用いて、インバータ１０２を制御する。更に詳しく説
明すると、一実施例では、制御器１１８は誤差増幅器１
２０を含んでおり、誤差増幅器１２０は、ダイオード・
ブリッジ１１２の出力電圧を所定の基準電圧Ｖref と比
較する。誤差増幅器１２０の出力は対数増幅器１２２に
供給される。増幅器１２２の出力は電圧制御位相遅延器
１２４及び電圧制御発振器１２６の両方に結合されてい
る。位相遅延器１２４はゲート・ドライバ１２８Ａ及び
１２８Ｂに結合されている。発振器１２６はゲート・ド
ライバ１３０Ａ及び１３０Ｂに結合されている。ゲート
・ドライバ１２８Ａ及び１２８Ｂ、並びに１３０Ａ及び
１３０Ｂは、ＩＧＢＴ１０４Ａ〜１０４Ｄに結合されて
いる。論理インバータ１３２Ａ及び１３２Ｂはゲート・
ドライバ１２８Ａ及びゲート・ドライバ１３０Ａへの信
号を反転させるので、ＩＧＢＴ１０４Ａ及び１０４Ｂは
常に反対の状態となり（例えば、ＩＧＢＴ１０４Ａが
「オン」で、ＩＧＢＴ１０４Ｂが「オフ」となり）、Ｉ
ＧＢＴ１０４Ｃ及び１０４Ｄは常に反対の状態となる。
【００１１】動作について説明すると、ＩＧＢＴ１０４
Ａ〜１０４Ｄは制御器１１８によって制御されて、電圧
レベルが±Ｖinの正方形波電圧Ｖt を供給する。正方形
波電圧Ｖtの周波数ｆt 及びデューティ・サイクルＤt
は、以下に説明するように、制御器１１８のスイッチン
グ手順に依存する。電圧Ｖt は、インダクタ（Ｌ）１０
６とコンデンサ（Ｃ）１０８との直列接続に印加される
と共に、変圧器１１０の１次側に印加される。変圧器１
１０の２次側はダイオード・ブリッジ１１２に電圧を供
給し、ダイオード・ブリッジ１１２は負荷１１６に電流
Ｉout を供給して、直流電圧Ｖout を発生させる。
Ａ〜１０４Ｄは制御器１１８によって制御されて、電圧
レベルが±Ｖinの正方形波電圧Ｖt を供給する。正方形
波電圧Ｖtの周波数ｆt 及びデューティ・サイクルＤt
は、以下に説明するように、制御器１１８のスイッチン
グ手順に依存する。電圧Ｖt は、インダクタ（Ｌ）１０
６とコンデンサ（Ｃ）１０８との直列接続に印加される
と共に、変圧器１１０の１次側に印加される。変圧器１
１０の２次側はダイオード・ブリッジ１１２に電圧を供
給し、ダイオード・ブリッジ１１２は負荷１１６に電流
Ｉout を供給して、直流電圧Ｖout を発生させる。
【００１２】制御器１１８に対して、電圧Ｖout がサン
プリングされる。誤差増幅器１２０によって、このよう
なサンプル値が基準電圧Ｖrefから減算されて、誤差電
圧Ｖeが求められる。即ち、 Ｖe ＝Ｖref −Ｖout 式（１） 制御電圧Ｖc は、対数増幅器１２２を利用して誤差電圧
Ｖeの対数により求められる。具体的に制御電圧Ｖ
c は、次式で与えられる。
プリングされる。誤差増幅器１２０によって、このよう
なサンプル値が基準電圧Ｖrefから減算されて、誤差電
圧Ｖeが求められる。即ち、 Ｖe ＝Ｖref −Ｖout 式（１） 制御電圧Ｖc は、対数増幅器１２２を利用して誤差電圧
Ｖeの対数により求められる。具体的に制御電圧Ｖ
c は、次式で与えられる。
【００１３】 Ｖc＝Ｂｌｏｇ10（Ｖe・Ａ） 式（２） ここで、Ａ及びＢは定数である。制御電圧Ｖc を用い
て、インバータ１０２の動作のためのスイッチング周波
数が求められる。もちろん、インバータ１０２のスイッ
チング周波数も、正方形波電圧Ｖt の周波数ｆtであ
る。電圧制御発振器１２６は、周波数ｆt を次式のよう
に求める。
て、インバータ１０２の動作のためのスイッチング周波
数が求められる。もちろん、インバータ１０２のスイッ
チング周波数も、正方形波電圧Ｖt の周波数ｆtであ
る。電圧制御発振器１２６は、周波数ｆt を次式のよう
に求める。
【００１４】 ｆt＝ｆ0 ＋ｆ1 ・Ｖc 式（３） ここで、ｆ0 ＝１／２π（ＬＣ）1/2 であり、ｆ1 は正
の定数である。制御電圧Ｖc は又、電圧制御位相遅延器
１２４によって用いられており、ＩＧＢＴ１０４Ａ及び
１０４Ｂのスイッチングと比較したＩＧＢＴ１０４Ｃ及
び１０４Ｄのスイッチングに対する位相遅延θが求めら
れる。詳しく述べると、位相遅延θは１８°・Ｖc に等
しい。上述のようにＩＧＢＴ１０４Ａ〜１０４Ｄの位相
遅延を制御することにより、正方形波電圧Ｖtのデュー
ティ・サイクルＤt は、次式のようになる。
の定数である。制御電圧Ｖc は又、電圧制御位相遅延器
１２４によって用いられており、ＩＧＢＴ１０４Ａ及び
１０４Ｂのスイッチングと比較したＩＧＢＴ１０４Ｃ及
び１０４Ｄのスイッチングに対する位相遅延θが求めら
れる。詳しく述べると、位相遅延θは１８°・Ｖc に等
しい。上述のようにＩＧＢＴ１０４Ａ〜１０４Ｄの位相
遅延を制御することにより、正方形波電圧Ｖtのデュー
ティ・サイクルＤt は、次式のようになる。
【００１５】 Ｄt ＝（（１８０°−１８°・Ｖc）／１８０°）・１００％ 式（４ ） 特定の例として、下記の条件の場合には、出力電流Ｉ
outはＶcの指数関数に近くなる。詳しく述べると、下記
の条件Ｌ＝３２［μＨ］、Ｃ＝２［μＦ］、ｆ1 ＝４
［ｋＨｚ］、Ｖin＝２９０［Ｖ］、Ｖout ＝１８０
［Ｖ］、及びＸＦＭＲ（変圧器）＝１：１の下で、出力
電流Ｉout は次式で近似される。
outはＶcの指数関数に近くなる。詳しく述べると、下記
の条件Ｌ＝３２［μＨ］、Ｃ＝２［μＦ］、ｆ1 ＝４
［ｋＨｚ］、Ｖin＝２９０［Ｖ］、Ｖout ＝１８０
［Ｖ］、及びＸＦＭＲ（変圧器）＝１：１の下で、出力
電流Ｉout は次式で近似される。
【００１６】
【数１】
【００１７】式（５）に式（２）を代入して、Ｂ＝−
３．６とすることにより、次式が得られる。 Ｉout＝２２０・Ａ・Ｖe 式（６ ） 上述の特定の例に示すように、Ｉout はＶe の線形関数
である。従って、制御器１１８が出力電力の全範囲にわ
たって最適応答を与えるように、定数Ａを容易に選択す
ることができる。
３．６とすることにより、次式が得られる。 Ｉout＝２２０・Ａ・Ｖe 式（６ ） 上述の特定の例に示すように、Ｉout はＶe の線形関数
である。従って、制御器１１８が出力電力の全範囲にわ
たって最適応答を与えるように、定数Ａを容易に選択す
ることができる。
【００１８】図３は、本発明によるＳＲＣのもう１つの
実施例を示す。図３に示されている構成要素で図２に示
された構成要素と同じものは、図２で用いたものと同じ
参照番号を図３でも用いている。図３に示すように、勾
配増幅器１５２が、多出力直列共振電源、即ちＳＲＣ１
５４に結合されている。ＳＲＣ１５４は、６つのダイオ
ード・ブリッジ１５８Ａ〜１５８Ｆに結合されている６
出力変圧器１５６を含んでいる。ダイオード・ブリッジ
１５８Ａ〜１５８Ｆは、勾配増幅器１５２のそれぞれの
インバータ１６０Ａ〜１６０Ｆに結合されている。コン
デンサ１６２Ａ〜１６２Ｆがそれぞれのダイオード・ブ
リッジ１５８Ａ〜１５８Ｆの出力の両端の間に結合され
ている。コンデンサ１６２Ｂ、１６２Ｄ及び１６２Ｆの
両端の間に発生される電圧信号は、それぞれの差動増幅
器１６４Ａ〜１６４Ｃに結合されている。差動増幅器１
６４Ａ〜１６４Ｃの出力は、帰還選択器１６６に供給さ
れる。
実施例を示す。図３に示されている構成要素で図２に示
された構成要素と同じものは、図２で用いたものと同じ
参照番号を図３でも用いている。図３に示すように、勾
配増幅器１５２が、多出力直列共振電源、即ちＳＲＣ１
５４に結合されている。ＳＲＣ１５４は、６つのダイオ
ード・ブリッジ１５８Ａ〜１５８Ｆに結合されている６
出力変圧器１５６を含んでいる。ダイオード・ブリッジ
１５８Ａ〜１５８Ｆは、勾配増幅器１５２のそれぞれの
インバータ１６０Ａ〜１６０Ｆに結合されている。コン
デンサ１６２Ａ〜１６２Ｆがそれぞれのダイオード・ブ
リッジ１５８Ａ〜１５８Ｆの出力の両端の間に結合され
ている。コンデンサ１６２Ｂ、１６２Ｄ及び１６２Ｆの
両端の間に発生される電圧信号は、それぞれの差動増幅
器１６４Ａ〜１６４Ｃに結合されている。差動増幅器１
６４Ａ〜１６４Ｃの出力は、帰還選択器１６６に供給さ
れる。
【００１９】勾配増幅器１５２は、インバータ１６０Ａ
〜１６０Ｆのスイッチングを制御する制御器１６８Ａ〜
１６８Ｃを含んでいる。制御器１６８Ａ〜１６８Ｃは増
幅器１７０Ａ〜１７０Ｃに制御信号を供給する。増幅器
１７０Ａ〜１７０Ｃの出力は、インバータ１６０Ａ〜１
６０Ｆの出力と直列になっている。各々のインバータ対
１６０Ａ及び１６０Ｂ、１６０Ｃ及び１６０Ｄ、並びに
１６０Ｅ及び１６０Ｆは、それぞれの勾配コイル１７２
Ａ〜１７２Ｃに正電圧及び負電圧を供給する。勾配コイ
ル１７２Ａ〜１７２Ｃは、例えばＭＲイメージンク装置
のコイルとすることができる。勾配増幅器１５２及び勾
配コイル１７２Ａ〜１７２Ｃの動作は、本発明の譲り受
け人に譲渡され、ここに全体が参照されるべき米国特許
第５，４５１，８７８号、「非共鳴勾配磁界加速器」
（Non-Resonant Gradient Field Accelerator）に説明
されている。
〜１６０Ｆのスイッチングを制御する制御器１６８Ａ〜
１６８Ｃを含んでいる。制御器１６８Ａ〜１６８Ｃは増
幅器１７０Ａ〜１７０Ｃに制御信号を供給する。増幅器
１７０Ａ〜１７０Ｃの出力は、インバータ１６０Ａ〜１
６０Ｆの出力と直列になっている。各々のインバータ対
１６０Ａ及び１６０Ｂ、１６０Ｃ及び１６０Ｄ、並びに
１６０Ｅ及び１６０Ｆは、それぞれの勾配コイル１７２
Ａ〜１７２Ｃに正電圧及び負電圧を供給する。勾配コイ
ル１７２Ａ〜１７２Ｃは、例えばＭＲイメージンク装置
のコイルとすることができる。勾配増幅器１５２及び勾
配コイル１７２Ａ〜１７２Ｃの動作は、本発明の譲り受
け人に譲渡され、ここに全体が参照されるべき米国特許
第５，４５１，８７８号、「非共鳴勾配磁界加速器」
（Non-Resonant Gradient Field Accelerator）に説明
されている。
【００２０】ＳＲＣ１５４の動作について説明すると、
コンデンサ１６２Ｂ、１６２Ｄ及び１６２Ｆの両端の間
に発生された電圧信号は、差動増幅器１６４Ａ〜１６４
Ｃを介して帰還選択器１６６に供給される。帰還選択器
１６６は、このような増幅器１６４Ａ、１６４Ｂ及び１
６４Ｃから受け取った電圧の大きさを比較して、最低
の、即ち最小の電圧値レベルを制御器１１８に入力とし
て供給する。制御器１１８は前に説明したように動作し
て、インバータ１０２のスイッチングを制御する。
コンデンサ１６２Ｂ、１６２Ｄ及び１６２Ｆの両端の間
に発生された電圧信号は、差動増幅器１６４Ａ〜１６４
Ｃを介して帰還選択器１６６に供給される。帰還選択器
１６６は、このような増幅器１６４Ａ、１６４Ｂ及び１
６４Ｃから受け取った電圧の大きさを比較して、最低
の、即ち最小の電圧値レベルを制御器１１８に入力とし
て供給する。制御器１１８は前に説明したように動作し
て、インバータ１０２のスイッチングを制御する。
【００２１】上述のＳＲＣは、電圧制御発振器及び位相
遅延器を同時に使用してＩＧＢＴのゲーティングを制御
することにより、変化する負荷の要求に素早く応答し、
効率がよい。又、良好なＥＭＩ性能が得られる。本発明
の種々の実施例の前述した説明から、本発明の目的が達
成されることは明らかである。本発明を詳細に図示し、
説明してきたが、これらは例示のためのものに過ぎず、
本発明を限定するためのものでないことが明確に理解さ
れるはずである。例えば負荷は、必ずしもＭＲイメージ
ング装置の勾配コイルである必要はない。本発明におけ
るＳＲＣは、他の多くの形式の負荷に電力を供給するた
めに使用することができる。従って、本発明の要旨は、
特許請求の範囲によってのみ限定されるべきである。
遅延器を同時に使用してＩＧＢＴのゲーティングを制御
することにより、変化する負荷の要求に素早く応答し、
効率がよい。又、良好なＥＭＩ性能が得られる。本発明
の種々の実施例の前述した説明から、本発明の目的が達
成されることは明らかである。本発明を詳細に図示し、
説明してきたが、これらは例示のためのものに過ぎず、
本発明を限定するためのものでないことが明確に理解さ
れるはずである。例えば負荷は、必ずしもＭＲイメージ
ング装置の勾配コイルである必要はない。本発明におけ
るＳＲＣは、他の多くの形式の負荷に電力を供給するた
めに使用することができる。従って、本発明の要旨は、
特許請求の範囲によってのみ限定されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術の直列共振電力変換器の概略回路図で
ある。
ある。
【図２】本発明の一実施例による制御器を含んでいる直
列共振電力変換器の概略回路図である。
列共振電力変換器の概略回路図である。
【図３】本発明のもう１つの実施例による直列共振電力
変換器の概略回路図である。
変換器の概略回路図である。
１００ 直列共振電力変換器（ＳＲＣ） １０２ インバータ １０４Ａ〜１０４Ｄ ＩＧＢＴ １０６ インダクタ １０８ コンデンサ １１０ 変圧器 １１２ ダイオード・ブリッジ １１４Ａ〜１１４Ｄ ダイオード １１８ 制御器 １２０ 誤差増幅器 １２２ 対数増幅器 １２４ 電圧制御位相遅延器 １２６ 電圧制御発振器 １２８Ａ、１２８Ｂ、１３０Ａ、１３０Ｂ ゲート・ド
ライバ １５２ 勾配増幅器
ライバ １５２ 勾配増幅器
Claims (9)
- 【請求項１】 磁気共鳴イメージング装置において電力
を供給する直列共振電力変換器（１００）であって、 インバータ（１０２）と、 該インバータ（１０２）の出力に結合されているインダ
クタ（１０６）と、 該インダクタ（１０６）と直列に結合されているコンデ
ンサ（１０８）と、 １次側と、２次側とを有している変圧器であって、前記
コンデンサ（１０８）は、該変圧器（１１０）の前記１
次側に結合されている、変圧器（１１０）と、 該変圧器（１１０）の前記２次側に結合されているダイ
オード・ブリッジ（１１２）と、 該ダイオード・ブリッジ（１１２）の出力に結合されて
いる制御器であって、前記インバータ（１０２）の周波
数及び位相遅延の両方を実質的に同時に制御するように
構成されている制御器（１１８）とを備えた直列共振電
力変換器（１００）。 - 【請求項２】 前記インバータ（１０２）は、４つの絶
縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（１０４Ａ、１０
４Ｂ、１０４Ｃ及び１０４Ｄ）を含んでいる請求項１に
記載の直列共振電力変換器（１００）。 - 【請求項３】 前記ダイオード・ブリッジ（１１２）
は、４つのダイオード（１１４Ａ、１１４Ｂ、１１４Ｃ
及び１１４Ｄ）を含んでいる請求項１に記載の直列共振
電力変換器（１００）。 - 【請求項４】 前記ダイオード・ブリッジ（１１２）の
出力は、前記磁気共鳴イメージング装置の勾配コイルに
結合された少なくとも１つの増幅器に結合されている請
求項１に記載の直列共振電力変換器（１００）。 - 【請求項５】 前記制御器（１１８）は、前記ダイオー
ド・ブリッジ（１１２）の出力電圧Ｖoutを所定の基準
電圧Ｖref と比較する誤差増幅器（１２０）を含んでい
る請求項１に記載の直列共振電力変換器（１００）。 - 【請求項６】 前記制御器（１１８）は更に、対数増幅
器（１２２）を含んでおり、前記誤差増幅器（１２０）
の出力は、前記対数増幅器（１２２）に結合されている
請求項５に記載の直列共振電力変換器（１００）。 - 【請求項７】 前記対数増幅器（１２２）の出力は、電
圧制御位相遅延器（１２４）及び電圧制御発振器（１２
６）に結合されている請求項６に記載の直列共振電力変
換器（１００）。 - 【請求項８】 前記位相遅延器（１２４）及び前記発振
器（１２６）は、複数のゲート・ドライバ（１２８Ａ、
１２８Ｂ、１３０Ａ及び１３０Ｂ）に結合されており、
該ゲート・ドライバは、前記インバータに結合されてい
る請求項７に記載の直列共振電力変換器（１００）。 - 【請求項９】 前記変換器（１００）の出力は、勾配増
幅器（１５２）に結合されている請求項１に記載の直列
共振電力変換器（１００）。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/559,676 US5646835A (en) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | Series resonant converter |
| US08/559676 | 1995-11-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09224373A true JPH09224373A (ja) | 1997-08-26 |
| JP3745848B2 JP3745848B2 (ja) | 2006-02-15 |
Family
ID=24234564
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30756096A Expired - Fee Related JP3745848B2 (ja) | 1995-11-20 | 1996-11-19 | 直列共振電力変換器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5646835A (ja) |
| JP (1) | JP3745848B2 (ja) |
| DE (1) | DE19645740B4 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008035901A (ja) * | 2006-08-01 | 2008-02-21 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 磁気共鳴撮像装置及びネットワークシステム |
| JP2008541689A (ja) * | 2005-05-18 | 2008-11-20 | ピーエステック カンパニーリミテッド | 間歇モードで動作する同期整流型直列共振コンバータ |
| KR101143851B1 (ko) * | 2009-09-23 | 2012-05-22 | 신경민 | 고주파 열치료용 ｒｆ 제너레이터의 공진형 인버터 |
| JP2013528351A (ja) * | 2010-06-08 | 2013-07-08 | ミュージック グループ アイピー リミテッド | 超高効率スイッチング電力インバータおよび電力増幅器 |
| JP2017535334A (ja) * | 2014-11-11 | 2017-11-30 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． | Ｍｒｉシステムにおける傾斜増幅器システム及びそのシステムを使用した電流供給の方法 |
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|---|---|---|---|---|
| DE19711017A1 (de) * | 1997-03-17 | 1998-10-08 | Siemens Ag | Stromversorgungseinrichtung |
| US6404658B1 (en) | 1999-05-13 | 2002-06-11 | American Power Conversion | Method and apparatus for converting a DC voltage to an AC voltage |
| US7212414B2 (en) * | 1999-06-21 | 2007-05-01 | Access Business Group International, Llc | Adaptive inductive power supply |
| US7522878B2 (en) | 1999-06-21 | 2009-04-21 | Access Business Group International Llc | Adaptive inductive power supply with communication |
| US6147881A (en) * | 1999-09-29 | 2000-11-14 | Hua-In Co., Ltd. | Resonant switching power supply |
| EP1124317B1 (en) * | 2000-02-11 | 2005-09-07 | Siemens Magnet Technology Limited | Resonant converter |
| US6807073B1 (en) * | 2001-05-02 | 2004-10-19 | Oltronics, Inc. | Switching type power converter circuit and method for use therein |
| US6487099B1 (en) | 2001-08-24 | 2002-11-26 | Northrop Grumman Corporation | Time compensated current ramp for resonant power converters |
| US6807070B2 (en) * | 2001-12-12 | 2004-10-19 | International Rectifier Corporation | Resonant converter with phase delay control |
| US6903949B2 (en) * | 2001-12-12 | 2005-06-07 | International Rectifier Corporation | Resonant converter with phase delay control |
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| US7554820B2 (en) * | 2005-09-20 | 2009-06-30 | Harman International Industries, Incorporated | Series resonant DC-DC converter |
| US7197113B1 (en) | 2005-12-01 | 2007-03-27 | General Electric Company | Contactless power transfer system |
| KR20070087850A (ko) * | 2005-12-29 | 2007-08-29 | 이광직 | 증폭된 공진전력을 부하에 전달하는 회로 |
| US7453723B2 (en) | 2006-03-01 | 2008-11-18 | Micron Technology, Inc. | Memory with weighted multi-page read |
| US7397896B2 (en) * | 2006-03-15 | 2008-07-08 | Siemens Aktiengesellschaft | X-ray device |
| US7369434B2 (en) * | 2006-08-14 | 2008-05-06 | Micron Technology, Inc. | Flash memory with multi-bit read |
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| DE102008052587A1 (de) | 2008-10-10 | 2010-04-15 | Isle Gmbh | Schaltungsanordnung zur magnetischen Resonanzkopplung mehrerer Gleichstromkreise |
| EP2568589B1 (en) | 2011-09-08 | 2013-11-13 | ABB Technology AG | Multilevel converter comprising an active AC-DC converter and a resonant DC-DC converter and a control method for operating a multilevel converter |
| CN103078510B (zh) | 2011-10-25 | 2015-11-25 | 通用电气公司 | 谐振电源、磁共振成像系统及控制方法 |
| CN103076580B (zh) | 2011-10-25 | 2016-02-03 | 通用电气公司 | 梯度放大器、逆变器控制器、磁共振成像系统及控制方法 |
| CN103078515A (zh) | 2011-10-25 | 2013-05-01 | 通用电气公司 | 谐振电源、变换器控制器、磁共振成像系统及控制方法 |
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| DE102016122465A1 (de) | 2016-11-22 | 2018-05-24 | Hauni Maschinenbau Gmbh | Vorrichtung zum Prüfen, Bearbeiten und/oder Fördern von Artikeln der Tabak verarbeitenden Industrie |
| DE102017121759A1 (de) | 2017-09-20 | 2019-03-21 | Technische Hochschule Köln | Serienresonante Leistungsumwandlungsvorrichtung sowie Ansteuerverfahren |
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1995
- 1995-11-20 US US08/559,676 patent/US5646835A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-11-06 DE DE19645740A patent/DE19645740B4/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-11-19 JP JP30756096A patent/JP3745848B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| DE19645740B4 (de) | 2010-11-04 |
| US5646835A (en) | 1997-07-08 |
| DE19645740A1 (de) | 1997-05-22 |
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