JPH09189731A

JPH09189731A - 変調精度測定方法

Info

Publication number: JPH09189731A
Application number: JP8003274A
Authority: JP
Inventors: Juichi Nakada; 寿一中田
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1996-01-11
Filing date: 1996-01-11
Publication date: 1997-07-22

Abstract

(57)【要約】【課題】データクロック位相（シンボル判定点）を正
確に求める。【解決手段】入力ＧＭＳＫ変調信号をデジタル系列と
し（１３）、これを直交変換し（１４）、その隣りの位
相を求め、更に順次位相差を求めて瞬時周波数列を得
（１５）、その各瞬時周波数を２乗し、その２乗列を、
シンボル周波数で離散的フーリエ変換し、その実部と虚
部の逆正接から変調データのクロック位相を求め（１
６）、この位相でデータを復調し（１８）、その復調デ
ータで理想信号を生成し（２１）、これと入力のデジタ
ル系列との位相差の変化から搬送波周波数誤差を求め、
切片から初期位相を求める（２２）。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えばデジタル
移動通信における機器の規格を満しているかの検査に利
用され、データによりＦＳＫ，ＭＳＫ，ＧＭＳＫなどの
周波数シフト変調された入力信号、特にＧＭＳＫ（Ｇａ
ｕｓｓｉａｎ−ｆｉｌｔｅｒｅｄＭｉｎｉｍｕｍＳ
ｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）変調された入力信号の変調精
度を測定する変調精度測定方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】変調精度測定は、送信機から送信された
送信信号を受信入力し、その入力信号の位相及び周波数
を求めると共に、その入力信号を復調して、その復調デ
ータから理想的な送信信号の位相及び周波数を求め、入
力送信信号と理想送信信号との位相差、また周波数差を
求めることが行われる。

【０００３】従来のこの種の変調精度測定方法は例えば
米国特許第５，１８７，７１９号（１９９３年２月１６
日発行）明細書に示されている。この従来の測定方法に
おいては、入力信号をデジタル信号に変換し、そのデジ
タル信号をヒルベルト変換などの直交変換を行って同相
信号Ｉ（ｋ）と直交信号Ｑ（ｋ）とに変換し、これら信
号の逆正接（ｔａｎ^-1Ｑ（ｋ）／Ｉ（ｋ））を求め、各
サンプル点（以下各時刻ともいう）での入力信号の搬送
波の位相を求め、この位相変化から、例えばＧＭＳＫ変
調信号の搬送波の周波数偏移を求め、この周波数偏移が
ゼロを切るタイミングを求め、このタイミングを入力信
号の変調データのクロック位相とし、このクロック位相
（タイミング）で入力信号のデータを復調している。

【０００４】入力信号がバースト波の場合はそのバース
ト波の範囲で変調精度の測定を行うが、そのバースト波
の先頭を検出するため、従来においては、入力されたサ
ンプル値のレベルが所定値以上か否かを順次調べ、所定
値を越えた時点をバースト波の先頭と決定していた。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来の変調精度測定方
法においては、データ復調のためのデータクロック位相
の検出を、周波数偏移がゼロを交差するタイミングを求
めていたが、復調データによる補正が必要であり、搬送
波の周波数誤差が大きい場合はデータを復調できず、補
正を行うことができず、正しいデータクロック位相を得
ることはできなかった。

【０００６】また同様の理由によりデータの復調が不能
であれば、搬送波周波数の誤差を補正することができな
いため搬送波周波数を正しく求めることができなかっ
た。バースト波の先頭を検出する場合、所定レベル以上
の雑音によってもバースト波の先頭と誤検出するおそれ
があった。更にバースト有効範囲を、バースト波の先頭
が所定レベルとなってから、所定時間としているため、
バースト波全体のレベル変動によってバースト有効範囲
が時間軸方向においてずれてしまい、バースト有効範囲
を正しく検出できない。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この発明によればデータ
（シンボル）により周波数シフト変調された入力信号を
ベースバンド信号のデジタル系列に変換し、そのベース
バンド信号の位相系列を第２過程で求め、その位相系列
の変化から周波数系列を第３過程で求め、その周波数系
列を第４過程で２乗し、その２乗された周波数系列を上
記データのクロック周波数で離散的フーリエ変換を第５
過程で行い、その離散的フーリエ変換結果の実部と虚部
の逆正接を求めてデータのクロック位相（シンボル判定
点）を第６過程で求め、そのクロック位相で上記ベース
バンド信号よりデータを第７過程で復調し、その復調デ
ータから理想ベースバンド信号を第８過程で生成し、そ
の理想ベースバンド信号と第１過程のベースバンド信号
との位相差を求めて変調精度を第９過程で得る。

【０００８】第６過程で得たクロック位相に近いデジタ
ル系列の時刻を基準として第４過程で２乗した周波数系
列を第１０過程で再度離散的フーリエ変換してその変換
結果を第６過程で用いる変換結果とする。第１０過程の
変換結果にもとづき得たデータクロック位相に近く、か
つこれを、第１０過程の基準時刻とで挟むデータ時刻を
基準として上記２乗した周波数系列を再々度離散的フー
リエ変換し、その変換結果の実部と虚部の逆正接と、先
に求めた逆正接との比で上記データ時刻間隔を分割した
点を第７過程でのクロック位相とする。

【０００９】周波数系列からその直流成分を除去して第
４過程での周波数系列とする。バースト波の入力信号の
レベルが、少なくともその１搬送波周期にわたって所定
値以下か判定し、所定値以下であればそのレベル判定点
をバースト波の周期の１／２ずつずらして判定し、所定
値以上であればその直前の判定位置に戻り、これよりそ
れまでの判定位置シフト量の半分だけずらして判定する
ことを繰り返し、最終分解能となった時の所定レベルを
越えた判定位置をバースト波の立上りとし、これより第
２過程を実行する。

【００１０】前記レベル判定の最初に所定値以上であれ
ば、判定点をバースト波長の１．５倍ずらして、同様の
ことを行う。バースト波の有効範囲と入力信号時系列の
時刻間隔との和だけ離れた２つの時刻について、入力信
号のレベルをそれぞれ第１９過程で検出し、その先の時
刻のレベルが後の時刻のレベルより大でなければレベル
検出時刻を１時刻ずらして第１９過程に戻り、先の時刻
のレベルの方が大であればその先の時刻をバースト有効
範囲の先頭とし、そのバースト有効範囲の間第９過程を
実行させる。

【００１１】第７過程で得られた復調データ系列の時刻
より小さい間隔で、ガウシアンフィルタのインパルス応
答を、順次ずらしたものを複数加算して補間フィルタと
し、その補間フィルタで第７過程の復調データをフィル
タ処理して第８過程での復調データとする。

【００１２】

【発明の実施の形態】図１にこの発明をＧＭＳＫ変調信
号に適用した実施例の処理手順を示す。受信された送信
信号は中間周波数信号に変換されて、入力端子１１から
Ａ／Ｄ変換器１２に供給されてデジタル信号に変換され
る。この中間周波数信号の周波数は例えば１．９２ＭＨ
ｚ、Ａ／Ｄ変換器１２のサンプリング周波数は９．７５
ＭＨｚ、各サンプル値は１２ビットのデジタル信号とさ
れる。このデジタル信号は必要に応じて順次メモリ１３
に一旦蓄積される。メモリ１３よりのデジタル信号は直
交変換手段１４により例えばヒルベルト変換されてベー
スバンドの同期（実数）成分の信号Ｉ（ｋ）と直交（虚
数）成分の信号Ｑ（ｋ）とに変換される。前記数値例で
は中間周波信号周波数をサンプリング周波数の１／４に
選定したから直交変換の際にｓｉｎ、ｃｏｓの各関数値
を用いず、＋１、０、−１、０の繰り返しでｓｉｎ、ｃ
ｏｓ信号との乗算がなされる。これら乗算結果は低域通
過フィルタに通されてベースバンド信号Ｉ（ｋ）、Ｑ
（ｋ）が得られるが、低域フィルタでのフィルタリング
を９サンプル置きに掛けて３６倍のサンプリングを４倍
サンプリングにリサンプリングしたベースバンド信号を
得ている。

【００１３】これら信号Ｉ（ｋ）及びＱ（ｋ）は周波数
生成手段１５にて各サンプル値の位相がこれらの逆正接
（ｔａｎ^-1Ｑ（ｋ）／Ｉ（ｋ））演算により求められ、
その位相の変化状態が微分（順次位相差を求めること）
により求められ、ベースバンド信号の周波信号の周波数
が求められる。この周波数列を求めるには、直交変換手
段１４において、ベースバンド信号に変換する際に、サ
ンプリング時刻に対して前後にΔｔ／２だけずれた、つ
まりインパルス応答のピークが０点に対し、Δｔ／２前
後にずれた二つの低域通過フィルタでフィルタ処理を行
い、その両フィルタ処理結果の位相差を、そのサンプリ
ング時刻における周波数としてもよい。つまり隣りあっ
た二つのサンプル列に対して低域通過フィルタ処理を行
い、これらフィルタ処理の結果の位相差を求める。これ
はその隣接サンプリング時刻の各周波数の平均値とな
り、その時刻は、その隣接サンプリング時刻の中央値と
なる。この場合は２度のフィルタ処理を行い演算量が多
くなるが、より正しい周波数が得られる。

【００１４】次に周波数生成手段１５で求められたベー
スバンド周波数列（前記補正されたもの又は補正されて
いないもの）はシンボル判定点推定手段１６でシンボル
判定点、つまりデータクロックの位相が求めれられる。
つまりデータクロック位相は、前記ベースバンド周波数
列がデータクロック周波数成分の１／２を含んでいるこ
とを求めたベースバンド周波数列を用いて求める。この
ためこの実施例ではこのベースバンド周波数列の各値を
２乗し、その２乗された周波数列をデータクロック周波
数について離散的フーリエ変換し、そのフーリエ変換結
果の実部と虚部の逆正接を求める。この位相がデータク
ロックの位相とデータの先頭時刻との差になる。前記２
乗演算を行うに先立ち、先に求めた周波数、例えば各位
相差をバースト区間、又は適当な長さにわたって算述平
均して、周波数列中の直流分を求め、この直流分を周波
数列から除去し、その直流除去された周波数列に対して
２乗演算を行うとよい。このように前記ベースバンド周
波数列から直流分を除去しておかないと、２乗演算の際
に大きな値となり、最大演算桁数が制限されている点か
ら、データクロック位相推定に大きな誤差を伴う場合が
ある。

【００１５】ベースバンド周波数列をＳ（ｔ）、データ
クロックの角周波数をω₁とすると、離散的フーリエ変
換により求まる実部はΣＳ（ｔ）ｃｏｓ（ω₁ｔ）、虚
部はΣＳ（ｔ）ｓｉｎ（ω₁ｔ）となる。この実施例で
はこの離散的フーリエ変換を４倍サンプリングデータに
対して行っているから、ｃｏｓ、ｓｉｎの関数として＋
１、０、−１、０の繰り返しを用いればよい。

【００１６】離散的フーリエ変換結果の位相によるデー
タクロック位相（シンボル判定点タイミング）の推定
は、シンボル判定点近くのサンプリング点データから離
散的フーリエ変換を行った方が精度がよい。この点から
入力信号に対し、図２Ａに示す手順でデータクロック位
相を求めるとよい。つまり入力信号はまずデジタル信号
に変換され（Ｓ₁）、その各サンプル点デジタル信号は
それぞれ２乗され（Ｓ₂）、その２乗されたデジタル信
号について任意の時刻（サンプル）から、データクロッ
ク周波数について離散的フーリエ変換がなされる
（Ｓ₃）。そのフーリエ変換結果によりクロック位相Ｐ
が推定される（Ｓ₄）。これまでの処理が前述したもの
である。

【００１７】この実施例では、ステップＳ₄で推定した
クロック位相により位相ゼロの位置に最も近いサンプル
点を選び（Ｓ₅）、その選んだサンプル点ｔ₁を先頭と
して前記２乗されたデジタル信号について離散的フーリ
エ変換をデータクロック周波数について行う（Ｓ₆）。
このフーリエ変換結果からデータクロック位相φ₁を推
定する（Ｓ₇）。この位相φ₁をデータクロック位相と
してもよいが、更に精度よく求めるには、先の離散的フ
ーリエ変換における先頭サンプル時刻ｔ₁とサンプル時
刻ｔ₂とにより前記推定位相φ₁を挟む前記サンプル時
刻ｔ₂のデジタル信号を選び（Ｓ₈）、このデジタル信
号を先頭として前記２乗したデジタル信号をデータクロ
ック周波数で再び離散的フーリエ変換する（Ｓ₉）。こ
のフーリエ変換結果からデータクロック位相φ₂を推定
し（Ｓ₁₀）、この位相φ₂と前記推定位相φ₁とを用い
て、図２Ｂで示すように時刻ｔ₁とｔ₂の間のサンプリ
ング間隔ｄをφ₁：φ₂で分割した点φ_x＝Ｐ＋ｄ・φ
₁／（φ₁−φ₂）を推定データクロック位相（シンボ
ル判定点）とする（Ｓ₁₁）。

【００１８】次に必要に応じて周波数生成手段１５で得
られた周波数を周波数推定・補正手段１７で補正する。
つまりおおよその周波数誤差を求めて、周波数補正をす
る。この補正により位相誤差測定における搬送波周波数
のずれに対する測定範囲限界が広がる。このおおよその
周波数誤差の推定は次のようになされる。即ち、入力信
号がバースト波の場合、前記ベースバンド信号周波数の
バースト内の最大値と、最小値とを求め、これら最大値
と最小値との平均値を搬送波周波数誤差とする。あるい
は前記ベースバンド信号周波数の変調データごと、つま
り各１シンボル期間（先に求めたデータクロック位相で
決まる）ごとの各周波数値を加算平均し、その加算平均
の最大値と最小値との平均値を求め、更にその平均値を
１シンボルにおける加算回数で割算して搬送波周波数誤
差とする。このようにして求めた誤差を、先に求めたベ
ースバンド信号周波数の各値から引算して補正する。

【００１９】次に復調手段１８で補正された又は補正さ
れない周波数列から原データを復調する。つまりシンボ
ル判定点推定手段１６で求めたデータクロック位相で各
１データ（シンボル）期間ごとに、周波数列の各周波数
を加算し、その加算値が正か負かの判定をする。この種
の入力信号は通常バースト波であり、その前縁はランプ
アップし、後縁はランプダウンし、有効範囲の長さが例
えば１４８シンボル（データクロック）と決められてい
る。バースト振幅同期手段１９において、直交変換手段
１４からのベースバンド信号のバースト波のタイミング
が検出される。ベースバンド信号Ｉ（ｋ）、Ｑ（ｋ）の
二乗和をとり振幅と対応した振幅系列を得、シンボル判
定点推定手段１６で求めたデータタイミング（位相）と
同期し、バースト波（図３Ａ）の有効範囲Ｔ_BUより１デ
ータ長Ｔ_dだけ長い間隔Ｔ_BU＋Ｔ_dをもったサンプル点
ａ，ｂを図３Ａに示すように決定し、図３Ｂのステップ
Ｓ₁に示すようにａ＝１、ｂ＝１＋Ｐ（Ｐは有効範囲Ｔ
_BUのデータ数に１を加えた値）を設定し、これらサンプ
ル点ａ，ｂでのベースバンド信号振幅系列のレベルｘ，
ｙをそれぞれ求め（Ｓ₂）、ｘ＞ｙかを調べ（Ｓ₃）、
これを満たさなければ、ａ，ｂをそれぞれ＋１してステ
ップＳ₂に戻る（Ｓ₄）。ステップＳ₃でｘ＞ｙであれ
ばその時のａ点がバーストの立上りの最初のタイミング
と決定する（Ｓ₅）。つまりサンプル点ａ，ｂの間隔は
有効範囲Ｔ_BUより１データ長Ｔ_dだけ長いため、サンプ
ル点ａが、バースト波の有効範囲Ｔ_BUの始点ｔ_Sより前
で、バースト波から外れ、サンプル点ｂがバースト波中
であれば必ずｘ＜ｙとなり、サンプル点ａが有効範囲の
始点ｔ_Sと一致すると、サンプル点ｂは有効範囲の終点
ｔ_Eより１データ長後であるから、ｘ＞ｙとなり、有効
範囲Ｔ_BUの始め（先頭）が検出される。

【００２０】この検出したバースト先頭位置と同期し
て、復調手段１８で復調したデータをもつ変調信号を理
想信号生成手段２１において生成する。復調データと対
応した矩形波信号をサンプリングし、そのサンプリング
列をガウシアンフィルタに通し更に２πを法とする積分
を行って理想位相信号を得る。この場合なるべく理想的
な波形の信号を得るには、サンプリングを１データ当
り、２回ではなく、３回以上となるべく多くし、つまり
オーバサンプリングした方がよい。しかしサンプリング
の回数が多くなると、ガウシアンフィルタ処理は前後の
データの影響も受け、かつその後の積分のため演算量が
著しく多くなる。

【００２１】このような点から、演算量を増加すること
なく、サンプリング間隔を等価的に２分の１にする場合
を以下に述べる。図４に示すように、ガウシアンフィル
タのインパルス応答曲線ａは、サンプリング間隔Ｓでレ
ベル係数ｈ_-2，ｈ_-1，ｈ₀，ｈ₁，ｈ₂を有するが、イ
ンパルス応答曲線ａを時間軸方向に間隔Ｓ／２だけずら
した曲線ｂを作り、これら両曲線ａとｂとを加算し、そ
の加算曲線における間隔Ｓ／２ごとのレベル係数Ｈ₁＝
ｈ_-2，Ｈ₂＝ｈ_-2＋ｈ_-1.5，Ｈ₃＝ｈ_-1.5＋ｈ _-1，…Ｈ
₉＝ｈ_1.5＋ｈ₂，Ｈ₁₀＝ｈ₂を求め、この合成インパ
ルス応答波形ｃを復調データの矩形信号ｄのＳ間隔のサ
ンプル列に畳み込んでフィルタ処理する。矩形信号ｄの
例えばサンプル値ｇ₃はこのフィルタ処理によりｆ₃＝
ｇ₁Ｈ₂＋ｇ₂Ｈ₄＋ｇ₃Ｈ₆＋ｇ₄Ｈ₈＋ｇ₅Ｈ₁₀＝
ｇ₁（ｈ_-2＋ｈ_-1.5）＋ｇ₂（ｈ _-1＋ｈ_-0.5）＋ｇ
₃（ｈ₀＋ｈ_0.5）＋ｇ₄（ｈ₁＋ｈ_1.5）＋ｇ₅ｈ₂
となり、サンプル値ｇ₂とｇ₃との中点でのサンプル値
ｇ_2.5に対するフィルタ処理をすることなく、この処理
を考慮した出力が得られる。理想位相信号は、前述のよ
うにフィルタ処理された各サンプル点（データクロック
位相）の瞬時周波数の系列を時間積分した値であり、サ
ンプル値ｇ₁，ｇ₂…の瞬時周波数をｆ₁，ｆ₂，…と
し、その各時点の位相をＰ₁，Ｐ₂…とすると、Ｐ₂＝
Ｐ₁＋ｆ₂Ｓ，Ｐ ₃＝Ｐ₂＋ｆ₃Ｓ，…となる。このよ
うにして間隔Ｓごとの演算で間隔Ｓ／２ごとの演算と等
価な理想位相信号を得る。

【００２２】誤差算出手段２２で周波数生成手段１５中
に得られている各サンプル点の入力信号の位相と、理想
信号生成手段２１から対応サンプル点の理想信号の位相
との差を求め、その位相差と時間との特性直線を最小二
乗法により求め、その直線の傾きを求めて入力信号の搬
送周波数誤差を得、またその直線の位相軸との交点によ
り入力信号の初期位相を求める。その推定した搬送周波
数誤差と初期位相推定値で入力信号より得た位相差系列
を補正し、その補正位相から理想位相を引いた値から位
相誤差を求める。

【００２３】バースト波においてはバースト波の立上り
をバースト探査手段２３で検出し、そのバースト波に対
して直交変換手段１４での処理を開始するようにするこ
とができる。バースト波の周期は、そのバースト波の長
さよりも可成り長く、例えばバースト波長の８倍程度あ
る。従って、バッファメモリ１３よりの入力信号のデジ
タル系列をサンプリングする時、そのサンプル点はバー
スト波以外の部分となることが多い。従ってバースト波
の立上りの検出は例えば図５Ａに示すように処理する。

【００２４】まず評価位置（サンプル点）をバッファメ
モリ１３の最初のアドレスとし（Ｓ ₁）、その評価位置
がバースト波中でないかを調べ（Ｓ₂）、バースト波中
でなければ、ａをバースト長の１／２とし（Ｓ₃）、評
価位置をａサンプル（メモリ１３のアドレス）だけ進め
（Ｓ₄）、その評価位置がバースト波中でないかを調べ
る（Ｓ₅）。バースト波中でなければステップＳ₄に戻
る。従って評価位置がバースト中に位置するまで評価位
置をバースト波長の１／２ずつ進めることになる。

【００２５】評価位置がバースト波中に位置すると、評
価位置をａだけ戻し（Ｓ₆）、ａが必要な分解能以下、
最高でａがＡＤ変換器１２におけるサンプリグ周期Ｓと
なったかを調べ（Ｓ₇）、その分解能になっていなけれ
ばａを小さく、例えば更に１／２にしてステップＳ₄に
戻る（Ｓ₈）。従って評価位置がバースト波でない位置
から、順次バースト波への近ずく程度を小さくしながら
バースト波に近ずくことになり、ステップＳ₇でａが分
解能以下になれば、その時の評価位置がバーストの立上
り（先頭）となる（Ｓ₉）。

【００２６】ステップＳ₂で評価位置が最初にバースト
中であると判定されると、評価位置をバースト長の１．
５倍だけ進め（Ｓ₁₀）、その評価位置がバースト波中で
ないかを調べ（Ｓ₁₁）、バースト波中でなければステッ
プＳ₃に移り、バースト波中であればその評価位置はバ
ースト波でない誤りとする（Ｓ₁₂）。つまり最初の評価
位置がバースト波中であれば、その立上りはデータとし
て取込れていないから次のバースト波を探す。

【００２７】ステップＳ₂，Ｓ₅，Ｓ₁₁で評価位置がバ
ースト波中でないかの判定を行っているが、この判定は
例えば図５Ｂに示すようにして行う。先ず計数ｎをＮに
初期化する（Ｓ₂₁）、端子１１の入力信号の周期を入力
信号のサンプリング周期Ｓで割った値に適当な小さな数
を加算した値をＮとする。これは入力信号のサンプリン
グ周波数は例えば、入力信号周波数の４倍程度とされ、
そのサンプリングが入力信号がゼロレベルを切る付近で
行われることがあるから、入力信号の１周期以上にわた
って入力信号のサンプル値が所定値以上であるかを調べ
る。つまり評価位置でのメモリ１３中のサンプル値Ｌ₁
がしきい値Ｌ_t以上かを調べ（Ｓ₂₂）、Ｌ_t以上でなけ
れば計数値ｎを−１し、かつ評価位置、つまりメモリ１
３のアドレスを＋１する（Ｓ₂₃）。次に計数値ｎが０以
下となったかを調べ、０以下になっていなければステッ
プＳ₂₂に戻る（Ｓ₂₄）。このようにして評価位置からそ
のサンプル値Ｌ₁がしきい値Ｌ_t以上かを順次調べ、Ｌ
_t以上になればその位置を、バーストの立上り（バース
トＯＮ）とする（Ｓ₂₅）。ｎが０以下になってもＬ ₁＞
Ｌ_tにならなければ、この評価位置はバースト波中でな
い、つまりバーストＯＦＦと判定する（Ｓ₂₆）。

【００２８】以上のようにして、バーストの立上り（先
頭）を、メモリ１３中のサンプル値を単に順次に所定値
Ｌ_t以上になるものを探す場合より高速に探すことがで
きる。試験の場合は試験信号として、疑似ランダム符号
でＧＭＳＫ変調した信号が入力されることがある。この
場合は図１においてバーストＰＮ同期手段２４で送信側
のＰＮ符号発生器と同一のＰＮ符号発生器を設け、その
ＰＮ符号発生器を復調手段１８よりの復調出力に同期さ
せ、その同期が確定されると、そのＰＮ符号発生器より
のＰＮ符号を復調データとして理想信号生成手段２１へ
供給して理想信号を生成する。

【００２９】

【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば入力
信号の位相系列から周波数系列を求め、その各周波数を
２乗した系列をデータクロック周波数で離散的フーリエ
変換してデータクロック位相（シンボル判定点）を求め
ているため、従来において周波数系列のゼロ点を求める
場合のように復調データによる補正を行う必要がない。
この場合、特に前述したように離散的フーリエ変換の基
準時刻をずらすことにより、クロック位相を一層正確に
求めることができる。

【００３０】また、バースト波の有効範囲を図４で説明
したようにして有効範囲よりわずか大きい間隔で２点の
レベルを求め、その両レベルの相対的大きさの比較から
求めているため、単にレベルが判定値以上に立上る時点
と、レベルが所定値以下に立下る時点とを求める場合よ
り、バースト波のレベル変動に影響を受けることなく従
来より正確に求めることができる。

【００３１】更にガウシアンフィルタより補間フィルタ
を作り、これにてデータ信号を処理しているため、少な
い演算量で忠実な理想信号を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例の処理手順を示すブロック
図。

【図２】Ａは請求項３の発明の処理手順を示す流れ図、
Ｂはその位相決定の様子を示す図である。

【図３】Ａは請求項７の発明の処理手順の例を示す流れ
図、Ｂはバースト有効範囲と二つのレベル検出点の関係
例を示す図である。

【図４】請求項８の発明に用いる補間フィルタの作成例
を示す図。

【図５】Ａは請求項５及び６の発明の処理手順の例を示
す流れ図、Ｂはその評価位置がバースト波中でないかの
判定手順の例を示す図である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】データにより周波数シフト変調された入
力信号をベースバンド信号のデジタル系列に変換する第
１過程と、上記ベースバンド信号の位相系列を求める第２過程と、その第２過程で求めた位相系列の変化から周波数系列を
求める第３過程と、上記周波数系列を２乗する第４過程と、上記２乗された周波数系列を上記データのクロック周波
数について離散的フーリエ変換する第５過程と、上記離散的フーリエ変換結果の実部と虚部の逆正接を求
めて上記データのクロック位相を得る第６過程と、上記クロック位相で上記ベースバンド信号より上記デー
タを復調する第７過程と、上記復調データから理想ベースバンド信号を生成する第
８過程と、上記理想ベースバンド信号と上記第１過程で得られたベ
ースバンド信号との位相差を求めて変調精度を得る第９
過程とを有する変調精度測定方法。
【請求項２】請求項１の測定方法において、上記第６過程で得たクロック位相に近い、上記デジタル
系列の時刻を基準として上記第４過程で２乗した周波数
系列を再度離散的フーリエ変換する第１０過程と、その第１０過程で得られた実部と虚部の逆正接を求めて
上記データのクロック位相を得、これを上記第７過程で
用いるクロック位相とする第１１過程とを有する変調精
度測定方法。
【請求項３】請求項２の測定方法において、上記第１１過程で得たデータクロックの位相に近く、か
つこれを、上記第１０過程の基準時刻とで挟むデータ時
刻を基準として上記第４過程で２乗した周波数系列を再
々度離散的フーリエ変換する第１２過程と、その第１２過程で得られた実部と虚部の逆正接を求め、
この逆正接と上記第１１過程で求めた逆正接との比で上
記データ時刻間隔を分割した点を上記第７過程での上記
クロック位相とする第１３過程とを有する変調精度測定
方法。
【請求項４】請求項１乃至３の何れかの測定方法にお
いて、上記第３過程で得られた周波数系列からその直流成分を
差し引き、その差し引かれた周波数系列を上記第４過程
での上記周波数系列として用いる第１４過程を有する変
調精度測定方法。
【請求項５】請求項１乃至４の何れかの測定方法にお
いて、上記入力信号はバースト波であり、上記入力信号のレベルがその少なくとも１搬送波周期に
わたって所定値以下であるかを判定する第１５過程と、その第１５過程で所定値以下と判定されると上記入力信
号の判定位置を、その時刻から上記バースト周期の半分
離れた位置にずらしてその少なくとも１搬送波周期にわ
たって所定値以上であるかを判定する第１６過程と、その第１６過程で所定値以上でないと判定されると、上
記入力信号のレベル判定位置の移動を、前回と同一と
し、所定値以上であると判定されると、前回の位置に戻
り、前回の移動の半分だけとして同様のことを行い、以
上のことを必要な分解能になるまで繰り返し、最後に所
定値以上となった時刻位置を上記バーストの先頭とする
第１７過程とを有する変調精度測定方法。
【請求項６】請求項５の測定方法において、上記第１５過程で所定値以下でないと判定されると、上
記入力信号レベルの判定位置を上記バースト長の１．５
倍ずらして所定値以上でないかを判定して上記第１７過
程に移る第１８過程を有する変調精度測定方法。
【請求項７】請求項１乃至５の何れかの測定方法にお
いて、上記入力信号はバースト波であり、上記バースト波の有効範囲と上記入力信号の時系列の時
刻間隔との和だけ離れた２つの時刻について、上記入力
信号のレベルをそれぞれ検出する第１９過程と、その第１９過程で検出した二つのレベルを比較する第２
０過程と、上記比較で先の時刻のレベルが後の時刻のレベルより大
でなければレベル検出の時刻を１時刻ずらして上記第１
９過程に戻り、先の時刻のレベルの方が大であればその
先の時刻を上記バースト有効範囲の最初とする第２１過
程と、その第２１過程で得られたバースト有効範囲の最初から
バースト有効範囲の間、上記第９過程を実行させる第２
２過程を有する変調精度測定方法。
【請求項８】請求項１乃至４の何れかの測定方法にお
いて、上記第７過程で得られた復調データ系列の時刻間隔での
ガウシアンフィルタのインパルス応答を、上記時刻間隔
より小さい間隔で順次ずらして複数加算した補間フィル
タで上記復調データをフィルタリングして、上記第８過
程での上記復調データとする第２３過程を有する変調精
度測定方法。