JPH09204622A - 埋め込みサーボデータを読み出すサンプル振幅読み出しチャネル、およびその方法 - Google Patents

埋め込みサーボデータを読み出すサンプル振幅読み出しチャネル、およびその方法

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JPH09204622A
JPH09204622A JP8325769A JP32576996A JPH09204622A JP H09204622 A JPH09204622 A JP H09204622A JP 8325769 A JP8325769 A JP 8325769A JP 32576996 A JP32576996 A JP 32576996A JP H09204622 A JPH09204622 A JP H09204622A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 書き込みＶＦＯの周波数に起因するクロスト
ークが生じず、待ち時間のないタイミング回復と、プロ
グラム可能なフィルタを用いずにエイリアシングノイズ
の防止をすることができるサンプル振幅読み出しチャネ
ルを提供する。 【解決手段】 磁気ディスク情報に配置される磁気読み
出しヘッドからのアナログ読み出し信号１９を、サンプ
リングクロック５５に応答するサンプリング装置２４で
非同期にサンプリングして、サンプル値を離散等化器フ
ィルタ２６によって等化する。等化されたサンプル値３
２を補間タイミング回復回路Ｂ１００によって補間して
補間サンプル値Ｂ１０２を生成する。この補間サンプル
値Ｂ１０２から、離散時間シーケンス検出器３４および
離散時間パルス検出器を用いて、埋め込みサーボデータ
を検出する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタルコンピュ
ータのための磁気ディスク記憶システムの制御に関す
る。詳しくは、埋め込みサーボデータの同期検出のため
に補間タイミング回復を用いるサンプル振幅読み出しチ
ャネルに関する。
【０００２】
【従来の技術】本出願は、他の同時係属米国出願、すな
わち、米国特許出願第08/440,515号「Sampled Amplitud
e Read Channel For Reading User Data and Embedded
ServoData From a Magnetic Medium」、米国特許出願第
08/341,251号「Sampled Amplitude Read Channel Compr
ising Sample Estimation Equalization, Defect Scann
ing, Channel Quality, Digital Servo Demodulation,
PID Filter for TimingRecovery, and DC Offset Contr
ol」、および米国特許出願第08/313,491号「Improved T
iming Recovery For Synchronous Partial Response Re
cording」に関連する。本出願はまた、いくつかの米国
特許、すなわち、米国特許第5,359,631号「Timing Reco
very Circuit for Synchronous Waveform Sampling」、
米国特許第5,291,499号「Method and Apparatus for Re
duced-Complexity Viterbi-Type Sequence Detector
s」、米国特許第5,297,184号「Gain Control Circuit f
orSynchronous Waveform Sampling」、米国特許第5,32
9,554号「Digital Pulse Detector」、および米国特許
第5,424,881号「Synchronous Read Channel」に関連す
る。これらの特許出願および特許の譲受人はすべて同一
であり、またすべてが本明細書において参考のため援用
されている。
【０００３】コンピュータのための磁気記憶システムに
おいては、対応する磁気束変化（transition）シーケン
スを、磁気媒体の表面の同心円状の半径方向に離れたト
ラック内に所定のボーレートで書き込むためには、デジ
タルデータは、読み出し／書き込みヘッドコイルの電流
を変調させるように作用する。この記録されたデータを
読み出すときは、読み出し／書き込みヘッドは磁気媒体
の上方を再び通過して、磁気的な変化を、極性が交互に
変わるアナログ信号のパルスに変換する。これらのパル
スは、読み出しチャネル回路によって復号され、デジタ
ルデータが再生される。
【０００４】パルスのデジタルシーケンスへの復号は、
従来のアナログ読み出しチャネルの単純なピーク検出器
によって、または、もっと最近の設計では、サンプル振
幅読み出しチャネルの離散時間シーケンス検出器によっ
て実行され得る。離散時間シーケンス検出器は、単純な
アナログパルス検出器より好適である。何故なら、離散
時間シーケンス検出器は符号間干渉（ＩＳＩ）を補償
し、またチャネルノイズに影響され難い。このため、記
憶システムの容量が増大し信頼性が高まる。
【０００５】離散時間シーケンスの検出にはいくつかの
方法がよく知られている。例えば、離散時間パルス検出
（ＤＰＤ）、ビタビ(Viterbi)検出を伴うパーシャルレ
スポンス（ＰＲ）、最尤シーケンス検出（ＭＬＳＤ）、
判定帰還型等化（ＤＦＥ）、改良された判定帰還型等化
（ＥＤＦＥ）、および判定帰還を伴う固定遅延ツリーサ
ーチ（ＦＤＴＳ／ＤＦ）がある。
【０００６】従来のピーク検出方法では、閾値横断また
は派生的な情報に応答するアナログ回路は、読み出しヘ
ッドによって生成される連続時間アナログ信号のピーク
を検出する。アナログ読み出し信号は、ビットセル期間
に「セグメント」化され、これらのセグメント期間に翻
訳される。ビットセル期間内にピークが存在する場合は
「１」ビットとして検出され、ピークが存在しない場合
は「０」ビットとして検出される。検出中の最も一般的
なエラーは、ビットセルがアナログパルスデータと正し
く整合していないときに起こる。このような場合に、検
出エラーを最小限にするために、タイミング回復は、ビ
ットセル期間を調整して、ピークが平均してビットセル
の中心で発生するようにする。タイミング情報はピーク
が検出されるときのみに得られるため、入力データの流
れは、通常は、連続する「０」ビットの数を制限するた
めに、制限ランレングス（ＲＬＬ）である。
【０００７】データ密度を高めるために、パルスを同心
円状のデータトラック上に密に詰め込むと、符号間干渉
（ＩＳＩ）、すなわち狭い間隔でパルスが重複すること
によって起こる読み出し信号のゆがみによって、検出エ
ラーもまた発生し得る。この干渉により、ピークがその
ビットセルからはみ出したり、またはピークの振幅が減
少し、その結果、検出エラーが発生し得る。ＩＳＩの影
響は、データ密度を低くすることによって、または、
「１」ビットの間の「０」ビットの数を最小限にする符
号化方法を用いることによって減少する。例えば、
（ｄ，ｋ）という制限ランレングス（ＲＬＬ）コード
は、「１」ビット間の最小「０」ビット数をｄに抑制
し、また、最大連続「０」ビット数をｋに抑制する。典
型的な（１，７）ＲＬＬ２／３速度コードは、８ビット
のデータワードを１２ビットのコードワードに符号化し
て、（１，７）の制約条件を満足させる。
【０００８】ビタビ検出を伴うパーシャルレスポンス
（ＰＲ）などのサンプル振幅検出では、符号間干渉およ
びチャネルノイズの影響を補償することによってデータ
密度を高くすることができる。従来のピーク検出システ
ムとは異なり、サンプル振幅記録は、パルスデータの実
際の値を離散な時間で翻訳することによってデジタルデ
ータを検出する。このために、読み出しチャネルは、ア
ナログ読み出し信号をサンプリングするサンプリング装
置と、サンプルをボーレート（コードビット速度）に同
期させるタイミング回復回路とを備えている。パルスを
サンプリングする前に、ローパスアナログフィルタによ
り読み出し信号が処理され、エイリアシング(aliasing)
ノイズを減衰させる。サンプリング後、デジタル等化フ
ィルタにより、サンプル値が所望の部分反応に従って等
化され、ビタビ検出器などの離散時間シーケンス検出器
により、等化されたサンプル値が、そのデジタルデータ
にとって最も確からしい高いシーケンスが決定されるよ
うに翻訳される（すなわち、最尤シーケンス検出（ＭＬ
ＳＤ））。このようにして、サンプル振幅読み出しチャ
ネルは、検出プロセス中のＩＳＩおよびチャネルノイズ
の影響を考慮に入れることができ、これにより、検出エ
ラーの確率が低減する。このことにより、実効信号対ノ
イズ比が高くなり、所定の（ｄ，ｋ）制約条件にとっ
て、従来のアナログピーク検出読み出しチャネルと比較
して、データ密度が著しく高くなる。
【０００９】サンプル振幅方法のデジタル通信チャネル
への応用は、詳しく述べられている。Y. KabalおよびS.
Pasupathyによる「Partial Response Signaling」、IE
EE Trans. Commun. Tech.、第COM-23巻、921〜934頁、1
975年９月；Edward A. LeeおよびDavid G. Messerschmi
ttによる「Digital Communication」、Kluwer Academic
Publishers, Boston、1990；ならびに、G.D. Forney,
Jr.による「The Viterbi Algorithm」、Proc. IEEE、第
61巻、268〜278頁、1973年３月を参照。
【００１０】サンプル振幅方法の磁気記憶システムへの
応用もまた、十分に開示されている。Roy D. Cideciya
n、Francois Dolivo、Walter HirtおよびWolfgang Scho
ttによる「A PRML System for Digital Magnetic Recor
ding」、IEEE Journal on selected Areas in Communic
ations、第10巻、第１号、1992年１月、38〜56頁；Wood
らによる「Viterbi Detection of Class IV Partial Re
sponse on a MagneticRecording Channel」、IEEE Tran
s. Commun.、第Com-34巻、第５号、454〜461頁、1986年
５月；Cokerらによる「Implementation of PRML in a R
igid Disk Drive」、IEEE Trans. on Magnetics、第27
巻、第６号、1991年11月；Carleyらによる「Adaptive C
ontinous-Time Equalization Followed By FDTS/DF Seq
uenceDetection」、Digest of The Magnetic Recording
Conference、1994年８月15〜17日、C3頁；Moonらによ
る「Constrained-Complexity Equalizer Design for Fi
xed Delay Tree Search with Decision Feedback」、IE
EE Trans. on Magnetics、第30巻、第５号、1994年９
月；Abbottらによる「Timing Recovery For Adaptive D
ecision Feedback Equalization of The Magnetic Stor
age Channel」、Globecom'90 IEEE Global Telecommuni
cations Conference 1990, San Diego, CA、1990年11
月、1794〜1799頁；Abbottらによる「Performance of D
igital Magnetic Recording with Equalization and Of
ftrack Interferance」、IEEE Transactions on Magnet
ics、第27巻、第１号、1991年１月；Cioffiらによる「A
daptiveEqualization in Magnetic-Disk Storage Chann
els」、IEEE Communication Magazine、1990年２月；な
らびに、Roger Woodによる「Enhanced Decision Feedba
ck Equalization」、Intermag'90を参照。
【００１１】従来のピーク検出システムと同様に、デジ
タルシーケンスを正しく抽出するために、サンプル振幅
検出はタイミング回復を必要とする。ピーク検出システ
ムにおけるように、連続信号を処理してピークをビット
セル期間の中心に合わせる代わりに、サンプル振幅シス
テムは、パルスサンプルをボーレートに同期させる。従
来のサンプル振幅読み出しチャネルでは、タイミング回
復は、信号サンプル値と推定サンプル値との間のエラー
を最小限にすることによって、サンプリングクロックを
同期させる。パルス検出器またはスライサーは、読み出
し信号サンプルから推測サンプル値を決定する。ＩＳＩ
が存在するときでも、サンプル値を推定することは可能
であり、信号サンプル値と共に、判定指向フィードバッ
クシステムにおいてアナログパルスのサンプリングを同
期させるために用いられる。
【００１２】位相ロックループ（ＰＬＬ）は、通常は、
判定指向フィードバックシステムを装備し、サンプル振
幅読み出しチャネルにおいてタイミング回復を制御す
る。ＰＬＬは、推定サンプルと読み出し信号サンプルと
の間の差に基づいて位相エラーを生成する位相検出器を
備えている。ＰＬＬのループフィルタが、位相エラーを
フィルタ処理し、フィルタ処理された位相エラーは、チ
ャネルサンプルをボーレートに同期させるように作用す
る。
【００１３】従来のタイミング回復方法では、位相エラ
ーは、典型的には可変周波数発振器（ＶＦＯ）の出力で
あるサンプリングクロックの周波数を調整する。ＶＦＯ
の出力が、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器などの
サンプリング装置を制御して、パルスサンプルをボーレ
ートに同期させる。
【００１４】また、従来のタイミング回復方法では、先
ずＰＬＬを参照サンプリング周波数または名目サンプリ
ング周波数にロックし、これにより、デジタルデータを
表すアナログパルスに対して、所望のサンプリング周波
数がより効率的に獲得およびトラッキングされるように
すると有用である。名目サンプリング周波数とはボーレ
ートであり、これは、データが媒体に書き込まれる速度
である。従って、基準にロックする１つの方法は、書き
込みＶＦＯの出力（書き込みクロック）に対してシヌソ
イドの信号を生成し、この信号をＰＬＬに入力すること
である。基準周波数にロックされると、ＰＬＬの入力は
書き込みクロックから読み出しヘッドからの信号に切り
替わり、これにより、媒体に記録されているシヌソイド
の獲得プリアンブルに応じて波形のサンプリングを同期
させる。
【００１５】タイミング回復のための獲得およびトラッ
キングのモードは、磁気ディスクのデータフォーマット
に関連する。図３（ａ）は、複数の同心円状のデータト
ラック１３を有する磁気ディスクを示し、各データトラ
ック１３は複数のセクタ１５を有する。ウェッジ１７の
形態のサーボデータは、セクタ１５に埋め込まれ、読み
出し／書き込みヘッドのトラックおよびセクタ位置を制
御および確認するために用いられる。図３（ｂ）は、獲
得プリアンブル２６８と、シンクマーク２７０と、ユー
ザデータ２７２とを有するセクタ１５のフォーマットを
示す。獲得プリアンブルは、タイミング回復においてユ
ーザデータを読み出す前に所望のサンプリング位相およ
び周波数を獲得することができる所定のシーケンスであ
る。獲得後、ＰＬＬはトラッキングモードに切り替わ
り、これにより、ユーザデータを表すアナログパルスに
対して所望のサンプリング位相および周波数がトラッキ
ングされる。同期マークは、ユーザデータの開始を知ら
せる。図３（ｂ）に示すように、ユーザデータのための
記憶領域をより広くするためには、獲得プリアンブルは
短いことが望ましい。
【００１６】ゾーン化記録は、内径トラックと外径トラ
ックとの間の所定のゾーン内にユーザデータを異なる速
度で記録することによって記憶密度を高める既知の方法
である。データ速度は外径トラックの方を高くすること
ができる。外径トラックの方が、記録領域が円周方向に
増大し、符号間干渉が減少するからである。これによ
り、図３（ａ）に示すように、外径トラックにより多く
のデータを記憶することができる。図３（ａ）では、デ
ィスクは、トラック毎に１４個のデータセクタを有する
外部ゾーン１１と、トラック毎に７個のデータセクタを
有する内部ゾーン２７とに分割されている。実用におい
ては、ディスクは実際にはデータ速度が異なるいくつか
のゾーンに分割され得る。
【００１７】実際の信号サンプルおよび符号毎の逐次の
判定から得られる推定信号サンプルから計算される位相
エラーに基づいて、サンプリング周波数／位相を獲得お
よびトラッキングするいくつかの方法が知られている。
K. H. MuellerおよびM. Mullerによる「Timing Recover
y in Digital Synchronous Receivers」、IEEE Transac
tions on Communications、第Com-24巻（1976）、516〜
531頁を参照。同時係属米国特許出願第08/313,491号「I
mproved Timing Recovery for Synchronous Partial Re
sponse Recording」は、上記のMuellerおよびMullerの
推計学的グラディエント方法の改良を開示している。こ
のタイミング回復方法では、ｄ＝０ ＰＲ４のパーシャ
ルレスポンス記録チャネルで共通に用いられれるスライ
サは、信号サンプル値を所定の閾値と比較することによ
ってサンプル値を推定する。推計学的グラディエント回
路は、信号サンプル値と推定サンプル値との間の平均二
乗誤差を最小限にするものであり、位相エラーを生成し
てサンプリングＶＦＯの周波数を制御する。
【００１８】米国特許第5,359,631号「Timing Recovery
Circuit for Synchronous Waveform Sampling」は、サ
ンプル振幅読み出しチャネルにおけるタイミング回復の
ためのさらに他の方法を開示している。この方法では、
ｄ＝１ ＥＰＲ４またはＥＥＰＲ４パーシャルレスポン
ス記録チャネルで共通に用いられるパルス検出器は、推
定サンプル値を決定するように動作する。この場合も、
推計学的グラディエント回路は、推定サンプル値を信号
サンプル値と共に用いて、判定指向フィードバックシス
テムにおけるサンプリングクロックを調整するために位
相エラーを生成する。
【００１９】タイミング回復ループフィルタは、判定指
向帰還システムの力学を制御する。従って、所望の過渡
応答およびトラッキングの質を得るために、ループフィ
ルタ係数が調整される。良質のトラッキングを得るため
には、位相ノイズおよびゲイン変動を減衰させるため
に、ループ帯域幅は狭くすべきである。獲得の間は、過
渡応答を速くするために、ループ帯域幅は、不安定にな
らない限りできるだけ広くすべきである。過渡応答が速
いと獲得時間が短くなり、これにより、獲得プリアンブ
ルの必要な長さが短くなる。
【００２０】タイミング回復のための上記の従来の方法
では、位相エラーは、ディスク上の特定のゾーンのデー
タ速度に対してサンプリングＶＦＯのサンプリング速度
を調整するように作用する。すなわち、読み出しヘッド
が新しいゾーンへ（例えば、図３（ａ）の外部ゾーン１
１から内部ゾーン２７へ）移動するとき、サンプリング
ＶＦＯの周波数は、新しいゾーンのデータ速度に調整さ
れ、最終的にこれに同期される。これは、通常は、サン
プリングＶＦＯの中心周波数を新しいゾーンに対応する
値に設定するようにプログラムし、次にサンプリングＶ
ＦＯがそのデータ速度に同期するまで微細な周波数設定
を調整することによって実現される。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】ＰＬＬにサンプリング
ＶＦＯを用いてパルスのサンプリングを同期させる上述
の従来のタイミング回復方法にはいくつかの問題があ
る。
【００２２】例えば、書き込みＶＦＯとサンプリングＶ
ＦＯとの間の動作周波数が僅かに異なるため、クロスト
ークが発生し、これによりタイミング回復の性能が低下
し得る。
【００２３】さらに、埋め込みサーボデータを同期検出
するためには、サーボデータを読み出すときのサンプリ
ングＶＦＯの中心動作周波数を生成するための別のサー
ボＶＦＯが必要である。（上記の同時係属米国特許出願
第08/440,515号「Sampled Amplitude Read Channel For
Reading User Data and Embedded Servo Data Froma M
agnetic Medium」を参照）。
【００２４】さらに、サンプリング速度を特定のゾーン
に対して調整するためには、様々なデータ速度のエイリ
アシングノイズを補償するプログラム可能なアナログフ
ィルタが必要であり、これは、各ゾーンで動作するため
にアナログフィルタの較正を必要とする、複雑でコスト
の高い装備である。
【００２５】従来のＰＬＬタイミング回復に関連するさ
らに他の問題は、サンプリング装置および離散時間等化
フィルタに固有の遅延である。この遅延により、タイミ
ングループは不安定になる。従って、待ち時間を考慮し
なければならないため、サンプリング装置のコストおよ
び複雑性が増大し、等化フィルタの効率性が減少し得
る。もっと複雑な離散時間等化フィルタであれば、タイ
ミングループ前にサンプルを等化し得るが、これは、フ
ィルタの出力において、サンプリングＰＬＬによる処理
のための離散時間から連続時間への再構築を必要とす
る。
【００２６】従って、書き込みＶＦＯ周波数がサンプリ
ングＶＦＯ周波数に極めて近いことに関連するクロスト
ーク現象を示さない、サンプル振幅記録のための新しい
タイミング回復方法が必要である。
【００２７】本発明の別の目的は、埋め込みサーボデー
タの同期検出のために別のサーボＶＦＯを用いる必要を
なくすることである。
【００２８】本発明のさらに別の目的は、従来のゾーン
化記録読み出しチャネルにおいてエイリアシングノイズ
の防止に用いられる、コストの高いプログラム可能なア
ナログフィルタを用いる必要をなくすることである。
【００２９】本発明のさらに別の目的は、タイミング回
復ループから、サンプリング装置および離散時間等化フ
ィルタを取り除き、また関連する待ち時間をなくするこ
とである。
【００３０】
【課題を解決するための手段】本発明のサンプル振幅読
み出しチャネルは、離散時間補間サンプル値シーケンス
からデジタルデータを検出することによって、磁気ディ
スクに記憶された埋め込みサーボデータを読み出すサン
プル振幅読み出しチャネルであって、該補間サンプル値
は、該磁気ディスク上方に配置される磁気読み出しヘッ
ドからのアナログ読み出し信号のパルスをサンプリング
することによって生成される離散時間チャネルサンプル
値シーケンスを補間することによって生成されるもので
あり、該チャネルは、（ａ）サンプリングクロックと、
（ｂ）該サンプリングクロックに応答し、該チャネルサ
ンプル値を生成するために該アナログ読み出し信号を非
同期にサンプリングするサンプリング装置と、（ｃ）該
チャネルサンプル値に応答し、該補間サンプル値を生成
する補間タイミング回復と、（ｄ）該補間サンプル値か
ら該埋め込みサーボデータを検出する離散時間検出器
と、を備えており、そのことにより、上記目的を達成す
る。
【００３１】前記補間タイミング回復は、前記離散時間
検出器の動作をクロック化するデータクロックをさらに
生成してもよい。
【００３２】ある実施形態では、前記離散時間検出器
は、離散時間パルス検出器である。好ましくは、前記補
間サンプル値は、埋め込みサーボデータ速度に部分的に
同期している。
【００３３】他の実施形態では、前記離散時間検出器
は、離散時間シーケンス検出器である。好ましくは、前
記補間サンプル値は、埋め込みサーボデータ速度に実質
的に同期している。
【００３４】本発明の埋め込みサーボデータを読み出す
方法は、離散時間補間サンプル値シーケンスからデジタ
ルデータを検出することによって磁気ディスクに記憶さ
れた埋め込みサーボデータを読み出す方法であって、該
補間サンプル値は、該磁気ディスク上方に配置される磁
気読み出しヘッドからのアナログ読み出し信号のパルス
をサンプリングすることによって生成される離散時間チ
ャネルサンプル値シーケンスを補間することによって生
成されるものであり、該方法は、（ａ）該チャネルサン
プル値を生成するために、該アナログ読み出し記号を非
同期にサンプリングするサンプリング工程と、（ｂ）該
チャネルサンプル値を補間して、補間サンプル値を生成
する補間工程と、（ｃ）該補間サンプル値から該埋め込
みサーボデータを検出する検出工程と、を包含してお
り、そのことにより上記目的を達成する。
【００３５】前記補間工程は、前記補間サンプル値から
前記埋め込みサーボデータを検出するときに使用される
データクロックをさらに生成してもよい。
【００３６】ある実施形態では、前記検出工程は、離散
時間パルス検出器を使用する。好ましくは、前記補間サ
ンプル値は、埋め込みサーボデータ速度に部分的に同期
している。
【００３７】他の実施形態では、前記検出工程は、離散
時間シーケンス検出器を使用する。好ましくは、前記補
間サンプル値は、埋め込みサーボデータ速度に実質的に
同期している。
【００３８】
【発明の実施の形態】
従来のサンプル振幅読出しチャネル 図１を参照すると、従来のサンプル振幅読出しチャネル
の詳細なブロック図が示されている。書込み動作の間、
ユーザデータ２あるいはデータ生成器４からのプリアン
ブルデータ（例えば、２Ｔプリアンブルデータ）のいず
れかが、媒体に書き込まれる。ＲＬＬエンコーダ６は、
ＲＬＬ制約条件に従ってユーザデータ２をバイナリシー
ケンスｂ（ｎ）８に符号化する。記録チャネル１８およ
び等化フィルタの伝達関数を補償するために、プリコー
ダ１０はバイナリシーケンスｂ（ｎ）８をプリコード
し、プリコードシーケンス〜ｂ（ｎ）１２を形成する。
プリコードシーケンス〜ｂ（ｎ）１２は、〜ｂ（Ｎ）＝
０をａ（Ｎ）＝−１に翻訳し、〜ｂ（Ｎ）＝１をａ
（Ｎ）＝＋１に翻訳することによって、符号ａ（ｎ）１
６に変換される。書込み回路９は、符号ａ（ｎ）１６に
応答して、記録ヘッドコイルに流れる電流を１／Ｔのボ
ーレートで変調し、それによってバイナリシーケンスを
媒体に記録する。周波数合成器５２は書き込み回路９に
ボーレート書込みクロック５４を与え、かつ、書込みヘ
ッドが上方に位置するゾーンに従ってチャネルデータ速
度信号（ＣＤＲ）３０により調整される。
【００３９】記録されたバイナリシーケンスを媒体から
読み出すとき、マルチプレクサ６０を介して書き込みク
ロック５４を読出しチャネルへの入力として選択するこ
とによって、タイミング回復２８はまず書込み周波数に
ロックされる。書込み周波数にロックされると、マルチ
プレクサ６０は、獲得プリアンブルを獲得するために、
読出しチャネルへの入力として信号１９を読出しヘッド
から選択する。可変利得増幅器２２はアナログ読出し信
号５８の振幅を調整し、アナログフィルタ２０は所望の
応答に向けて初期等化を行うと共に、エイリアシングノ
イズを減衰する。サンプリング装置２４はアナログフィ
ルタ２０からのアナログ読出し信号６２をサンプリング
し、離散時間フィルタ２６は所望の応答に向けたサンプ
ル値２５の等化をさらに行う。パーシャルレスポンス記
録では、所望の応答は、例えばしばしば、次の表１から
選択される。
【００４０】
【表１】
【００４１】等化されたサンプル値３２は、読出し信号
５８の振幅を調整する判定指向利得制御５０およびサン
プリング装置２４の周波数および位相を調整するタイミ
ング回復２８に与えられる。タイミング回復は、等化さ
れたサンプル値３２をボーレートに同期化させるため
に、ライン２３にわたってサンプリング装置２４の周波
数を調整する。周波数合成器５２は、温度、電圧および
処理の変化にわたってタイミング回復周波数を中心に位
置づけるために、ライン６４にわたってタイミング回復
回路２８にコース中心周波数設定を行う。チャネルデー
タ速度（ＣＤＲ）信号３０は、現在のゾーンに対するデ
ータ速度に従って、合成器５２の周波数範囲を調整す
る。利得制御５０は、ライン２１にわたって可変利得増
幅器２２の利得を調整する。等化サンプルＹ（ｎ）３２
は、最尤（ＭＬ）ビタビシーケンス検出器などの離散時
間シーケンス検出器３４と、ユーザ／サーボデータの推
定バイナリシーケンスを検出する離散時間ピーク検出器
７０とに送られる。ＲＬＬ復号器３６は、シーケンス検
出器３４からの推定バイナリシーケンス＾ｂ（ｎ）３３
を推定ユーザ／サーボデータ３７に復号化する。データ
シンク検出器６６は、ＲＬＬ復号器３６の動作をフレー
ム化するために、データセクタ１５内のシンクマーク２
７０（図３（ｂ）に図示）を検出する。マルチプレクサ
７２は、ＲＬＬ復号器３６の出力３７あるいはピーク検
出器７０を、読出し／書込みヘッドの位置決めのために
サーボコントローラ（図示せず）に出力される推定復号
化サーボデータ７４として選択する。誤差がない場合
は、推定されたバイナリシーケンス＾ｂ（ｎ）３３は記
録されたバイナリシーケンスｂ（ｎ）８と等しく、復号
化されたユーザデータ３７は記録されたユーザデータ２
と等しい。
【００４２】データフォーマット 図３（ａ）は、一連の同心円状データトラック１３を備
え、各データトラック１３が埋め込みサーボウェッジ１
７を有する複数のセクタ１５を有している、磁気媒体の
データフォーマットの一例を示している。サーボコント
ローラ（図示せず）はサーボウェッジ１７内のサーボデ
ータを処理し、それに対応して、所望のトラックの上に
読出し／書込みヘッドを配置する。さらに、サーボコン
トローラはサーボウェッジ１７内のサーボバーストを処
理することによって、データの書込みおよび読出しを行
いながら、ヘッドを所望のトラックの中心線に整合させ
た状態で維持する。サーボウェッジ１７は、単純な離散
時間パルス検出器７０あるいは離散時間シーケンス検出
器３４によって検出され得る。シーケンス検出器３４が
サーボデータを検出する場合、サーボウェッジ１７のフ
ォーマットは、ユーザデータセクタ１５と同様に、プリ
アンブルおよびシンクマークを有している。
【００４３】図３（ｂ）は、獲得プリアンブル２６８、
シンクマーク２７０およびユーザデータ２７２を含むユ
ーザデータセクタ１５のフォーマットを示している。タ
イミング回復は、ユーザデータ２７２を読み出す前に、
獲得プリアンブル２６８を用いて正しいサンプリング周
波数および位相を得、シンクマーク２７０はユーザデー
タ２７２の冒頭をデマークする（米国同時係属出願第08
/313,491号、発明の名称「Improved Timing Recovery F
or Synchronous Partial Response Recording」を参
照）。
【００４４】全体の記憶密度を増加させるために、トラ
ック当たり１４個のデータセクタを含む外側ゾーン１１
と、トラック当たり７つのデータセクタを含む内側ゾー
ン２７とにディスクが区分される。実際は、ディスクは
数個のゾーンに区分され、データは様々なデータ速度で
記録かつ検出される。
【００４５】チャネル周波数スペクトル 図２（ａ）は、読出しヘッドが位置するゾーンのデータ
速度に対してサンプリング速度を調整する従来技術の方
法による、サンプルチャネルデータの周波数スペクトル
を示している。従来技術の方法を用いて読出し信号６２
のサンプリング２４をチャネルデータ速度に同期化させ
るタイミング回復２８を用い、そしてナイキストの標本
化定理に従って、エイリアシングノイズを減衰させるた
めに、アナログ読出し信号１９のバンド幅はサンプリン
グ速度の半分に制約されなければならない。これは、ア
ナログ受信フィルタ２０が、サンプリング周波数（すな
わち、データ速度）の１／２を超えるアナログ読出し信
号１９の周波数成分を遮断しなければならないことを意
味している。サンプリング周波数は、様々なゾーンに対
応するデータ速度に調整されるので、アナログ受信フィ
ルタは、それに応じて遮断周波数を調整するようにプロ
グラムもされなければならない。これは図２（ａ）に図
示されている。図２（ａ）は、外径（ＯＤ）ゾーンｆs
（ＯＤ）および内径（ＩＤ）ゾーンｆs（ＩＤ）でサン
プリングを行ったときのチャネルの周波数スペクトルを
示している。ｆs（ＯＤ）でサンプリングを行うと、ア
ナログ受信フィルタ２０は、１／２・ｆs（ＯＤ）を下
回る周波数８０Ａを通過させ、１／２・ｆs（ＯＤ）を
超える周波数８０Ｂを遮断するようにプログラムされな
ければならない。同様に、ｆs（ＩＤ）でサンプリング
を行うと、アナログ受信フィルタ２０は、１／２・ｆs
（ＩＤ）を下回る周波数８２Ａを通過させ、１／２・ｆ
s（ＩＤ）を超える周波数８２Ｂを遮断するようにプロ
グラムされなければならない。プログラム可能なアナロ
グフィルタは高価で、実施が複雑であり、各ゾーン内で
動作するように較正されなければならない。さらに、図
２（ａ）に示されるように、アナログフィルタは、１／
２・ｆsを下回る信号スペクトルを減衰しないように、
比較的急峻なロールオフを有さなければならず、これに
よってさらにコストが上がり、複雑さが増す。
【００４６】本発明は、後述するようにサンプリング装
置２４によって、ディスク全体にわたって固定周波数で
アナログ読出し信号１９をサンプリングし、それにより
アナログフィルタの複雑さおよびコストを低減させる。
このように、アナログ受信フィルタの遮断周波数は固定
されたままであり、それほど急峻なロールオフを必要と
しない。これは、図２（ｂ）に示されている。図２
（ｂ）は、アナログ読出し信号１９が外径トラックのデ
ータ速度よりもわずかに高い周波数でサンプリング２４
される（すなわち、ｆs（ＯＤ）＋εでサンプリングし
た）場合を示している。ディスク上のいずれかのゾーン
からデータを読み出すと、アナログ受信フィルタ２０
は、１／２・ｆs（ＯＤ）より下の周波数を通過させ、
（１／２・ｆs（ＯＤ））＋２εを超える周波数を遮断
しなければならない。すなわち、所望の信号スペクトル
は外径（すなわち、スペクトル８４Ａ）から内径（すな
わち、スペクトル８６Ａ）に向かうと形状が変化する
が、エイリアシングされたスペクトル（すなわち、それ
ぞれスペクトル８４Ｂおよび８６Ｂ）の位置が固定され
たままであるので、アナログ受信フィルタの遮断周波数
は固定されたままであり得る。さらに、読出し信号を同
期サンプリングするのではなくオーバーサンプリングす
ることによって、アナログ受信フィルタのロールオフは
より平坦になる。すなわち、読出し信号がオーバーサン
プリングされるに従って（εを増加させることによっ
て）、アナログフィルタのロールオフ制約要件は軽減さ
れる。
【００４７】固定されたオーバーサンプルレートでのア
ナログ読出し信号のサンプリングには、従来技術のサン
プル振幅読出しチャネルに２つの実行可能な改変を行う
ことが必要になる。第１に、サンプリングには、非同期
サンプルから同期データを抽出するために、（同期サン
プリングではなく）補間されたタイミング回復が必要で
ある。第２に、サンプリングには、より複雑な離散時間
等化フィルタが必要である。
【００４８】従来技術における同期サンプリング読出し
チャネルにおける離散時間等化フィルタのスペクトル
は、ゾーンを横切って変化するサンプリング速度を用い
てスケーリングされる。あるゾーンから別のゾーンへの
ディスクの周波数応答におけるあらゆるずれを補償する
ために、小さな調整のみが必要になる。しかし、本発明
においては、サンプリング速度が複数のゾーンを横切っ
て固定される。離散フィルタのスペクトルはデータ速度
にスケーリングされず、データ速度に応じて調整されな
ければならない。固定サンプリング速度を用いたときに
様々なゾーンにわたって所望のパーシャルレスポンスを
生成するための離散フィルタのスペクトルの正確な調整
には、タップおよび係数がより多く必要となる。離散フ
ィルタは、通常はトランスバーサル（transversal）Ｆ
ＩＲフィルタであり、当業者は、本発明の固定サンプリ
ング技術を実行するために十分な数のタップおよび係数
を用いてこのフィルタを容易に構成し得る。従って、離
散フィルタの詳細は、本発明の開示には含まれていな
い。
【００４９】ゾーンを横切る読出し信号の周波数応答を
より正確に決定するためにより多くのタップおよび係数
が本発明の離散時間等化フィルタには必要になるが、Ｃ
ＭＯＳなどで実行されるディジタル回路などの離散時間
回路のコストは、ゲート当たりのサイズおよびコストが
減少するに従って、急峻に減少する。さらに、ディジタ
ル回路はより耐久性に富み、より高い歩留まりが得られ
る（すなわち、欠陥部品が少ない）。本発明は、複数の
ゾーンにわたってアナログ受信フィルタを固定し、ロー
ルオフ制約条件を緩和することにおいてさらなる利点を
提供する。これによって、アナログフィルタのコストお
よび複雑さが大幅に低減する。実際、単純なパッシブＲ
Ｃネットワークで事足りる。
【００５０】本発明を実行するために必要な別の設計改
変である補間タイミング回復を、以下で詳細に述べる。
【００５１】改良されたサンプル振幅読出しチャネル 図４は本発明の改良されたサンプル振幅読出しチャネル
を示す図であり、図１の従来のサンプルタイミング回復
２８の代わりに補間タイミング回復Ｂ１００が設けられ
ている。現在のゾーン（ＣＤＲ３０）に対する周波数で
書込み回路９に与えられるボーレート書込みクロック５
４を生成するための書込み周波数合成器５２に加えて、
読出し周波数合成器５３は、サンプリング装置２４、離
散時間等化器フィルタ２６および補間タイミング回復Ｂ
１００に与えられる固定サンプリングクロック５５を生
成する。
【００５２】いずれかの特定のゾーンからデータを読み
出すとき、読出し周波数合成器５３は、最も高いデータ
速度（外径ゾーンで通常生じる）よりもわずかに高い周
波数で固定サンプリングクロック５５を出力する。サン
プリング周波数はゾーンを横切って変化しないので、エ
イリアス除去に用いられるアナログ受信フィルタ２０は
固定されたスペクトルを有する。これによってアナログ
フィルタ２０を各ゾーンで最適に動作させるように較正
する必要がなくなるので、アナログフィルタ２０の複雑
さおよびコストが低減し、読出しチャネルの動作が簡易
化される。補間タイミング回復Ｂ１００は、等化された
サンプル値３２に補間を行い、現在のゾーンのデータ速
度、またはサーボウェッジ１７のデータ速度に実質的に
同期化された補間サンプル値Ｂ１０２を生成する。
【００５３】離散時間シーケンス検出器３４は、補間サ
ンプル値Ｂ１０２からユーザ／サーボデータを表す推定
バイナリシーケンス３３を検出する。あるいは、離散時
間パルス検出器７０は、補間サンプル値Ｂ１０２からサ
ーボデータを検出する。補間タイミング回復Ｂ１００は
離散時間シーケンス検出器３４、離散時間パルス検出器
７０、シンクマーク検出器６６およびＲＬＬ復号化器３
６の動作をクロック化するための同期データクロックＢ
１０４を生成する。
【００５４】従来のタイミング回復 図１の従来のサンプリングタイミング回復２８の概観を
図５に示す。可変周波数発振器（ＶＦＯ）Ｂ１６４の出
力２３は、ディジタル読出しチャネルにおいて典型的に
はアナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）であるサンプ
リング装置２４のサンプリングクロックを制御する。マ
ルチプレクサＢ１５９は、獲得の間には等化されていな
いサンプル値２５を選択し、トラッキングの間には等化
されたサンプル値３２を選択することによって、獲得の
間はタイミングループから離散等化器フィルタ２６を除
去し、それに関連する待ち時間を回避する。位相誤差検
出器Ｂ１５５は、ラインＢ１４９にわたって受け取られ
るサンプル値およびｄ＝０ＰＲ４読出しチャネルにおけ
るスライサなどのサンプル値推定器Ｂ１４１からの推定
サンプル値〜Ｘ（ｎ）に応答して、位相誤差を生成す
る。ループフィルタＢ１６０は位相誤差をフィルタし
て、サンプリングクロック２３とボーレートとの間の周
波数差に比例する値に設定される周波数オフセットΔｆ
Ｂ１６７を生成する。周波数オフセットΔｆ Ｂ１６７
は、周波数合成器５２からの中心周波数制御信号６４と
共に、サンプリングをボーレートに同期化させるため
に、ＶＦＯ Ｂ１６４の出力でサンプリングクロック２
３を調整する。ゼロ位相開始回路Ｂ１６２は、サンプリ
ングクロック２３と読出し信号６２との間の初期位相誤
差を最小化するために、獲得の開始時にＶＦＯＢ１６４
の動作を中止させる。これは、アナログ読出し信号６２
におけるゼロ横断を検出するＶＦＯＢ１６４を使用禁止
状態にし、検出されたゼロ横断と第１のボーレートサン
プルとの間の所定の遅延後に、ＶＦＯＢ１６４を再び使
用可能にすることによって達成される。
【００５５】補間タイミング回復 本発明の補間タイミング回復Ｂ１００を図６に示す。図
５のＶＦＯ Ｂ１６４に代わって、モジュロＴｓアキュ
ムレータＢ１２０および補間器Ｂ１２２が設けられてい
る。さらに、補間サンプル値Ｂ１０２に対して、期待サ
ンプル値生成器Ｂ１５１は、位相誤差検出器Ｂ１５５が
獲得の間に位相誤差を演算するのに用いる期待サンプル
Ｘ（ｎ）を生成する。マルチプレクサＢ１５３は、トラ
ッキングの間に位相誤差検出器Ｂ１５５が用いる、スラ
イサＢ１４１からの推定サンプル値〜Ｘ（ｎ）を選択す
る。以下でさらに詳細に述べられるように、サンプリン
グクロック５４およびモジュロＴｓアキュムレータＢ１
２０からのマスク信号Ｂ１２４に応答して、データクロ
ックＢ１０４がＡＮＤゲートＢ１２６の出力で生成され
る。位相誤差検出器Ｂ１５５およびスライサＢ１４１
は、図５に示されるように、離散等化器フィルタ２６の
出力でチャネルサンプル値３２を処理するのではなく、
補間器Ｂ１２２の出力で補間サンプル値Ｂ１０２を処理
する。ＰＩＤループフィルタＢ１６１は、図５のループ
フィルタＢ１６０に類似した閉ループ周波数応答を制御
する。
【００５６】本発明の補間タイミング回復では、プリア
ンブルを獲得する前に、ＶＦＯを参照周波数にロックす
る必要はなくなる。また、マルチプレクサ６０での書込
みクロック５４のアナログ受信フィルタ２０への多重化
も必要ない。さらに、サンプリング装置２４および離散
等化器フィルタ２６は、それらが関連する遅延と共に、
タイミングループから除去されており、獲得とトラッキ
ングとの間での等化フィルタ２６の周りの多重化は必要
ではない。しかし、ユーザデータ２７２をトラッキング
する前にプリアンブル２６８を獲得することは依然とし
て必要である。ゼロ位相開始回路Ｂ１６３は、図５のゼ
ロ位相開始回路Ｂ１６２と似たようにして、獲得開始時
での補間サンプル値とボーレートとの間の初期位相誤差
を最小化する。しかし、サンプリングＶＦＯＢ１６４の
動作を中止させるのではなく、補間タイミング回復のた
めのゼロ位相開始回路Ｂ１６３は等化されたサンプル値
３２から初期位相誤差τを演算し、初期位相誤差をモジ
ュロＴｓアキュムレータＢ１２０にロードする。
【００５７】ＰＩＤループフィルタＢ１６０、位相誤差
検出器Ｂ１５５、周波数誤差検出器１５７、期待サンプ
ル生成器Ｂ１５１およびスライサＢ１４１をより詳細に
記載するために、上記で参照された米国同時係属出願
「Sampled Amplitude Read Channel Comprising Sample
Estimation Equalization, Defect Scanning, Channel
Quality, Digital Servo Demodulation, PID Filter fo
r Timing Recovery, and DC Offset Control」および
「Improved Timing Recovery For Synchronous Partial
Response Recording」を参照のこと。モジュロＴｓア
キュムレータＢ１２０、データクロックＢ１０４および
補間器Ｂ１２２は、以下の検討で詳細に記載される。
【００５８】補間器 図６の補間器Ｂ１２２は、サンプル２Ｔ獲得プリアンブ
ル信号Ｂ２００を示す図７を参照して理解される。目標
とする同期サンプル値は黒い丸印として示され、非同期
チャネルサンプル値は矢印で示されている。サンプリン
グされたプリアンブル信号の下には、サンプリングクロ
ック５４、データクロックＢ１０４およびマスク信号Ｂ
１２４について対応するタイミング信号を示すタイミン
グ図が示されている。図７でわかるように、プリアンブ
ル信号Ｂ２００はボーレート（目標値の速度）よりもわ
ずかに速くサンプルされる。
【００５９】補間器の機能は、チャネルサンプル値を補
間することによって目標サンプル値を推定することであ
る。具体的に示すために、単純な推定アルゴリスムであ
る線形補間を考えてみる。
【００６０】
【数１】
【００６１】ただし、ｘ（Ｎ）およびｘ（Ｎ−１）は、
目標サンプルの周りのチャネルサンプルであり、τは、
チャネルサンプル値ｘ（Ｎ−１）と目標サンプル値との
間の時間差に比例する補間間隔である。補間間隔τは、
ＰＩＤループフィルタＢ１６１の出力で周波数オフセッ
ト信号Δｆ Ｂ１６７を蓄積するモジュロＴｓアキュム
レータＢ１２０の出力で生成される。
【００６２】
【数２】
【００６３】ただし、Ｔｓは、サンプリングクロック５
４のサンプリング時間である。サンプリングクロック５
４はボーレートよりもわずかに速い速度でアナログ読出
し信号６２をサンプリングするので、蓄積された周波数
オフセットΔｆがＴｓで整数除算され、１でインクリメ
ントするたびに、データクロックをマスクすることが必
要になる。モジュロＴｓアキュムレータＢ１２０によっ
て生成されたデータクロックＢ１０４およびマスク信号
Ｂ１２４の動作は、図７のタイミング図を参照して理解
される。
【００６４】補間器が上記の単純な線形方程式（１）を
実行すると仮定すると、チャネルサンプル値Ｂ２０２お
よびＢ２０４は、目標サンプル値Ｂ２０６に対応する補
間サンプル値を生成するために用いられる。補間間隔τ
Ｂ２０８は、上記の方程式（２）に従って生成される。
次の目標値Ｂ２１０に対応する次の補間サンプル値は、
チャネルサンプル値Ｂ２０４およびＢ２１２から演算さ
れる。この処理は、補間間隔τＢ２１４が「ラップ」ア
ラウンドする場合および実際にτ Ｂ２１６である場合
を除いて、Ｔｓよりも大きくなるまで継続する（すなわ
ち、蓄積された周波数オフセットΔｆがＴｓで整数除算
され、１でインクリメントすると、マスク信号Ｂ１２４
をアクティブ状態にする）。この時点で、目標サンプル
値Ｂ２２０に対応する補間サンプル値が、チャネルサン
プル値Ｂ２１８およびＢ２２２からではなくチャネルサ
ンプル値Ｂ２２２およびＢ２２４から演算されるよう
に、データクロックＢ１０４がマスク信号Ｂ１２４によ
ってマスクされる。
【００６５】方程式（１）の単純線形補間は、アナログ
読出し信号がボーレートよりもはるかに高い周波数でサ
ンプリングされる場合のみ作動する。チャネルをより高
い周波数で動作させると、より複雑になり、コストが増
加するために、これは望ましくない。従って、好ましい
実施の形態において、補間器Ｂ１２２は、補間サンプル
値を演算するための２つを超えるチャネルサンプルに応
答するフィルタとして実行される。
【００６６】理想的な離散時間位相補間フィルタは、均
一な大きさの応答および一定のグループ遅延τを有して
いる。
【００６７】
【数３】
【００６８】これは次の理想的なインパルス応答を有し
ている。
【００６９】
【数４】
【００７０】あいにく、上記の非因果的無限インパルス
応答（４）は実現され得ない。従って、補間フィルタの
インパルス応答は、理想的なインパルス応答（４）の最
適近似点になるように設計される。これは、実際の補間
フィルタの周波数応答と理想的な補間フィルタ（３）の
周波数応答との間の２乗平均誤差を最小化することによ
って達成され得る。この近似は、入力信号のスペクトル
を考慮することによって、すなわち、実際の補間スペク
トルによって乗算された入力スペクトルと理想的な補間
スペクトルによって乗算された入力スペクトルとの間の
２乗平均誤差を最小化することによって改善され得る。
【００７１】
【数５】
【００７２】式（５）において、
【００７３】
【外１】
【００７４】は、実際の補間フィルタのスペクトルであ
り、Ｘ（ｅjω）は入力信号のスペクトルである。方程
式（５）から、２乗平均誤差は以下の式によって表され
る。
【００７５】
【数６】
【００７６】ただし、Ｘ（ｅjω）は読出しチャネルの
スペクトル（例えば、表１のＰＲ４、ＥＰＲ４およびＥ
ＥＰＲ４、あるいはいくつかのその他のパーシャルレス
ポンススペクトル）である。
【００７７】実際には、０＜α＜１である場合、いくつ
かの所定の定数０≦ω≦ατに入力信号のスペクトルが
帯域制限されることを指定することによって、上記の２
乗平均誤差方程式（６）が改変される。すなわち、 │ω│≧απについて、│Ｘ（ｅjω）│＝０ であれば、方程式（６）は以下のように表され得る。
【００７８】
【数７】
【００７９】方程式（７）の最小化問題に対する解は、
その係数で実際の補間フィルタを表し、次いで、従来の
２乗平均で誤差を最小化する係数について解を得ること
を含む。
【００８０】実際の補間フィルタは、ＦＩＲ多項式とし
て表され得る。
【００８１】
【数８】
【００８２】ただし、２Ｒは各補間フィルタにおけるタ
ップ数であり、サンプル期間Ｔｓは１に正規化される。
奇数個の係数を有する補間フィルタに対する数学的偏差
は、以下に示される。数学的表現を改変して偶数個の係
数を有する補間フィルタを導出することは、当業者が実
行し得る範囲内である。
【００８３】方程式（８）を方程式（７）に代入する
と、係数Ｃτ（ｎ）による所望の式が得られる。
【００８４】
【数９】
【００８５】次のステップは、係数Ｃτ（ｎ）に対する
方程式（９）の導関数を得、それらをゼロに設定するこ
とである。
【００８６】ｎO＝−Ｒ、...、０、１、...、Ｒ−１に
ついて、
【００８７】
【数１０】
【００８８】慎重な操作後、方程式（１０）によって以
下の式が導かれる。
【００８９】ｎO＝−Ｒ、...、０、１、...、Ｒ−１に
ついて、
【００９０】
【数１１】
【００９１】φ（ｒ）を
【００９２】
【数１２】
【００９３】のように規定し、方程式（１２）を方程式
（１１）に代入すると、ｎO＝−Ｒ、...、０、
１、...、Ｒ−１について、
【００９４】
【数１３】
【００９５】が得られる。
【００９６】方程式（１３）は、係数Ｃτ（ｎ）につい
て一組の２Ｒ線形方程式を規定する。方程式（１３）
は、行列形式でより簡潔に表され得る。
【００９７】
【数１４】
【００９８】ただしＣτは、以下のような、形式のコラ
ムベクトルであり、
【００９９】
【数１５】
【０１００】ΦTは、以下のような、形式のトエプリッ
ツ行列であり、
【０１０１】
【数１６】
【０１０２】Φτは、以下のような、形式のコラムベク
トルである。
【０１０３】
【数１７】
【０１０４】方程式（１７）に対する解は、
【０１０５】
【数１８】
【０１０６】であり、このときΦT -1は、公知の方法を
用いて解が与えられ得る逆行列である。
【０１０７】２Ｒ＝６、α＝０．８およびＸ（ｅjω）
＝ＰＲ４の場合、方程式（１８）から計算される係数Ｃ
τ（ｎ）の例を表２に示す。
【０１０８】
【表２】
【０１０９】６タップＦＩＲフィルタの実行は、図８に
示されている。シフトレジスタＢ２５０は、サンプリン
グクロックレート５４でチャネルサンプル３２を受け取
る。フィルタ係数Ｃτ（ｎ）は、係数レジスタファイル
Ｂ２５２に格納され、現在の値τ Ｂ１２８に従って対
応する乗算器に与えられる。係数は、シフトレジスタＢ
２５０に格納されるチャネルサンプル３２によって乗算
される。その結果得られる積は加算され（Ｂ２５４）、
その和は遅延レジスタＢ２５６に格納される。係数レジ
スタファイルＢ２５２および遅延レジスタＢ２５６はデ
ータクロックＢ１０４によってクロック化され、上記の
マスク機能を実行する。
【０１１０】図示しない他の実施の形態において、τの
異なる値に対応する係数を有する複数の静的ＦＩＲフィ
ルタは、シフトレジスタＢ２５０内のサンプル値をフィ
ルタする。各フィルタは補間値を出力し、補間間隔τ
Ｂ１２８の現在の値は、対応するフィルタの出力を補間
器Ｂ１２２の出力Ｂ１０２として選択する。１つのフィ
ルタの係数は、図８のように定期的に更新されるのでは
ないので、この複数のフィルタを用いる実施の形態にお
いては、補間器Ｂ１２２の速度が速くなり、読出しチャ
ネル全体のスループットが増加する。
【０１１１】コスト削減補間器 より効率的、かつコストを削減したインプリメンテーシ
ョンでは、メモリに補間フィルタの全ての係数を格納す
るのではなく、図８の係数レジスタファイルＢ２５２
は、τの関数としてフィルタ係数Ｃτ（ｎ）をリアルタ
イムで演算する。例えば、フィルタ係数Ｃτ（ｎ）は、
τにおける所定の多項式に従ってリアルタイムで演算さ
れ得る（例えば、Farrowに付与された米国特許第4,866,
647号、発明の名称「A Consinuously Variable Digital
Delay Circuit」を参照。この米国特許の開示は本明細
書で参考として援用される）。リアルタイムでフィルタ
係数を演算するその他の好ましい実施の形態では、係数
の減少階数行列表示に従ってフィルタ係数を演算する。
【０１１２】係数レジスタファイルＢ２５２に格納され
るフィルタ係数のバンクは、Ｍ×Ｎ行列ＡM×Nとして表
され得、ここでＮは補間フィルタの深度（すなわち、方
程式（１８）に従って演算されたインパルス応答におけ
る係数Ｃτ（ｎ）の数）であり、Ｍは補間間隔の数（す
なわち、τ間隔の数）である。メモリにＡM×N行列全体
を格納するのではなく、ＡM×N行列の因数分解および特
異値分解（ＳＶＤ）によって、より効率的でコストが削
減されたインプリメンテーションが実現される。
【０１１３】ＡM×N行列がＦM×NおよびＧN×N行列に因
数分解され得ると考えると、 ＡM×N＝ ＦM×N・ＧN×N． である。
【０１１４】そして、ＡM×Nの減少階数近似は、Ｌ＜
Ｎ、好ましくはＬ＜＜ＮであるＮをＬに置き換えて、Ｆ
M×NおよびＧN×N行列の大きさを減少させることによっ
て形成され得る。異なって示されたＡM×N行列を最適に
近似する積を有するＦM×LおよびＧL×Nを見出す。
【０１１５】ＡM×N≒ ＦM×L・ＧL×N． 次いで、図９に示されるような補間フィルタのコンボリ
ューション処理が、チャネルサンプル値３２を受け取る
ために接続されたＦＩＲフィルタＢ２６０のバンクとし
てＧL×N行列を実行し、τ Ｂ１２８によって指標付け
された参照用テーブルＢ２６２としてＦM×L行列を実行
することによって（以下の検討においてより明らかにな
るように）行われ得る。当業者は、別の実施の形態にお
いて、ＡM×N行列が２つを超える行列（すなわち、Ａ≒
ＦＧＨ...）に因数分解され得ることを理解するであろ
う。
【０１１６】ＦM×LおよびＧL×N行列を見出すための好
ましい方法は、２乗誤差の以下の合計を最小化すること
である。
【０１１７】
【数１９】
【０１１８】方程式１９に対する解は、以下のステップ
を包含するＡM×N行列の特異値分解によって導出され得
る。
【０１１９】１． ＡM×N行列にＳＶＤを行い、以下の
単一の因数分解を得る（Ｍ≧Ｎと仮定）。
【０１２０】ＡM×N＝ＵM×N・ＤN×N・ＶN×N ただし、 ＵM×Nは、Ｍ×Ｎユニタリ行列であり、Ｄ
N×Nは、Ｎ×Ｎ対角行列｛σ1、σ2、...、σN｝であ
り、σiはＡM×Nの特異値で、σ1≧σ2...≧σN≧０で
あり、ＶN×NはＮ×Ｎユニタリ行列である。
【０１２１】２．所定数Ｌ個の最も大きい単数値σを選
択し、縮小サイズの対角行列ＤL×Lを生成する。
【０１２２】
【数２０】
【０１２３】３．最初から数えてＬ個までの列をＵM×N
行列から抽出し、縮小ＵM×L行列を形成する。
【０１２４】
【数２１】
【０１２５】４．最初から数えてＬ個までの行をＶN×N
行列から抽出し、縮小ＶL×N行列を形成する。
【０１２６】
【数２２】
【０１２７】５．以下が得られるようにＦM×LおよびＧ
L×N行列を規定する。
【０１２８】 ＦM×L・ＧL×N＝ＵM×L・ＤL×L・ＶL×N≒ＡM×N （例えば、ＦM×L＝ＵM×L・ＤL×LおよびＧL×N＝Ｖ
L×Nと仮定する。） 上記のコスト削減多項式および減少階数行列の実施の形
態において、補間フィルタ係数Ｃτ（ｎ）はτの関数と
してリアルタイムで演算される。すなわち、フィルタの
インパルス応答ｈ（ｎ）は、以下の式に従って近似され
る。
【０１２９】
【数２３】
【０１３０】ただし、ｆ（ｉ，τ）は、τにおける所定
の関数（例えば、τにおける多項式あるいはτが上記の
ＦM×L行列を指標付けする）であり、Ｌは、近似の精度
を決定する程度（例えば、多項式の次数あるいは上記の
ＦM×L行列の列サイズ）であり、Ｇi（ｎ）は、所定の
行列（例えば、多項式あるいは上記のＧL×N行列の係
数）である。Ｌが増加するに従って、方程式（２３）の
近似されたフィルタ係数Ｃτ（ｎ）は方程式（１８）か
ら導出された理想的な係数に近づく傾向にある。方程式
（２３）から、補間フィルタＹ（ｘ）の出力が以下のよ
うに表され得ることが導かれる。
【０１３１】
【数２４】
【０１３２】ただし、Ｕ（ｘ）はチャネルサンプル値３
２であり、Ｎは補間フィルタ係数Ｃτ（ｎ）の数であ
る。
【０１３３】図８を再び参照すると、係数レジスタファ
イルは、方程式（２３）に従って補間フィルタ係数Ｃτ
（n）を演算し、次いで、係数Ｃτ（n）をチャネルサン
プルＵ（ｘ）３２で畳みこみをおこなうことによって、
ボーレートに同期化される補間サンプル値Ｂ１０２を生
成する。しかし、補間フィルタのより効率的なインプリ
メンテーションは、方程式（２４）を再変形することに
よって達成され得る。
【０１３４】
【数２５】
【０１３５】図９は、方程式（２５）による補間フィル
タの好ましい実施の形態を示している。多項式を用いる
実施の形態においては、τの関数はτにおける多項式で
あり、行列Ｇi（ｎ)は多項式の係数である。減少階数行
列の実施の形態においては、τの関数は上記のＦM×L行
列Ｂ２６２の指標付けを行い、方程式（２５）の第２の
総和は、以下の（２６）のように表される。
【０１３６】
【数２６】
【０１３７】この第２の総和（２６）は、図９に示され
るＦＩＲフィルタＢ２６０のバンクとしてインプリメン
トされる。また、方程式（２５）において、Ｌは近似関
数ｆ（ｉ，τ）の深度（例えば、多項式の次数あるいは
上記のＦM×L行列の列サイズ）であり、Ｎは補間フィル
タのインパルス応答の深度（すなわち、インパルス応答
における係数の数）である。Ｎ＝８およびＬ＝３によっ
て最適な性能／コストのバランスが与えられることが決
定された。しかし、ＩＣ技術が発展し、ゲート当たりの
コストが削減されるに従って、これらの値は増加する。
【０１３８】サーボデータ復調 図３（ａ）のサーボウェッジ１７内のサーボデータは、
通常、ディスクのゾーンを横切って一定のデータ速度で
記録される。従来技術の方法は、サーボデータを復調す
ることについて公知であり、それらの方法は以下を含ん
でいる。すなわち、非同期的にアナログパルスをサンプ
リングし、離散時間ピーク検出器でサーボデータを検出
することによる「非同期サーボ検出」と、アナログパル
スを同期的にサンプリングし、ユーザデータの同期検出
のための読出しチャネルに組み込まれた離散時間シーケ
ンス検出器を用いてサーボデータを検出することによる
「同期サーボ検出」である。
【０１３９】米国特許第5,321,559号、発明の名称「Asy
nchronous Peak Detection of Information Embedded W
ithin PRML Class IV Sampling Data Detection Channe
l」は、非同期サーボ検出システムの一例を開示してい
る。この米国特許の開示は、本明細書において参考とし
て援用される。米国特許第'559号の一般的な詳細は、本
願の図１に示されている。この図において、Ａ／Ｄ２４
は、固定周波数でアナログ読出し信号６２を非同期的に
サンプリングし、サンプルは離散等化器フィルタ３２に
よって等化され、離散時間ピーク検出器７０は、等化さ
れた非同期サンプル値３２を処理することによってサー
ボデータを表すピークを検出する。従来技術のアナログ
ピーク検出読出しチャネルと同様に、データストリーム
はビットセル期間に区分化される。ビットセルの間にピ
ークが存在する場合、「１」ビットを表し、ピークがな
い場合、「０」ビットを表す。しかし、この非同期サー
ボ検出スキームに関連する問題がある。すなわち、パル
スは非同期的にサンプリングされるので、正確なパルス
検出およびビットセルタイミングを得るために、サーボ
データは非常に遅いデータ速度で記録および検出されな
ければならない。また、上記の理由のために、エイリア
シングノイズを減衰させるためには、アナログ受信フィ
ルタはサーボサンプリング速度についてプログラムされ
なければならない。
【０１４０】本明細書で参考として援用される、米国特
許第5,384,671号、発明の名称「PRML Sampled Data Cha
nnel Synchronous Servo Detector」に開示されている
ような同期サーボ検出システムは、サーボデータ速度を
速くし、符号間干渉を補償し、チャネルノイズに対する
耐性を増加させるパルスを同期検出することを可能にす
る。米国特許第'671号の一般的な詳細は、本明細書の図
１に示されている。この図において、タイミング回復２
８はＡ／Ｄ２４にアナログ読出し信号をデータ速度に同
期してサンプルさせる。離散時間等化器フィルタ２６は
同期化されたサンプルを等化し、ビタビ検出器などの離
散時間シーケンス検出器３４はサーボデータを検出す
る。しかし、この同期検出のインプリメンテーションに
伴う問題は、タイミング回復がデータ速度にできるだけ
近くサンプリング速度を同期化しなければならないこと
である。タイミング回復における誤差は、サーボ検出の
正確さを急速に劣化させる。これは、サーボデータをサ
ンプリングする前にタイミング回復を同期化するために
用いられる獲得プリアンブルであるサーボウェッジ内の
付加的なオーバヘッドを必要とする。さらに、上記で参
照した米国特許出願、発明の名称「Sampled Amplitude
Read Channel For Reading User Data and Embedded Se
rvo Data From a Magnetic Medium」においてさらに詳
細に述べられているように、同期ＰＲＭＬサーボ検出
は、タイミング回復のための中心サンプリング周波数を
生成する分離周波数合成器を必要とする。上記の理由の
ために、アナログ受信フィルタは、エイリアシングノイ
ズを減衰するためにサーボサンプリング速度についてプ
ログラムされなければならない。
【０１４１】本発明のサーボ復調技術は、図４に示され
ている。第１の実施の形態において、上記の非同期ピー
ク検出および同期ＰＲＭＬ検出技術の組み合わせを提供
し、それによりそれら二つの技術の中間のサーボデータ
速度が得られ得る。別の実施の形態において、本発明
は、サンプリングされたタイミング回復２８に代わって
補間タイミング回復Ｂ１００が設けられていることを除
いて、上記の先行技術と同様の同期ＰＲＭＬ検出スキム
を提供する。両方の実施の形態で、プログラム可能アナ
ログ受信フィルタ２０に代えて、サンプリング２４の前
にエイリアシングノイズを減衰させる固定遮断周波数を
有する、より単純な固定アナログ受信フィルタ２０が設
けられる。読出し周波数合成器５３は、ユーザデータセ
クタ１５を読み出すために用いられるものと同じ周波数
でサンプリング装置２４をクロック化する（すなわち、
サーボウェッジ１７を読み出すときに、サンプリング速
度は調整されない）。等化器フィルタ２６は非同期サン
プル２５を等化し、補間タイミング回復Ｂ１００は同期
化された補間データＢ１０２を生成する。
【０１４２】複合的なピーク検出の実行において、補間
サンプル値Ｂ１０２はパルスデータの周波数に一部のみ
が同期化され、それによって、ピーク検出器７０の精度
が上がり、かつ、従来技術の非同期ピーク検出技術より
も速いサーボデータ速度が可能になる。ピーク検出器は
符号間干渉を補償しないので、補間タイミング回復Ｂ１
００はサンプル値をパルス周波数に正確に同期化しな
い。すなわち、サーボデータは、符号間干渉を回避する
ために（これは、データ密度を低減させること、あるい
は（ｄ，ｋ）ＲＬＬ符号化／復号化によって達成され得
る）パルス間に十分な間隔をもって記録される。部分的
に同期化を行うことによってピーク検出器の動作の仕方
が大幅に劣化することはないので、サーボデータを読み
出す前にタイミング回復がプリアンブルを獲得すること
は必要ではない。
【０１４３】あるいは、離散時間シーケンス検出器３４
がサーボデータを検出する場合、補間タイミング回復Ｂ
１００はまずプリアンブルに同期化し、次いでサーボデ
ータに同期化する。また、本発明は、従来技術の同期Ｐ
ＲＭＬサーボ検出システムに対する次のような利点を与
える。本発明は、プログラム可能な周波数応答ではなく
固定周波数応答を有するアナログ受信フィルタ２０を用
いることによって、フィルタの複雑さおよびコストを低
減させ、かつ、読出しチャネルの歩留まりを向上させ
る。
【０１４４】サーボ検出のための本発明の両実施の形態
において、より詳細に上記したように、補間タイミング
回復Ｂ１００は、離散時間ピーク検出器Ｂ７０および離
散時間シーケンス検出器３４の動作のクロック化のため
に同期データクロックＢ１０４を生成する。
【０１４５】本発明の補間タイミング回復をｄ＝０ Ｐ
Ｒ４読出しチャネルに関して開示したが、本明細書で開
示されている原理は、ｄ＝１ ＥＰＲ４あるいはＥＥＰ
Ｒ４読出しチャネルなどのその他のタイプのサンプル振
幅読出しチャネルにも同様に適用可能である。ｄ＝１
読出しチャネルにおいて、図５のスライサＢ１４１に代
わって、上記で参照した米国特許第5,359,631号に記載
されているようなパルス検出器が設けられている。
【０１４６】以上説明したように、本発明のサンプル振
幅読み出しチャネルは、離散時間補間サンプル値シーケ
ンスからデジタルデータを検出することによって、磁気
媒体に記憶されたユーザデータおよび埋め込みサーボデ
ータを読み出す。書き込み周波数合成器５２は、磁気媒
体に選択されたゾーンのための所定のボーレートで、デ
ジタルデータを書き込むための書き込みクロックを生成
する。読み出し周波数合成器５３は、外部ゾーンにおけ
る書き込み周波数より僅かに高い周波数で固定サンプリ
ングクロック５５を生成する。サンプリング装置２４
は、データゾーンおよびサーボウェッジにわたって固定
サンプル速度でアナログ読み出し信号をサンプリング
し、ボーレートに同期しない離散時間チャネルサンプル
シーケンスを生成する。サンプリングの前に、アナログ
受信フィルタ２０は読み出し信号１９を処理し、エイリ
アシングノイズを減衰させるが、このときデータゾーン
またはサーボウェッジにわたってスペクトルを調整する
必要はない。離散時間等化器フィルタ２６は、所定のパ
ーシャルレスポンス（ＰＲ４、ＥＰＲ４、ＥＥＰＲ４な
ど）に従ってチャネルサンプル２５を等化する。等化さ
れたチャネルサンプル２５に応答する補間タイミング回
復回路Ｂ１００は、補間間隔τを計算し、これに応答し
てボーレートに実質的に同期した補間サンプル値を生成
する。補間タイミング回復回路Ｂ１００はまた、補間サ
ンプル値Ｂ１０２からデジタルユーザデータおよびサー
ボデータを検出する離散時間シーケンス検出器３４およ
び離散時間パルス検出器７０をクロック化するための同
期データクロックＢ１０４を生成する。
【０１４７】本発明の目的は、本明細書に開示されてい
る実施の形態によって十分に実現される。本発明の思想
および範囲から逸脱せずに本発明の局面が様々なその他
の実施の形態によって達成され得ることを、当業者は理
解するであろう。開示された特定の実施の形態は、本発
明を具体的に示すものであり、請求の範囲によって適切
に構成されるように、本発明の範囲を制限することを意
図するものではない。
【０１４８】
【発明の効果】磁気ディスク記録のためのサンプル振幅
読み出しチャネルにおいて、アナログ読み出し信号をデ
ィスク全体にわたって固定サンプル速度で（すなわち、
様々なユーザデータゾーンおよび埋め込みサーボウェッ
ジにわたって固定サンプル速度で）非同期にサンプリン
グする工程と、サンプリングされたタイミング回復では
なく補間されたタイミング回復を用いて、非同期サンプ
ルから同期サンプルを抽出する工程と、補間サンプル値
から記録されたデジタルデータを検出する工程とを包含
する。書き込み合成器は、選択されたゾーンのための所
定のボーレートで、デジタルデータを磁気ディスクに書
き込むための書き込みクロックを生成し、読み出しに戻
ると、読み出し合成器は、外径ゾーンにおける書き込み
周波数より僅かに高い（すなわち、最も高いボーレート
より僅かに高い）周波数で固定サンプリングクロックを
生成する。サンプリング装置は、様々なデータゾーンお
よびサーボウェッジにわたってこの固定サンプル速度で
アナログ読み出し信号をサンプリングし、ボーレートに
同期していない離散時間チャネルサンプルシーケンスを
生成する。サンプリングの前に、固定周波数応答を有す
るアナログ受信フィルタは、エイリアシングノイズを減
衰させる。サンプリングの後、等化フィルタは、所定の
パーシャルレスポンス（例えば、ＰＲ４、ＥＰＲ４、Ｅ
ＥＰＲ４、ＤＦＥなど）に従って非同期チャネルサンプ
ルを等化する。等化されたチャネルサンプルに応答する
補間タイミング回復回路は、補間間隔τを計算し、これ
に応答してボーレートに実質的に同期した補間サンプル
値を生成する。補間タイミング回復回路はまた、補間サ
ンプル値からユーザデータおよびサーボデータを検出す
るための離散時間シーケンス検出器および離散時間ピー
ク検出器をクロック化するためのデータクロックを生成
する。
【０１４９】補間タイミング回復は個別のサンプリング
ＶＦＯを用いないため、書き込みＶＦＯ間のクロストー
クは回避される。さらに、補間タイミング回復はサーボ
データ速度に即座に調整され得るため、埋め込みサーボ
データの同期検出のための個別のサーボＶＦＯは必要な
い。さらに、ディスク全体にわたってサンプリング速度
が固定されているため、アナログエイリアシングノイズ
防止フィルタは、プログラム可能ではなく、固定され得
る。さらに、サンプリング装置および離散時間等化フィ
ルタは、タイミング回復ループから取り除かれており、
これにより関連する待ち時間を避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のサンプル振幅記録チャネルのブロック図
である。
【図２】（ａ）は、読み出しヘッドが位置するゾーンの
データ速度に対してサンプリング速度を調整する従来の
方法による、サンプルチャネルデータの周波数スペクト
ルを示す。（ｂ）は、サンプリング速度が外径ゾーンで
のデータ速度より僅かに高い周波数で固定され、データ
を内径ゾーンから読み出すときまたはサーボデータを読
み出すときも調整を行わない場合の、本発明による、サ
ンプルチャネルデータの周波数スペクトルを示す。
【図３】（ａ）は、複数のユーザデータセクタおよび埋
め込みサーボデータセクタを有する複数の同心円状のト
ラックを備えた磁気ディスクのデータフォーマットの一
例を示しており、（ｂ）は、ユーザデータセクタのフォ
ーマットの一例を示す。
【図４】補間サンプル値を生成する補間タイミング回
復、および離散時間シーケンス検出器およびピーク検出
器の動作をクロック化する同期データクロックを備え
た、本発明の改良されたサンプル振幅読み出しチャネル
のブロック図である。
【図５】サンプリングＶＦＯを有する従来のサンプリン
グタイミング回復の詳細ブロック図である。
【図６】補間器を有する本発明の補間タイミング回復の
詳細ブロック図である。
【図７】獲得プリアンブルのための補間ボーレートサン
プルに対するチャネルサンプルを示す。
【図８】タイミング回復補間器のためのＦＩＲフィルタ
装備を示す。
【図９】タイミング回復補間器のためのコスト削減装備
を示す。
【符号の説明】
２ ユーザデータ ４ データ生成器 ６ ＲＬＬ符号化器 ９ 書き込み回路 １０ プリコーダ １８ 磁気記録チャネル ２０ アナログ受信フィルタ ２２ 可変利得増幅器 ２４ サンプリング装置 ２６ 離散等化器フィルタ ３０ チャネルデータ速度信号 ３４ 離散時間シーケンス検出器 ３６ ＲＬＬ復号化器 ５０ 利得制御 ５２ 書き込み周波数合成器 ５３ 読み出し周波数合成器 ５５ 固定サンプルクロック ６６ データシンク検出器 ７０ 離散時間パルス検出器 ７２ マルチプレクサ Ｂ１００ 補間タイミング回復 Ｂ１０２ 補間データ Ｂ１０４ 同期データクロック
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 595158337 3100 Ｗｅｓｔ Ｗａｒｒｅｎ Ａｖｅｎ ｕｅ，Ｆｒｅｍｏｎｔ，Ｃａｌｉｆｏｒｎ ｉａ 94538，Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 ウィリアム ジー． ブリス アメリカ合衆国 コロラド 80241， ソ ーントン， ミルウォーキー コート 13385

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 離散時間補間サンプル値シーケンスから
    デジタルデータを検出することによって、磁気ディスク
    に記憶された埋め込みサーボデータを読み出すサンプル
    振幅読み出しチャネルであって、該補間サンプル値は、
    該磁気ディスク上方に配置される磁気読み出しヘッドか
    らのアナログ読み出し信号のパルスをサンプリングする
    ことによって生成される離散時間チャネルサンプル値シ
    ーケンスを補間することによって生成されるものであっ
    て、 （ａ）サンプリングクロックと、 （ｂ）該サンプリングクロックに応答し、該チャネルサ
    ンプル値を生成するために該アナログ読み出し信号を非
    同期にサンプリングするサンプリング装置と、 （ｃ）該チャネルサンプル値に応答し、該補間サンプル
    値を生成する補間タイミング回復と、 （ｄ）該補間サンプル値から該埋め込みサーボデータを
    検出する離散時間検出器と、を備えている、サンプル振
    幅読み出しチャネル。
  2. 【請求項２】 前記補間タイミング回復は、前記離散時
    間検出器の動作をクロック化するデータクロックをさら
    に生成する、請求項１に記載のサンプル振幅読み出しチ
    ャネル。
  3. 【請求項３】 前記離散時間検出器は、離散時間パルス
    検出器である、請求項１に記載のサンプル振幅読み出し
    チャネル。
  4. 【請求項４】 前記補間サンプル値は、埋め込みサーボ
    データ速度に部分的に同期している、請求項３に記載の
    サンプル振幅読み出しチャネル。
  5. 【請求項５】 前記離散時間検出器は、離散時間シーケ
    ンス検出器である、請求項１に記載のサンプル振幅読み
    出しチャネル。
  6. 【請求項６】 前記補間サンプル値は、埋め込みサーボ
    データ速度に実質的に同期している、請求項５に記載の
    サンプル振幅読み出しチャネル。
  7. 【請求項７】 離散時間補間サンプル値シーケンスから
    デジタルデータを検出することによって磁気ディスクに
    記憶された埋め込みサーボデータを読み出す方法であっ
    て、該補間サンプル値は、該磁気ディスク上方に配置さ
    れる磁気読み出しヘッドからのアナログ読み出し信号の
    パルスをサンプリングすることによって生成される離散
    時間チャネルサンプル値シーケンスを補間することによ
    って生成されるものであって、 （ａ）該チャネルサンプル値を生成するために、該アナ
    ログ読み出し記号を非同期にサンプリングするサンプリ
    ング工程と、 （ｂ）該チャネルサンプル値を補間して、補間サンプル
    値を生成する補間工程と、 （ｃ）該補間サンプル値から該埋め込みサーボデータを
    検出する検出工程と、を包含する、方法。
  8. 【請求項８】 前記補間工程は、前記補間サンプル値か
    ら前記埋め込みサーボデータを検出するときに使用され
    るデータクロックをさらに生成する、請求項７に記載の
    埋め込みサーボデータを読み出す方法。
  9. 【請求項９】 前記検出工程は、離散時間パルス検出器
    を使用する、請求項７に記載の埋め込みサーボデータを
    読み出す方法。
  10. 【請求項１０】 前記補間サンプル値は、埋め込みサー
    ボデータ速度に部分的に同期している、請求項９に記載
    の埋め込みサーボデータを読み出す方法。
  11. 【請求項１１】 前記検出工程は、離散時間シーケンス
    検出器を使用する、請求項７に記載の埋め込みサーボデ
    ータを読み出す方法。
  12. 【請求項１２】 前記補間サンプル値は、埋め込みサー
    ボデータ速度に実質的に同期している、請求項１１に記
    載の埋め込みサーボデータを読み出す方法。
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