JPH09214569A - Fskベースバンド復調装置、並びに移動体通信システム - Google Patents
Fskベースバンド復調装置、並びに移動体通信システムInfo
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- JPH09214569A JPH09214569A JP1755196A JP1755196A JPH09214569A JP H09214569 A JPH09214569 A JP H09214569A JP 1755196 A JP1755196 A JP 1755196A JP 1755196 A JP1755196 A JP 1755196A JP H09214569 A JPH09214569 A JP H09214569A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ドップラ−シフト量が時間的に様々に変動す
る場合でも、それをリアルタイムに補正した上、デ−タ
を状態良好として復調すること。 【解決手段】 A/D変換部2により、FSK変調信号
はそのビット周期より小さなサンプリング周期でサンプ
リングされた上、ベースバンド変換部3でローカル信号
によりベ−スバンド信号に変換されつつ、位相検出部9
でベクトル間位相差を1ビット周期内で所定周期毎に検
出する度に、ドップラ−シフト量検出部10、ロ−カル
補正部11を介しローカル発振器6が制御される場合
は、ドップラーシフト量に応じた周波数のローカル信号
が得られるものである。
る場合でも、それをリアルタイムに補正した上、デ−タ
を状態良好として復調すること。 【解決手段】 A/D変換部2により、FSK変調信号
はそのビット周期より小さなサンプリング周期でサンプ
リングされた上、ベースバンド変換部3でローカル信号
によりベ−スバンド信号に変換されつつ、位相検出部9
でベクトル間位相差を1ビット周期内で所定周期毎に検
出する度に、ドップラ−シフト量検出部10、ロ−カル
補正部11を介しローカル発振器6が制御される場合
は、ドップラーシフト量に応じた周波数のローカル信号
が得られるものである。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、ドップラ−シフト
量が時間的に様々に変動する場合であっても、そのドッ
プラ−シフト量がリアルタイムに補正可とされた上、デ
−タを状態良好として復調し得るFSKベ−スバンド復
調装置、更には、そのFSKベ−スバンド復調装置を受
信側装置として含む移動体通信システムに関するもので
ある。
量が時間的に様々に変動する場合であっても、そのドッ
プラ−シフト量がリアルタイムに補正可とされた上、デ
−タを状態良好として復調し得るFSKベ−スバンド復
調装置、更には、そのFSKベ−スバンド復調装置を受
信側装置として含む移動体通信システムに関するもので
ある。
【0002】
【従来の技術】これまでに、2値のFSK信号を用いた
デ−タ復調装置においては、ベ−スバンド変換された信
号の回転方向によって符号を決定した上、直交軸を通る
回数によりドップラ−シフト量を補正するといった方法
が知られたものとなっている。そのような方法が、例え
ば論文「低変調指数FSK信号に対するダイレクトコン
バ−ジョン受信」(1995年 電子情報通信学会総合
大会 B−444)に記載されているわけであるが、こ
こで、図14によりドップラ−シフト量の補正が考慮さ
れた、従来技術に係るデ−タ復調装置について説明すれ
ば以下のようである。
デ−タ復調装置においては、ベ−スバンド変換された信
号の回転方向によって符号を決定した上、直交軸を通る
回数によりドップラ−シフト量を補正するといった方法
が知られたものとなっている。そのような方法が、例え
ば論文「低変調指数FSK信号に対するダイレクトコン
バ−ジョン受信」(1995年 電子情報通信学会総合
大会 B−444)に記載されているわけであるが、こ
こで、図14によりドップラ−シフト量の補正が考慮さ
れた、従来技術に係るデ−タ復調装置について説明すれ
ば以下のようである。
【0003】即ち、入力部1からのFSK変調信号はベ
−スバンド変換部3に導入された上、ローカル発振器6
からのローカル信号と排他的論理和回路4で排他的論理
和される一方では、そのローカル信号とは位相がπ/2
ずれたロ−カル信号と排他的論理和回路5で排他的論理
和されることによって、互いに直交する2つの成分
(I,Q成分)として分離抽出されるものとなってい
る。これら2成分はロ−パスフィルタ7,8各々で高周
波成分が除去されることで、FSK変調信号はベ−スバ
ンド信号に変換されているものである。その後、ベ−ス
バンド信号に変換された信号はそのI,Q成分がそれぞ
れ、更に2方向に分岐された上、復調部14にて復調さ
れているものである。復調部14では、それらI,Q成
分各々の一方はリミタ20,23各々を介される一方、
他方は微分回路18,19を介しリミタ21,22各々
で2値化されるものとなっている。その後、リミタ21
からの2値化信号(I成分微分信号)は排他的論理和回
路25でリミタ23からのQ成分信号と排他的論理和さ
れる一方、リミタ22からの2値化信号(Q成分微分信
号)は排他的論理和回路24でリミタ20からのI成分
信号と排他的論理和されるが、減算回路15では、それ
ら排他的論理和回路24,25各々からの出力間での差
が求められた上、その差が正負判定回路16で判定され
るものとなっている。その判定結果にもとづき復調デー
タが、例えば判定結果が正ならば“1”、負ならば
“0”といった具合に、データが復調された上、復調デ
−タが出力部17を介し得られているものである。
−スバンド変換部3に導入された上、ローカル発振器6
からのローカル信号と排他的論理和回路4で排他的論理
和される一方では、そのローカル信号とは位相がπ/2
ずれたロ−カル信号と排他的論理和回路5で排他的論理
和されることによって、互いに直交する2つの成分
(I,Q成分)として分離抽出されるものとなってい
る。これら2成分はロ−パスフィルタ7,8各々で高周
波成分が除去されることで、FSK変調信号はベ−スバ
ンド信号に変換されているものである。その後、ベ−ス
バンド信号に変換された信号はそのI,Q成分がそれぞ
れ、更に2方向に分岐された上、復調部14にて復調さ
れているものである。復調部14では、それらI,Q成
分各々の一方はリミタ20,23各々を介される一方、
他方は微分回路18,19を介しリミタ21,22各々
で2値化されるものとなっている。その後、リミタ21
からの2値化信号(I成分微分信号)は排他的論理和回
路25でリミタ23からのQ成分信号と排他的論理和さ
れる一方、リミタ22からの2値化信号(Q成分微分信
号)は排他的論理和回路24でリミタ20からのI成分
信号と排他的論理和されるが、減算回路15では、それ
ら排他的論理和回路24,25各々からの出力間での差
が求められた上、その差が正負判定回路16で判定され
るものとなっている。その判定結果にもとづき復調デー
タが、例えば判定結果が正ならば“1”、負ならば
“0”といった具合に、データが復調された上、復調デ
−タが出力部17を介し得られているものである。
【0004】因みに、図15にリミタ通過後のI,Q平
面での信号動作を示す。図中、(I(t-1),Q(t-1))は
時間的に現時点より1ビット周期分前のI,Q成分の位
置を、また、(I(t),Q(t))は現時点でのI,Q成分
の位置を表す。I,Q成分の回転方向は(I(t),Q(t))
の位置およびI,Q成分それぞれの時間的な微分の正負
によって決定され、回転方向が左回りならば正、右回り
ならば負といったように、デ−タが判別された上、復調
されるものとなっている。復調例を以下に表1として示
す。
面での信号動作を示す。図中、(I(t-1),Q(t-1))は
時間的に現時点より1ビット周期分前のI,Q成分の位
置を、また、(I(t),Q(t))は現時点でのI,Q成分
の位置を表す。I,Q成分の回転方向は(I(t),Q(t))
の位置およびI,Q成分それぞれの時間的な微分の正負
によって決定され、回転方向が左回りならば正、右回り
ならば負といったように、デ−タが判別された上、復調
されるものとなっている。復調例を以下に表1として示
す。
【0005】
【表1】
【0006】さて、リミタ20,23各々からの信号は
また、その信号がI軸、またはQ軸と交差する回数が軸
交差数検出部26で所定ビット周期毎に平均化されたも
のとして検出された上、その平均化回数はドップラ−シ
フト量検出部10に入力されることによって、ロ−カル
信号とキャリアとの間におけるFSK変調による周波数
偏位以外の周波数ずれ、即ち、ドップラ−シフト量(周
波数オフセット量)が推測されるものとなっている。ド
ップラ−シフト量検出部10からの、推測されたドップ
ラ−シフト量にもとづき、ロ−カル補正部11を介しロ
ーカル発振器6では、そのロ−カル信号の周波数が補正
されたものとなっている。結局、ロ−カル信号に対する
周波数の補正は、所定ビット周期毎に繰返し行われるこ
とによって、ドップラ−シフトによる影響が排除されて
いるものである。
また、その信号がI軸、またはQ軸と交差する回数が軸
交差数検出部26で所定ビット周期毎に平均化されたも
のとして検出された上、その平均化回数はドップラ−シ
フト量検出部10に入力されることによって、ロ−カル
信号とキャリアとの間におけるFSK変調による周波数
偏位以外の周波数ずれ、即ち、ドップラ−シフト量(周
波数オフセット量)が推測されるものとなっている。ド
ップラ−シフト量検出部10からの、推測されたドップ
ラ−シフト量にもとづき、ロ−カル補正部11を介しロ
ーカル発振器6では、そのロ−カル信号の周波数が補正
されたものとなっている。結局、ロ−カル信号に対する
周波数の補正は、所定ビット周期毎に繰返し行われるこ
とによって、ドップラ−シフトによる影響が排除されて
いるものである。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来技
術による場合には、ドップラ−シフト量は所定ビット数
間に亘っての平均化されたものとして検出されているこ
とから、ロ−カル信号とキャリアとの間のFSKによる
周波数偏位以外の周波数ずれが一定(オフセットとして
存在)の場合にはそれなりに有効なものとなっている。
しかしながら、移動体通信等においては、移動体の高速
移動を想定した場合、ドップラ−シフト量もそれに伴い
時間的に様々に変動すると考えられるが、このような時
間的な変動に対する補正については、考慮されていない
ものとなっている。その結果、ロ−カル信号とキャリア
間の周波数ずれは直交軸上の信号の位相に影響するた
め、直交軸上の位相の回転により求められる復調部での
S/NやB.E.Rに対する劣化改善は期待され得ないも
のとなっている。
術による場合には、ドップラ−シフト量は所定ビット数
間に亘っての平均化されたものとして検出されているこ
とから、ロ−カル信号とキャリアとの間のFSKによる
周波数偏位以外の周波数ずれが一定(オフセットとして
存在)の場合にはそれなりに有効なものとなっている。
しかしながら、移動体通信等においては、移動体の高速
移動を想定した場合、ドップラ−シフト量もそれに伴い
時間的に様々に変動すると考えられるが、このような時
間的な変動に対する補正については、考慮されていない
ものとなっている。その結果、ロ−カル信号とキャリア
間の周波数ずれは直交軸上の信号の位相に影響するた
め、直交軸上の位相の回転により求められる復調部での
S/NやB.E.Rに対する劣化改善は期待され得ないも
のとなっている。
【0008】本発明の第1の目的は、ドップラ−シフト
量が時間的に様々に変動する場合であっても、そのドッ
プラ−シフト量がリアルタイムに補正可とされた上、デ
−タを状態良好として復調し得るFSKベ−スバンド復
調装置を供するにある。本発明の第2の目的は、移動体
の高速移動に伴いドップラ−シフト量が時間的に様々に
変動する場合であっても、そのドップラ−シフト量がそ
の移動体側でリアルタイムに補正可とされた上、状態良
好として移動体通信を行い得る移動体通信システムを供
するにある。
量が時間的に様々に変動する場合であっても、そのドッ
プラ−シフト量がリアルタイムに補正可とされた上、デ
−タを状態良好として復調し得るFSKベ−スバンド復
調装置を供するにある。本発明の第2の目的は、移動体
の高速移動に伴いドップラ−シフト量が時間的に様々に
変動する場合であっても、そのドップラ−シフト量がそ
の移動体側でリアルタイムに補正可とされた上、状態良
好として移動体通信を行い得る移動体通信システムを供
するにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】上記第1の目的は、FS
Kベ−スバンド復調装置の構成要素として、基本的に、
FSK変調信号が入力されるデータ入力部と、該データ
入力部からのアナログ信号としてのFSK変調信号を、
ビット周期より小さなサンプリング周期でサンプリング
することによって、1ビット当り複数の時系列サンプリ
ングデータに変換するA/D変換部と、該A/D変換部
からの時系列A/D変換データを、位相がπ/2ずれた
ローカル信号によりベ−スバンド信号に変換するベ−ス
バンド変換部と、該ベースバンド変換部からのベースバ
ンド信号1ビット内でのベクトル間位相差を所定周期毎
に複数検出する位相検出部と、該位相検出部からのベク
トル間位相差よりドップラ−シフト量を検出するドップ
ラ−シフト量検出部と、該ドップラーシフト量検出部か
らのドップラ−シフト量に応じ上記ロ−カル信号の周波
数を1ビット周期内で補正するロ−カル補正部と、該ロ
ーカル補正部による制御下に、上記ドップラ−シフト量
が考慮された周波数のローカル信号を発振出力するロー
カル発振部と、上記ベースバンド変換部からのベースバ
ンド信号を復調する復調部とを具備せしめることで達成
される。
Kベ−スバンド復調装置の構成要素として、基本的に、
FSK変調信号が入力されるデータ入力部と、該データ
入力部からのアナログ信号としてのFSK変調信号を、
ビット周期より小さなサンプリング周期でサンプリング
することによって、1ビット当り複数の時系列サンプリ
ングデータに変換するA/D変換部と、該A/D変換部
からの時系列A/D変換データを、位相がπ/2ずれた
ローカル信号によりベ−スバンド信号に変換するベ−ス
バンド変換部と、該ベースバンド変換部からのベースバ
ンド信号1ビット内でのベクトル間位相差を所定周期毎
に複数検出する位相検出部と、該位相検出部からのベク
トル間位相差よりドップラ−シフト量を検出するドップ
ラ−シフト量検出部と、該ドップラーシフト量検出部か
らのドップラ−シフト量に応じ上記ロ−カル信号の周波
数を1ビット周期内で補正するロ−カル補正部と、該ロ
ーカル補正部による制御下に、上記ドップラ−シフト量
が考慮された周波数のローカル信号を発振出力するロー
カル発振部と、上記ベースバンド変換部からのベースバ
ンド信号を復調する復調部とを具備せしめることで達成
される。
【0010】上記第2の目的はまた、送信側装置がFS
K変調信号を送信するFSK変調装置とされる一方、受
信側装置が、FSK変調信号が入力されるデータ入力部
と、該データ入力部からのアナログ信号としてのFSK
変調信号を、ビット周期より小さなサンプリング周期で
サンプリングすることによって、1ビット当り複数の時
系列サンプリングデータに変換するA/D変換部と、該
A/D変換部からの時系列A/D変換データを、位相が
π/2ずれたローカル信号によりベ−スバンド信号に変
換するベ−スバンド変換部と、該ベースバンド変換部か
らのベースバンド信号1ビット内でのベクトル間位相差
を所定周期毎に複数検出する位相検出部と、該位相検出
部からのベクトル間位相差よりドップラ−シフト量を検
出するドップラ−シフト量検出部と、該ドップラーシフ
ト量検出部からのドップラ−シフト量に応じ上記ロ−カ
ル信号の周波数を1ビット周期内で補正するロ−カル補
正部と、該ローカル補正部による制御下に、上記ドップ
ラ−シフト量が考慮された周波数のローカル信号を発振
出力するローカル発振部と上記ベースバンド変換部から
のベースバンド信号を復調する復調部とを具備してなる
構成のFSKベ−スバンド復調装置としてシステム構成
されることで達成される。
K変調信号を送信するFSK変調装置とされる一方、受
信側装置が、FSK変調信号が入力されるデータ入力部
と、該データ入力部からのアナログ信号としてのFSK
変調信号を、ビット周期より小さなサンプリング周期で
サンプリングすることによって、1ビット当り複数の時
系列サンプリングデータに変換するA/D変換部と、該
A/D変換部からの時系列A/D変換データを、位相が
π/2ずれたローカル信号によりベ−スバンド信号に変
換するベ−スバンド変換部と、該ベースバンド変換部か
らのベースバンド信号1ビット内でのベクトル間位相差
を所定周期毎に複数検出する位相検出部と、該位相検出
部からのベクトル間位相差よりドップラ−シフト量を検
出するドップラ−シフト量検出部と、該ドップラーシフ
ト量検出部からのドップラ−シフト量に応じ上記ロ−カ
ル信号の周波数を1ビット周期内で補正するロ−カル補
正部と、該ローカル補正部による制御下に、上記ドップ
ラ−シフト量が考慮された周波数のローカル信号を発振
出力するローカル発振部と上記ベースバンド変換部から
のベースバンド信号を復調する復調部とを具備してなる
構成のFSKベ−スバンド復調装置としてシステム構成
されることで達成される。
【0011】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図1から図13に
より説明する。先ず本発明によるFSKベ−スバンド復
調装置について説明すれば、図1は2値のFSK変調信
号を入力し、包絡線検波が行われるようにしたFSKベ
−スバンド復調装置の一例での構成を示したものであ
る。ここで、デ−タレ−トが16kbps(以下、これをT
とおけば、ビット周期=1/T)、変調指数が1(最大
周波数偏位=±8kHz)の搬送周波数、あるいは中間
周波数帯の2値のFSK変調信号(8MHz±8kHzと
仮定)がデータ入力部1より入力される場合を想定の
上、その動作を説明すれば以下のようである。
より説明する。先ず本発明によるFSKベ−スバンド復
調装置について説明すれば、図1は2値のFSK変調信
号を入力し、包絡線検波が行われるようにしたFSKベ
−スバンド復調装置の一例での構成を示したものであ
る。ここで、デ−タレ−トが16kbps(以下、これをT
とおけば、ビット周期=1/T)、変調指数が1(最大
周波数偏位=±8kHz)の搬送周波数、あるいは中間
周波数帯の2値のFSK変調信号(8MHz±8kHzと
仮定)がデータ入力部1より入力される場合を想定の
上、その動作を説明すれば以下のようである。
【0012】即ち、先ずデータ入力部1から入力される
2値のFSK変調信号のその時間波形を図2(a)とし
て、また、そのスペクトルを図2(b)として示す。図2
(a)からも判るように、デ−タ1は8MHz+8kHzと
して、またデータ0は8MHz−8kHzとして変調され
たものとなっている。そのFSK変調信号は、その後、
A/D変換部2によりサンプリングされるが、そのサン
プリングに際しては、データ1ビット当り複数のサンプ
リングデータが得られるべく、サンプリングされる必要
があるものとなっている。そのサンプリングは、図3に
示すように、キャリア周波数に対し少なくとも2倍以上
の周波数を以て行われるが、例えばサンプリング周波数
を32MHzとすれば、搬送波周波数8MHz±8kHz
により搬送波1周期につき4個のデータがサンプリング
されることになり、結局、データレートが16kbpsで
ある場合には、データ1ビット当り2000個のデータ
がサンプリングされるものとなっている。ここで、量子
化ビット数が8ビットであるとしてサンプリングが行わ
れるものとすれば、図3に示す如くに、A/D変換部2
からは8ビット並列ディジタルデータD1〜D8が量子
化データとして順次出力されることになるものである。
2値のFSK変調信号のその時間波形を図2(a)とし
て、また、そのスペクトルを図2(b)として示す。図2
(a)からも判るように、デ−タ1は8MHz+8kHzと
して、またデータ0は8MHz−8kHzとして変調され
たものとなっている。そのFSK変調信号は、その後、
A/D変換部2によりサンプリングされるが、そのサン
プリングに際しては、データ1ビット当り複数のサンプ
リングデータが得られるべく、サンプリングされる必要
があるものとなっている。そのサンプリングは、図3に
示すように、キャリア周波数に対し少なくとも2倍以上
の周波数を以て行われるが、例えばサンプリング周波数
を32MHzとすれば、搬送波周波数8MHz±8kHz
により搬送波1周期につき4個のデータがサンプリング
されることになり、結局、データレートが16kbpsで
ある場合には、データ1ビット当り2000個のデータ
がサンプリングされるものとなっている。ここで、量子
化ビット数が8ビットであるとしてサンプリングが行わ
れるものとすれば、図3に示す如くに、A/D変換部2
からは8ビット並列ディジタルデータD1〜D8が量子
化データとして順次出力されることになるものである。
【0013】以上のように、A/D変換部2からは8ビ
ット並列ディジタルデータD1〜D8が順次得られる
が、8ビット並列ディジタルデータD1〜D8が得られ
る度に、その8ビット並列ディジタルデータD1〜D8
はそのビット毎に、ベースバンド変換部3内における排
他的論理和回路4,5各々で、ローカル発振器6から
の、位相がπ/2ずれたロ−カル信号(8MHz)との
間で排他的論理和されることによって、I,Q成分それ
ぞれ中心周波数が、図4に示すように、2つの所定の周
波数成分に周波数変換されるものとなっている。結局、
デ−タ1については、8kHz成分と16MHz+8kH
z成分とに、また、デ−タ0については、−8kHz成分
と16MHz−8kHz成分とに周波数変換されているも
のである。図5にはまた、アナログ的な周波数変換動作
が示されているが、図5に示す周波数変換出力の時間的
なスケールを拡大した波形を図6に、周波数変換出力の
スペクトルを図7にそれぞれ示す。図7に示すように、
−8kHz成分はDCを対称軸として、正方向に折り返
されて表れるものとなっている。因みに、図4では、図
面の簡単化上、ディジタルデータD1(LSB)につい
てのみ、その排他的論理和波形が示されているが、他の
ディジタルデータD2〜D8各々についても同様となっ
ている。
ット並列ディジタルデータD1〜D8が順次得られる
が、8ビット並列ディジタルデータD1〜D8が得られ
る度に、その8ビット並列ディジタルデータD1〜D8
はそのビット毎に、ベースバンド変換部3内における排
他的論理和回路4,5各々で、ローカル発振器6から
の、位相がπ/2ずれたロ−カル信号(8MHz)との
間で排他的論理和されることによって、I,Q成分それ
ぞれ中心周波数が、図4に示すように、2つの所定の周
波数成分に周波数変換されるものとなっている。結局、
デ−タ1については、8kHz成分と16MHz+8kH
z成分とに、また、デ−タ0については、−8kHz成分
と16MHz−8kHz成分とに周波数変換されているも
のである。図5にはまた、アナログ的な周波数変換動作
が示されているが、図5に示す周波数変換出力の時間的
なスケールを拡大した波形を図6に、周波数変換出力の
スペクトルを図7にそれぞれ示す。図7に示すように、
−8kHz成分はDCを対称軸として、正方向に折り返
されて表れるものとなっている。因みに、図4では、図
面の簡単化上、ディジタルデータD1(LSB)につい
てのみ、その排他的論理和波形が示されているが、他の
ディジタルデータD2〜D8各々についても同様となっ
ている。
【0014】さて、復調に必要とされる周波数成分は中
心周波数が、デ−タ1については+8kHz、データ0
については−8kHzで表されるベ−スバンド成分のみ
であり、高周波成分16MHz±8kHzは不要とされ、
ロ−パスフィルタ7,8各々により除去されることで、
ロ−パスフィルタ7,8各々からは、I,Q成分として
ベ−スバンド成分のみが抽出されるものとなっている。
ローパスフィルタ7,8各々を通過後のアナログ的な時
間波形を図8に示す。この8kHz成分により1ビット
(1/T(s))当り、データが1である場合に位相がπ進
み、データが0の場合に位相がπ遅れるものである。
心周波数が、デ−タ1については+8kHz、データ0
については−8kHzで表されるベ−スバンド成分のみ
であり、高周波成分16MHz±8kHzは不要とされ、
ロ−パスフィルタ7,8各々により除去されることで、
ロ−パスフィルタ7,8各々からは、I,Q成分として
ベ−スバンド成分のみが抽出されるものとなっている。
ローパスフィルタ7,8各々を通過後のアナログ的な時
間波形を図8に示す。この8kHz成分により1ビット
(1/T(s))当り、データが1である場合に位相がπ進
み、データが0の場合に位相がπ遅れるものである。
【0015】ところで、I、Q成分は互いに直交するた
め、I成分を横軸に、Q成分を縦軸にとれば、ベースバ
ンド変換部3としての出力、即ち、ローパスフィルタ
7,8各々の出力は、図9に示すように、データが1で
ある場合に、1ビット内で2000個のベクトルが一定
角度毎に表れるものとなっている。ドップラーシフトが
存在しない場合には、位相が左回りにπ回転するわけで
ある。一方、これとは逆に、データが0である場合は、
右回りにπ回転するものとなっている。次に、位相検出
部9において、仮に、400個単位(1/5T(s)毎)に
ベクトルを加算すれば、図10に示すように、データ1
ビット内で5個のベクトルが角度θ毎に出力されるもの
となっている。因みに、ドップラーシフトが存在しない
場合でのベクトル間の角度はπ/5である。一般的に、
円上に2つのベクトル(X1,Y1)、(X2,Y2)が存在し
ている場合に、それらベクトル間で生成される角度θ
は、sinθとして以下の数式により検出されるものとな
っている。
め、I成分を横軸に、Q成分を縦軸にとれば、ベースバ
ンド変換部3としての出力、即ち、ローパスフィルタ
7,8各々の出力は、図9に示すように、データが1で
ある場合に、1ビット内で2000個のベクトルが一定
角度毎に表れるものとなっている。ドップラーシフトが
存在しない場合には、位相が左回りにπ回転するわけで
ある。一方、これとは逆に、データが0である場合は、
右回りにπ回転するものとなっている。次に、位相検出
部9において、仮に、400個単位(1/5T(s)毎)に
ベクトルを加算すれば、図10に示すように、データ1
ビット内で5個のベクトルが角度θ毎に出力されるもの
となっている。因みに、ドップラーシフトが存在しない
場合でのベクトル間の角度はπ/5である。一般的に、
円上に2つのベクトル(X1,Y1)、(X2,Y2)が存在し
ている場合に、それらベクトル間で生成される角度θ
は、sinθとして以下の数式により検出されるものとな
っている。
【0016】
【数1】
【0017】よって、これよりθは以下のように求めら
れるものである。
れるものである。
【0018】
【数2】
【0019】以上のようにして、位相検出部9では、角
度θが1/5T(s)毎に検出されているが、これにもと
づきドップラ−シフト検出部10では、ドップラ−シフ
ト周波数が1/5T(s)毎に検出されているものであ
る。具体的には、ドップラ−シフト周波数をfdとすれ
ば、周波数偏位が±8kHzである場合に、1/5T(s)
でπ/5回転することことから、ドップラ−シフト周波
数fdは以下の比例式より容易に求められるものとなっ
ている。
度θが1/5T(s)毎に検出されているが、これにもと
づきドップラ−シフト検出部10では、ドップラ−シフ
ト周波数が1/5T(s)毎に検出されているものであ
る。具体的には、ドップラ−シフト周波数をfdとすれ
ば、周波数偏位が±8kHzである場合に、1/5T(s)
でπ/5回転することことから、ドップラ−シフト周波
数fdは以下の比例式より容易に求められるものとなっ
ている。
【0020】
【数3】
【0021】このようにして、1/5T(s)毎に検出さ
れるドップラ−シフト周波数fdにもとづきロ−カル補
正部11を介しローカル発振器6が発振制御されること
によって、ローカル発振器6からは、8MHz+fdの
ロ−カル周波数が発振出力されているものである。因み
に、位相検出部9による角度θの検出やドップラ−シフ
ト量検出部10によるドップラ−シフト周波数の検出、
更には、そのドップラ−シフト周波数にもとづくロ−カ
ル周波数の補正は、1/5T(s)に対し無視し得る程の
短時間内で行われる必要があるが、このような高速動作
は、高速ランダムロジックやディジタル・シグナル・プ
ロセッサ(DSP)等の採用により容易に実現可となっ
ている。
れるドップラ−シフト周波数fdにもとづきロ−カル補
正部11を介しローカル発振器6が発振制御されること
によって、ローカル発振器6からは、8MHz+fdの
ロ−カル周波数が発振出力されているものである。因み
に、位相検出部9による角度θの検出やドップラ−シフ
ト量検出部10によるドップラ−シフト周波数の検出、
更には、そのドップラ−シフト周波数にもとづくロ−カ
ル周波数の補正は、1/5T(s)に対し無視し得る程の
短時間内で行われる必要があるが、このような高速動作
は、高速ランダムロジックやディジタル・シグナル・プ
ロセッサ(DSP)等の採用により容易に実現可となっ
ている。
【0022】さて、図11にはドップラ−シフト周波数
補正後の位相検出部9出力が示されているが、この補正
後の位相検出部9出力は位相回転部12で所定に処理さ
れるものとなっている。即ち、位相回転部12では、k
(k=1〜5)番目のベクトルがそれぞれ+(π/5)
×(k−1)、−(π/5)×(k−1)だけ回転され
る結果として、位相回転部12の出力はそれぞれ、図1
2(a),(b)に示すようなI,Q成分の配置となる。そ
の後、位相回転部12により位相回転された5つのベク
トルは時間積分部13により、1ビット分(5個分の
I,Q成分ベクトル)加算されることによって、I,Q
成分ベクトル和が得られるが、その時間積分部13出力
を図13(a),(b)に示す。この時間積分部13からの
2つのベクトルのうち、一方より他方の出力を減算回路
15により減算した結果を1/T(s)毎に正負判定部1
6で正負判定し、その判定結果が正ならば1、負ならば
0といった具合に、データが復調された上、データ出力
部17より復調データが得られているものである。結
局、1/5T(s)毎にロ−カル信号の周波数が補正され
る動作に並行して、復調部14では、デ−タが1/T
(s)毎に復調されているものである。この結果、時間的
に変動するドップラ−シフトが存在する場合であって
も、リアルタイムにロ−カル周波数が補正され、ベ−ス
バンド変換部3出力としてドップラ−シフトが存在しな
い場合とほぼ同等の出力が得られるものである。
補正後の位相検出部9出力が示されているが、この補正
後の位相検出部9出力は位相回転部12で所定に処理さ
れるものとなっている。即ち、位相回転部12では、k
(k=1〜5)番目のベクトルがそれぞれ+(π/5)
×(k−1)、−(π/5)×(k−1)だけ回転され
る結果として、位相回転部12の出力はそれぞれ、図1
2(a),(b)に示すようなI,Q成分の配置となる。そ
の後、位相回転部12により位相回転された5つのベク
トルは時間積分部13により、1ビット分(5個分の
I,Q成分ベクトル)加算されることによって、I,Q
成分ベクトル和が得られるが、その時間積分部13出力
を図13(a),(b)に示す。この時間積分部13からの
2つのベクトルのうち、一方より他方の出力を減算回路
15により減算した結果を1/T(s)毎に正負判定部1
6で正負判定し、その判定結果が正ならば1、負ならば
0といった具合に、データが復調された上、データ出力
部17より復調データが得られているものである。結
局、1/5T(s)毎にロ−カル信号の周波数が補正され
る動作に並行して、復調部14では、デ−タが1/T
(s)毎に復調されているものである。この結果、時間的
に変動するドップラ−シフトが存在する場合であって
も、リアルタイムにロ−カル周波数が補正され、ベ−ス
バンド変換部3出力としてドップラ−シフトが存在しな
い場合とほぼ同等の出力が得られるものである。
【0023】ところで、以上の例では、ベ−スバンド変
換部3出力は位相検出部9と復調部14に同時に送出さ
れていることから、図11に示すように、送信デ−タの
最初の1ビットにおいては、最初の位相差θに対する補
正がタイミング上、行えないものとなっている。しかし
ながら、送信デ−タとして最初にパイロット信号が数ビ
ット流される場合は、その最初の位相差θも補正された
上、復調され得るものとなっている。また、以上の例で
は、復調部14の復調方式として包絡線検波が想定され
ているが、複数のI,Qベクトルにより検波する他の非
同期検波方式にも本発明は適用可となっている。更に、
本発明による場合、受信装置側では、ドップラーシフト
量がリアルタイムに補正可とされていることから、送信
側装置をFSK変調装置とする移動体通信システムにも
容易に適用可とされたものとなっている。
換部3出力は位相検出部9と復調部14に同時に送出さ
れていることから、図11に示すように、送信デ−タの
最初の1ビットにおいては、最初の位相差θに対する補
正がタイミング上、行えないものとなっている。しかし
ながら、送信デ−タとして最初にパイロット信号が数ビ
ット流される場合は、その最初の位相差θも補正された
上、復調され得るものとなっている。また、以上の例で
は、復調部14の復調方式として包絡線検波が想定され
ているが、複数のI,Qベクトルにより検波する他の非
同期検波方式にも本発明は適用可となっている。更に、
本発明による場合、受信装置側では、ドップラーシフト
量がリアルタイムに補正可とされていることから、送信
側装置をFSK変調装置とする移動体通信システムにも
容易に適用可とされたものとなっている。
【0024】
【発明の効果】以上、説明したように、請求項1,2に
よる場合は、ドップラ−シフト量が時間的に様々に変動
する場合であっても、そのドップラ−シフト量がリアル
タイムに補正可とされた上、デ−タを状態良好として復
調し得るFSKベ−スバンド復調装置が、また、請求項
3,4による場合には、移動体の高速移動に伴いドップ
ラ−シフト量が時間的に様々に変動する場合であって
も、そのドップラ−シフト量がその受信側でリアルタイ
ムに補正可とされた上、状態良好として移動体通信を行
い得る移動体通信システムがそれぞれ得られるものとな
っている。
よる場合は、ドップラ−シフト量が時間的に様々に変動
する場合であっても、そのドップラ−シフト量がリアル
タイムに補正可とされた上、デ−タを状態良好として復
調し得るFSKベ−スバンド復調装置が、また、請求項
3,4による場合には、移動体の高速移動に伴いドップ
ラ−シフト量が時間的に様々に変動する場合であって
も、そのドップラ−シフト量がその受信側でリアルタイ
ムに補正可とされた上、状態良好として移動体通信を行
い得る移動体通信システムがそれぞれ得られるものとな
っている。
【図1】図1は、本発明によるFSKベ−スバンド復調
装置の一例での構成を示す図
装置の一例での構成を示す図
【図2】図2(a),(b)は、2値のFSK変調信号のそ
の時間波形とそのスペクトルを示す図
の時間波形とそのスペクトルを示す図
【図3】図3は、そのFSK変調信号に対する一例での
サンプリング態様を示す図
サンプリング態様を示す図
【図4】図4は、ローカル信号によるFSK変調信号の
周波数変換動作をディジタル的に示す図
周波数変換動作をディジタル的に示す図
【図5】図5は、同じくその周波数変換動作をアナログ
的に示す図
的に示す図
【図6】図6は、周波数変換後の時間波形を示す図
【図7】図7は、周波数変換後のスペクトルを示す図
【図8】図8は、周波数変換後のローパスフィルタ出力
波形を示す図
波形を示す図
【図9】図9は、I,Q軸上におけるローパスフィルタ
出力を示す図
出力を示す図
【図10】図10は、本発明に係る位相検出部出力を示
す図
す図
【図11】図11は、ドップラ−シフト周波数補正後の
位相検出部出力を示す図
位相検出部出力を示す図
【図12】図12(a),(b)は、位相回転部出力を示す
図
図
【図13】図13(a),(b)は、時間積分部出力を示す
図
図
【図14】図14は、ドップラ−シフト量の補正が考慮
された、従来技術に係るデ−タ復調装置の一例での構成
を示す図
された、従来技術に係るデ−タ復調装置の一例での構成
を示す図
【図15】図15は、リミタ通過後のI,Q平面での信
号動作を説明するための図
号動作を説明するための図
1…デ−タ入力部、2…A/D変換部、3…ベ−スバン
ド変換部、6…ローカル発振器、9…位相検出部、10
…ドップラ−シフト量検出部、11…ロ−カル補正部、
12…位相回転部、13…時間積分部、14…復調部、
15…減算回路、16…正負判定部、17…デ−タ出力
部
ド変換部、6…ローカル発振器、9…位相検出部、10
…ドップラ−シフト量検出部、11…ロ−カル補正部、
12…位相回転部、13…時間積分部、14…復調部、
15…減算回路、16…正負判定部、17…デ−タ出力
部
Claims (4)
- 【請求項1】 FSK変調信号が入力されるデータ入力
部と、該データ入力部からのアナログ信号としてのFS
K変調信号を、ビット周期より小さなサンプリング周期
でサンプリングすることによって、1ビット当り複数の
時系列サンプリングデータに変換するA/D変換部と、
該A/D変換部からの時系列A/D変換データを、位相
がπ/2ずれたローカル信号によりベ−スバンド信号に
変換するベ−スバンド変換部と、該ベースバンド変換部
からのベースバンド信号1ビット内でのベクトル間位相
差を所定周期毎に複数検出する位相検出部と、該位相検
出部からのベクトル間位相差よりドップラ−シフト量を
検出するドップラ−シフト量検出部と、該ドップラーシ
フト量検出部からのドップラ−シフト量に応じ上記ロ−
カル信号の周波数を1ビット周期内で補正するロ−カル
補正部と、該ローカル補正部による制御下に、上記ドッ
プラ−シフト量が考慮された周波数のローカル信号を発
振出力するローカル発振部と、上記ベースバンド変換部
からのベースバンド信号を復調する復調部と、を具備し
てなる構成のFSKベ−スバンド復調装置。 - 【請求項2】 先頭に数ビット分のパイロット信号が付
加された状態のFSK変調信号が入力されるデータ入力
部と、該データ入力部からのアナログ信号としてのFS
K変調信号を、ビット周期より小さなサンプリング周期
でサンプリングすることによって、1ビット当り複数の
時系列サンプリングデータに変換するA/D変換部と、
該A/D変換部からの時系列A/D変換データを、位相
がπ/2ずれたローカル信号によりベ−スバンド信号に
変換するベ−スバンド変換部と、該ベースバンド変換部
からのベースバンド信号1ビット内でのベクトル間位相
差を所定周期毎に複数検出する位相検出部と、該位相検
出部からのベクトル間位相差よりドップラ−シフト量を
検出するドップラ−シフト量検出部と、該ドップラーシ
フト量検出部からのドップラ−シフト量に応じ上記ロ−
カル信号の周波数を1ビット周期内で補正するロ−カル
補正部と、該ローカル補正部による制御下に、上記ドッ
プラ−シフト量が考慮された周波数のローカル信号を発
振出力するローカル発振部と、上記ベースバンド変換部
からのベースバンド信号を復調する復調部と、を具備し
てなる構成のFSKベ−スバンド復調装置。 - 【請求項3】 送信側装置がFSK変調信号を送信する
FSK変調装置とされる一方、受信側装置が、FSK変
調信号が入力されるデータ入力部と、該データ入力部か
らのアナログ信号としてのFSK変調信号を、ビット周
期より小さなサンプリング周期でサンプリングすること
によって、1ビット当り複数の時系列サンプリングデー
タに変換するA/D変換部と、該A/D変換部からの時
系列A/D変換データを、位相がπ/2ずれたローカル
信号によりベ−スバンド信号に変換するベ−スバンド変
換部と、該ベースバンド変換部からのベースバンド信号
1ビット内でのベクトル間位相差を所定周期毎に複数検
出する位相検出部と、該位相検出部からのベクトル間位
相差よりドップラ−シフト量を検出するドップラ−シフ
ト量検出部と、該ドップラーシフト量検出部からのドッ
プラ−シフト量に応じ上記ロ−カル信号の周波数を1ビ
ット周期内で補正するロ−カル補正部と、該ローカル補
正部による制御下に、上記ドップラ−シフト量が考慮さ
れた周波数のローカル信号を発振出力するローカル発振
部と上記ベースバンド変換部からのベースバンド信号を
復調する復調部と、を具備してなる構成のFSKベ−ス
バンド復調装置とされてなる移動体通信システム。 - 【請求項4】 送信側装置が先頭に数ビット分のパイロ
ット信号が付加された状態のFSK変調信号を送信する
FSK変調装置とされる一方、受信側装置が、先頭に数
ビット分のパイロット信号が付加された状態のFSK変
調信号が入力されるデータ入力部と、該データ入力部か
らのアナログ信号としてのFSK変調信号を、ビット周
期より小さなサンプリング周期でサンプリングすること
によって、1ビット当り複数の時系列サンプリングデー
タに変換するA/D変換部と、該A/D変換部からの時
系列A/D変換データを、位相がπ/2ずれたローカル
信号によりベ−スバンド信号に変換するベ−スバンド変
換部と、該ベースバンド変換部からのベースバンド信号
1ビット内でのベクトル間位相差を所定周期毎に複数検
出する位相検出部と、該位相検出部からのベクトル間位
相差よりドップラ−シフト量を検出するドップラ−シフ
ト量検出部と、該ドップラーシフト量検出部からのドッ
プラ−シフト量に応じ上記ロ−カル信号の周波数を1ビ
ット周期内で補正するロ−カル補正部と、該ローカル補
正部による制御下に、上記ドップラ−シフト量が考慮さ
れた周波数のローカル信号を発振出力するローカル発振
部と、上記ベースバンド変換部からのベースバンド信号
を復調する復調部とを具備してなる構成のFSKベ−ス
バンド復調装置とされてなる移動体通信システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1755196A JPH09214569A (ja) | 1996-02-02 | 1996-02-02 | Fskベースバンド復調装置、並びに移動体通信システム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1755196A JPH09214569A (ja) | 1996-02-02 | 1996-02-02 | Fskベースバンド復調装置、並びに移動体通信システム |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09214569A true JPH09214569A (ja) | 1997-08-15 |
Family
ID=11947060
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1755196A Pending JPH09214569A (ja) | 1996-02-02 | 1996-02-02 | Fskベースバンド復調装置、並びに移動体通信システム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH09214569A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2001076097A1 (fr) * | 2000-03-31 | 2001-10-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Procede et appareil de regulation automatique de frequences, et demodulateur |
CN102271232A (zh) * | 2010-06-01 | 2011-12-07 | 北京创毅视讯科技有限公司 | 一种模拟电视信号的接收解码方法与装置 |
-
1996
- 1996-02-02 JP JP1755196A patent/JPH09214569A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2001076097A1 (fr) * | 2000-03-31 | 2001-10-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Procede et appareil de regulation automatique de frequences, et demodulateur |
EP1180853A1 (en) * | 2000-03-31 | 2002-02-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method and apparatus for automatic frequency control and demodulator |
US6983134B1 (en) | 2000-03-31 | 2006-01-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method and apparatus for automatic frequency control and demodulator |
EP1180853A4 (en) * | 2000-03-31 | 2006-06-07 | Mitsubishi Electric Corp | METHOD AND APPARATUS FOR AUTOMATIC FREQUENCY REGULATION AND DEMODULATOR |
CN102271232A (zh) * | 2010-06-01 | 2011-12-07 | 北京创毅视讯科技有限公司 | 一种模拟电视信号的接收解码方法与装置 |
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