JPH09117142A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH09117142A JPH09117142A JP27260595A JP27260595A JPH09117142A JP H09117142 A JPH09117142 A JP H09117142A JP 27260595 A JP27260595 A JP 27260595A JP 27260595 A JP27260595 A JP 27260595A JP H09117142 A JPH09117142 A JP H09117142A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力電源１がＡＣ１００ＶからＡＣ２００Ｖ
に変化した場合、２次側出力電圧Ｖo に変動が大きく生
じるという課題があった。 【解決手段】 メイントランジスタ１６のコレクタを１
次側入力巻線４ａの他端に、ベースを１次側帰還巻線４
ｃの一端に、エミッタをその１次側帰還巻線４ｃの他端
に接続すると共に、電流制限抵抗１９をそのメイントラ
ンジスタ１６のエミッタと入力電源１との間に接続し、
電流制限抵抗１９に流れる電流が変動しても２次側出力
電圧Ｖo に影響を与えることなく、１次側帰還巻線４ｃ
に設けられた回路素子による２次側出力電圧Ｖo の影響
を極力小さくする。
に変化した場合、２次側出力電圧Ｖo に変動が大きく生
じるという課題があった。 【解決手段】 メイントランジスタ１６のコレクタを１
次側入力巻線４ａの他端に、ベースを１次側帰還巻線４
ｃの一端に、エミッタをその１次側帰還巻線４ｃの他端
に接続すると共に、電流制限抵抗１９をそのメイントラ
ンジスタ１６のエミッタと入力電源１との間に接続し、
電流制限抵抗１９に流れる電流が変動しても２次側出力
電圧Ｖo に影響を与えることなく、１次側帰還巻線４ｃ
に設けられた回路素子による２次側出力電圧Ｖo の影響
を極力小さくする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、計測器等に用い
られ、商用入力電源の電圧の違いに拘らず定電圧を出力
するスイッチング電源回路に関するものである。
られ、商用入力電源の電圧の違いに拘らず定電圧を出力
するスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のスイッチング電源回路を示
す回路図であり、図において、１は入力電源、２は整流
回路、３は平滑回路、４はコンバータトランスであり、
１次側入力巻線４ａ，２次側出力巻線４ｂ及び１次側帰
還巻線４ｃから構成されている。５，８，１７は抵抗
（１７は電流制限抵抗）、６，１０，１３，１５はコン
デンサ、７，９，１１，１４はダイオード、１２はツェ
ナーダイオード、１６，１８はトランジスタ（１６はス
イッチング電源のメイントランジスタ）である。
す回路図であり、図において、１は入力電源、２は整流
回路、３は平滑回路、４はコンバータトランスであり、
１次側入力巻線４ａ，２次側出力巻線４ｂ及び１次側帰
還巻線４ｃから構成されている。５，８，１７は抵抗
（１７は電流制限抵抗）、６，１０，１３，１５はコン
デンサ、７，９，１１，１４はダイオード、１２はツェ
ナーダイオード、１６，１８はトランジスタ（１６はス
イッチング電源のメイントランジスタ）である。
【０００３】次に動作について説明する。図３に示した
スイッチング電源回路は、入力電源１として国内ではＡ
Ｃ１００Ｖ、又、海外ではＡＣ２００Ｖ等の商用電源を
用い、２次側出力電圧Ｖo として上記入力電源１がＡＣ
１００Ｖ又はＡＣ２００Ｖに拘らず、予め定められたＤ
Ｃ定電圧を出力するものである。このようなスイッチン
グ電源回路は、メイントランジスタ１６にオン・オフ期
間があり、オン時にコンデンサ１３の充電電圧とオフ時
のツェナーダイオード１２及びメイントランジスタ１６
及び電流制限抵抗１７の素子電圧とが比較され、前者が
後者より小さい関係になったらオフに移行する。オン時
にコンバータトランス４にエネルギを蓄積し、オフ時に
その蓄積されたエネルギを２次側出力電圧Ｖo として放
出することにより、その２次側出力電圧Ｖo を定電圧制
御するものである。
スイッチング電源回路は、入力電源１として国内ではＡ
Ｃ１００Ｖ、又、海外ではＡＣ２００Ｖ等の商用電源を
用い、２次側出力電圧Ｖo として上記入力電源１がＡＣ
１００Ｖ又はＡＣ２００Ｖに拘らず、予め定められたＤ
Ｃ定電圧を出力するものである。このようなスイッチン
グ電源回路は、メイントランジスタ１６にオン・オフ期
間があり、オン時にコンデンサ１３の充電電圧とオフ時
のツェナーダイオード１２及びメイントランジスタ１６
及び電流制限抵抗１７の素子電圧とが比較され、前者が
後者より小さい関係になったらオフに移行する。オン時
にコンバータトランス４にエネルギを蓄積し、オフ時に
その蓄積されたエネルギを２次側出力電圧Ｖo として放
出することにより、その２次側出力電圧Ｖo を定電圧制
御するものである。
【０００４】入力電源１の投入後の定常状態では、メイ
ントランジスタ１６のオフ期間において、１次側帰還巻
線４ｃにはコイルの逆起電力である負の電圧が誘起され
るため、コンデンサ１３，ダイオード１１及び１次側帰
還巻線４ｃの系統によって、コンデンサ１３に充電され
る。ここでこのコンデンサ１３には、 ＶC1＝ＶZD1 ＋Ｖbe＋ＶR1 （１） 但し、ＶC1 ：コンデンサ１３の充電電圧 ＶZD1 ：ツェナーダイオード１２の電圧降下 Ｖbe ：メイントランジスタ１６のベース・エミッタ間
飽和電圧 ＶR1 ：電流制限抵抗１７の電圧降下 が充電される。
ントランジスタ１６のオフ期間において、１次側帰還巻
線４ｃにはコイルの逆起電力である負の電圧が誘起され
るため、コンデンサ１３，ダイオード１１及び１次側帰
還巻線４ｃの系統によって、コンデンサ１３に充電され
る。ここでこのコンデンサ１３には、 ＶC1＝ＶZD1 ＋Ｖbe＋ＶR1 （１） 但し、ＶC1 ：コンデンサ１３の充電電圧 ＶZD1 ：ツェナーダイオード１２の電圧降下 Ｖbe ：メイントランジスタ１６のベース・エミッタ間
飽和電圧 ＶR1 ：電流制限抵抗１７の電圧降下 が充電される。
【０００５】オフ期間におけるコンバータトランス４か
ら２次側出力へのエネルギの放出が完了すると、入力電
源１からの整流電圧の１次側入力巻線４ａと１次側帰還
巻線４ｃとの巻線比分に応じた正の電圧がその１次側帰
還巻線４ｃに発生し、メイントランジスタ１６にベース
電流を供給しそのメイントランジスタ１６のオンを促進
する。ここで、メイントランジスタ１６のオンが継続し
ており、コンデンサ１３の充電電圧ＶC1＜ＶZD1 ＋Ｖbe
＋ＶR1の関係が成立している時にツェナーダイオード１
２がオンして、先のベース電流がツェナーダイオード１
２をバイパスする。これによって、メイントランジスタ
１６へのベース電流が急激に不足方向へ移行するためメ
イントランジスタ１６がオフに遷移する。
ら２次側出力へのエネルギの放出が完了すると、入力電
源１からの整流電圧の１次側入力巻線４ａと１次側帰還
巻線４ｃとの巻線比分に応じた正の電圧がその１次側帰
還巻線４ｃに発生し、メイントランジスタ１６にベース
電流を供給しそのメイントランジスタ１６のオンを促進
する。ここで、メイントランジスタ１６のオンが継続し
ており、コンデンサ１３の充電電圧ＶC1＜ＶZD1 ＋Ｖbe
＋ＶR1の関係が成立している時にツェナーダイオード１
２がオンして、先のベース電流がツェナーダイオード１
２をバイパスする。これによって、メイントランジスタ
１６へのベース電流が急激に不足方向へ移行するためメ
イントランジスタ１６がオフに遷移する。
【０００６】よって、上述した動作をまとめるとメイン
トランジスタ１６がオフ時の１次側帰還巻線４ｃと２次
側出力巻線４ｂの電圧は、それら巻線比分に応じた電圧
となる。ゆえに、メイントランジスタ１６のオフ時のコ
ンデンサ１３の充電電圧は１次側帰還巻線４ｃの電圧に
依存しており、換言すれば２次側出力巻線４ｂの電圧及
び２次側出力電圧Ｖo にも依存していることになる。こ
れを数式で表せば、 ＶC1＝（Ｖo ＋ＶD3）／ＮS ・ＮP −ＶD2 （２） 但し、ＶD3 ：ダイオード９の順電圧降下 ＮS ：２次側出力巻線４ｂの巻線数 ＮP ：１次側帰還巻線４ｃの巻線数 ＶD2 ：ダイオード１１の順電圧降下 となる。式（２）を式（１）に代入すれば、 ＶZD1 ＋Ｖbe＋ＶR1＝（Ｖo ＋ＶD3）／ＮS ・ＮP −ＶD2 （３） ∴Ｖo ＝（ＶZD1 ＋Ｖbe＋ＶR1＋ＶD2）・ＮS ／ＮP −ＶD3 （４） となる。
トランジスタ１６がオフ時の１次側帰還巻線４ｃと２次
側出力巻線４ｂの電圧は、それら巻線比分に応じた電圧
となる。ゆえに、メイントランジスタ１６のオフ時のコ
ンデンサ１３の充電電圧は１次側帰還巻線４ｃの電圧に
依存しており、換言すれば２次側出力巻線４ｂの電圧及
び２次側出力電圧Ｖo にも依存していることになる。こ
れを数式で表せば、 ＶC1＝（Ｖo ＋ＶD3）／ＮS ・ＮP −ＶD2 （２） 但し、ＶD3 ：ダイオード９の順電圧降下 ＮS ：２次側出力巻線４ｂの巻線数 ＮP ：１次側帰還巻線４ｃの巻線数 ＶD2 ：ダイオード１１の順電圧降下 となる。式（２）を式（１）に代入すれば、 ＶZD1 ＋Ｖbe＋ＶR1＝（Ｖo ＋ＶD3）／ＮS ・ＮP −ＶD2 （３） ∴Ｖo ＝（ＶZD1 ＋Ｖbe＋ＶR1＋ＶD2）・ＮS ／ＮP −ＶD3 （４） となる。
【０００７】メイントランジスタ１６のオン時には電流
制限抵抗１７へはベース電流及びコレクタ電流が流れ、
電圧降下ＶR1が発生するが、そのベース電流及びコレク
タ電流は１次側帰還巻線４ｃの電圧、即ち、入力電源１
として用いられる商用電源に応じた１次側入力巻線４ａ
の電圧に依存しており、入力電源１として用いられる商
用電源（ＡＣ１００Ｖ，ＡＣ２００Ｖ）の変化により、
電流制限抵抗１７の電圧降下の変動ＶR1を大きく変動さ
せ、上記式（４）から理解できるように、２次側出力電
圧Ｖo に変動が生じてしまう。又、上述のように、コン
デンサ１３の充電電圧は２次側出力電圧Ｖo に依存して
いるので、コンバータトランス４の２次側の負荷変動等
により２次側出力電圧Ｖo に変動が生じた場合に、コン
デンサ１３の充電電圧が変動してしまい、その影響によ
ってベース電流及びコレクタ電流を変動させて、更に、
２次側出力電圧Ｖo に変動が生じてしまう。
制限抵抗１７へはベース電流及びコレクタ電流が流れ、
電圧降下ＶR1が発生するが、そのベース電流及びコレク
タ電流は１次側帰還巻線４ｃの電圧、即ち、入力電源１
として用いられる商用電源に応じた１次側入力巻線４ａ
の電圧に依存しており、入力電源１として用いられる商
用電源（ＡＣ１００Ｖ，ＡＣ２００Ｖ）の変化により、
電流制限抵抗１７の電圧降下の変動ＶR1を大きく変動さ
せ、上記式（４）から理解できるように、２次側出力電
圧Ｖo に変動が生じてしまう。又、上述のように、コン
デンサ１３の充電電圧は２次側出力電圧Ｖo に依存して
いるので、コンバータトランス４の２次側の負荷変動等
により２次側出力電圧Ｖo に変動が生じた場合に、コン
デンサ１３の充電電圧が変動してしまい、その影響によ
ってベース電流及びコレクタ電流を変動させて、更に、
２次側出力電圧Ｖo に変動が生じてしまう。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来のスイッチング電
源回路は以上のように構成されているので、入力電源１
として用いられる商用電源をＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２０
０Ｖの両方に対応可能としており、この入力電源１が変
化した場合、及びコンバータトランス４の２次側の負荷
変動等により、電流制限抵抗１７に流れる電流が大きく
変動し、電流制限抵抗１７の電圧降下が大きく変動して
２次側出力電圧Ｖo に変動が生じるなどの課題があっ
た。
源回路は以上のように構成されているので、入力電源１
として用いられる商用電源をＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２０
０Ｖの両方に対応可能としており、この入力電源１が変
化した場合、及びコンバータトランス４の２次側の負荷
変動等により、電流制限抵抗１７に流れる電流が大きく
変動し、電流制限抵抗１７の電圧降下が大きく変動して
２次側出力電圧Ｖo に変動が生じるなどの課題があっ
た。
【０００９】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、電流制限抵抗に流れる電流が変動
しても２次側出力電圧に影響を与えることなく、１次側
帰還巻線に設けられた回路素子による２次側出力電圧の
影響を極力小さくするスイッチング電源回路を得ること
を目的とする。
めになされたもので、電流制限抵抗に流れる電流が変動
しても２次側出力電圧に影響を与えることなく、１次側
帰還巻線に設けられた回路素子による２次側出力電圧の
影響を極力小さくするスイッチング電源回路を得ること
を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ング電源回路は、１次側入力巻線の他端にコレクタが接
続され且つその１次側帰還巻線の一端にベースが接続さ
れると共にその１次側帰還巻線の他端にエミッタが接続
されたトランジスタと、このトランジスタのエミッタと
入力電源との間に接続された電流制限抵抗とを備えたも
のである。
ング電源回路は、１次側入力巻線の他端にコレクタが接
続され且つその１次側帰還巻線の一端にベースが接続さ
れると共にその１次側帰還巻線の他端にエミッタが接続
されたトランジスタと、このトランジスタのエミッタと
入力電源との間に接続された電流制限抵抗とを備えたも
のである。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１において、１は入力電源、２は整流
回路、３は平滑回路、４はコンバータトランスであり、
１次側入力巻線４ａ，２次側出力巻線４ｂ及び１次側帰
還巻線４ｃから構成されている。５，８，１９は抵抗
（１９は電流制限抵抗）、６，１０，１３，１５はコン
デンサ、７，９，１１，１４はダイオード、１２はツェ
ナーダイオード、１６，２０はトランジスタ（１６はス
イッチング電源のメイントランジスタ）である。尚、こ
の実施の形態における電流制限抵抗１９は、コンデンサ
１３が接続された１次側帰還巻線４ｃの一端と入力電源
１との間に接続されている。
説明する。 実施の形態１．図１において、１は入力電源、２は整流
回路、３は平滑回路、４はコンバータトランスであり、
１次側入力巻線４ａ，２次側出力巻線４ｂ及び１次側帰
還巻線４ｃから構成されている。５，８，１９は抵抗
（１９は電流制限抵抗）、６，１０，１３，１５はコン
デンサ、７，９，１１，１４はダイオード、１２はツェ
ナーダイオード、１６，２０はトランジスタ（１６はス
イッチング電源のメイントランジスタ）である。尚、こ
の実施の形態における電流制限抵抗１９は、コンデンサ
１３が接続された１次側帰還巻線４ｃの一端と入力電源
１との間に接続されている。
【００１２】次に動作について説明する。図１に示した
スイッチング電源回路は、入力電源１として国内ではＡ
Ｃ１００Ｖ、又海外ではＡＣ２００Ｖ等の商用電源を用
い、２次側出力電圧Ｖo として上記入力電源１がＡＣ１
００Ｖ又はＡＣ２００Ｖに拘らず、予め定められたＤＣ
定電圧を出力するものである。このようなスイッチング
電源回路は、メイントランジスタ１６にオン・オフ期間
があり、オン時にコンデンサ１３の充電電圧とオフ時の
ツェナーダイオード１２，およびメイントランジスタ１
６の素子電圧とが比較され、前者が後者より小さい関係
になったらオフに移行する。オン時にコンバータトラン
ス４にエネルギを蓄積し、オフ時にその蓄積されたエネ
ルギを２次側出力電圧Ｖo として放出することにより、
その２次側出力電圧Ｖo を定電圧制御するものである。
スイッチング電源回路は、入力電源１として国内ではＡ
Ｃ１００Ｖ、又海外ではＡＣ２００Ｖ等の商用電源を用
い、２次側出力電圧Ｖo として上記入力電源１がＡＣ１
００Ｖ又はＡＣ２００Ｖに拘らず、予め定められたＤＣ
定電圧を出力するものである。このようなスイッチング
電源回路は、メイントランジスタ１６にオン・オフ期間
があり、オン時にコンデンサ１３の充電電圧とオフ時の
ツェナーダイオード１２，およびメイントランジスタ１
６の素子電圧とが比較され、前者が後者より小さい関係
になったらオフに移行する。オン時にコンバータトラン
ス４にエネルギを蓄積し、オフ時にその蓄積されたエネ
ルギを２次側出力電圧Ｖo として放出することにより、
その２次側出力電圧Ｖo を定電圧制御するものである。
【００１３】入力電源１の投入後の定常状態では、メイ
ントランジスタ１６のオフ期間において、１次側帰還巻
線４ｃにはコイルの逆起電力である負の電圧が誘起され
るため、コンデンサ１３，ダイオード１１及び１次側帰
還巻線４ｃの系統によって、コンデンサ１３に充電され
る。ここでこのコンデンサ１３には、 ＶC1＝ＶZD1 ＋Ｖbe （５） が充電される。
ントランジスタ１６のオフ期間において、１次側帰還巻
線４ｃにはコイルの逆起電力である負の電圧が誘起され
るため、コンデンサ１３，ダイオード１１及び１次側帰
還巻線４ｃの系統によって、コンデンサ１３に充電され
る。ここでこのコンデンサ１３には、 ＶC1＝ＶZD1 ＋Ｖbe （５） が充電される。
【００１４】オフ期間におけるコンバータトランス４か
ら２次側出力へのエネルギの放出が完了すると、入力電
源１からの整流電圧の１次側入力巻線４ａと１次側帰還
巻線４ｃとの巻線比分に応じた正の電圧がその１次側帰
還巻線４ｃに発生し、メイントランジスタ１６にベース
電流を供給しそのメイントランジスタ１６のオンを促進
する。ここで、メイントランジスタ１６のオンが継続し
ており、コンデンサ１３の充電電圧ＶC1＜ＶZD1 ＋Ｖbe
の関係が成立している時にツェナーダイオード１２がオ
ンして、先のベース電流がツェナーダイオード１２をバ
イパスする。これによって、メイントランジスタ１６へ
のベース電流が急激に不足方向へ移行するためメイント
ランジスタ１６がオフに遷移する。
ら２次側出力へのエネルギの放出が完了すると、入力電
源１からの整流電圧の１次側入力巻線４ａと１次側帰還
巻線４ｃとの巻線比分に応じた正の電圧がその１次側帰
還巻線４ｃに発生し、メイントランジスタ１６にベース
電流を供給しそのメイントランジスタ１６のオンを促進
する。ここで、メイントランジスタ１６のオンが継続し
ており、コンデンサ１３の充電電圧ＶC1＜ＶZD1 ＋Ｖbe
の関係が成立している時にツェナーダイオード１２がオ
ンして、先のベース電流がツェナーダイオード１２をバ
イパスする。これによって、メイントランジスタ１６へ
のベース電流が急激に不足方向へ移行するためメイント
ランジスタ１６がオフに遷移する。
【００１５】よって、上述した動作をまとめるとメイン
トランジスタ１６がオフ時の１次側帰還巻線４ｃと２次
側出力巻線４ｂの電圧は、それら巻線比分に応じた電圧
となる。ゆえに、メイントランジスタ１６のオフ時のコ
ンデンサ１３の充電電圧は１次側帰還巻線４ｃの電圧に
依存しており、換言すれば２次側出力巻線４ｂの電圧及
び２次側出力電圧Ｖo にも依存していることになる。こ
れを数式で表せば、上記式（２）となる。式（５）を式
（２）に代入すれば、 ＶZD1 ＋Ｖbe＝（Ｖo ＋ＶD3）／ＮS ・ＮP −ＶD2 （６） ∴Ｖo ＝（ＶZD1 ＋Ｖbe＋ＶD2）・ＮS ／ＮP −ＶD3 （７） となる。
トランジスタ１６がオフ時の１次側帰還巻線４ｃと２次
側出力巻線４ｂの電圧は、それら巻線比分に応じた電圧
となる。ゆえに、メイントランジスタ１６のオフ時のコ
ンデンサ１３の充電電圧は１次側帰還巻線４ｃの電圧に
依存しており、換言すれば２次側出力巻線４ｂの電圧及
び２次側出力電圧Ｖo にも依存していることになる。こ
れを数式で表せば、上記式（２）となる。式（５）を式
（２）に代入すれば、 ＶZD1 ＋Ｖbe＝（Ｖo ＋ＶD3）／ＮS ・ＮP −ＶD2 （６） ∴Ｖo ＝（ＶZD1 ＋Ｖbe＋ＶD2）・ＮS ／ＮP −ＶD3 （７） となる。
【００１６】ここで、従来技術では、入力電源１が変化
した場合、及びコンバータトランス４の２次側の負荷変
動等により、電流制限抵抗１７に流れる電流が大きく変
動し、電流制限抵抗１７の電圧降下が大きく変動して２
次側出力電圧Ｖo に変動が生じたが、上記式（７）で
は、上記式（４）に存在していた電流制限抵抗の電圧降
下ＶR1が消去されている。従って、従来技術のスイッチ
ング電源回路の２次側出力電圧Ｖo の変動の原因として
電流制限抵抗１７の電圧降下ＶR1の変動δＶR1があった
が、この実施の形態では電流制限抵抗１９の電圧降下Ｖ
R1の変動δＶR1を無視できるので、入力電源１を変化さ
せても１次側帰還巻線４ｃに設けられた回路素子による
２次側出力電圧Ｖo への影響を極力小さくすることがで
きる。尚、上記式（７）において、ＶZD1 ，Ｖbe，
ＶD2，ＶD3も流れる電流の変動によって変動するが、Ｖ
R1が電流制限抵抗１９に流れる電流に対して線形に変動
するのに対して、それらＶZD1 ，Ｖbe，ＶD2，ＶD3は流
れる電流に対して線形に変動することなく、変化率は小
さく、電流制限抵抗１７の電圧降下ＶR1の変動δＶR1に
対して無視できる（δＶR1 ＞＞ δＶZD1 ，δＶbe，
δＶD2，δＶD3）。
した場合、及びコンバータトランス４の２次側の負荷変
動等により、電流制限抵抗１７に流れる電流が大きく変
動し、電流制限抵抗１７の電圧降下が大きく変動して２
次側出力電圧Ｖo に変動が生じたが、上記式（７）で
は、上記式（４）に存在していた電流制限抵抗の電圧降
下ＶR1が消去されている。従って、従来技術のスイッチ
ング電源回路の２次側出力電圧Ｖo の変動の原因として
電流制限抵抗１７の電圧降下ＶR1の変動δＶR1があった
が、この実施の形態では電流制限抵抗１９の電圧降下Ｖ
R1の変動δＶR1を無視できるので、入力電源１を変化さ
せても１次側帰還巻線４ｃに設けられた回路素子による
２次側出力電圧Ｖo への影響を極力小さくすることがで
きる。尚、上記式（７）において、ＶZD1 ，Ｖbe，
ＶD2，ＶD3も流れる電流の変動によって変動するが、Ｖ
R1が電流制限抵抗１９に流れる電流に対して線形に変動
するのに対して、それらＶZD1 ，Ｖbe，ＶD2，ＶD3は流
れる電流に対して線形に変動することなく、変化率は小
さく、電流制限抵抗１７の電圧降下ＶR1の変動δＶR1に
対して無視できる（δＶR1 ＞＞ δＶZD1 ，δＶbe，
δＶD2，δＶD3）。
【００１７】図２は従来とこの実施の形態による実験結
果を示す表図である。この表図に示されているように、
ＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖで比較した場合、従来の
回路ではδＶo ＝８．３５−８．１５＝０．２０Ｖの変
動があるのに対して、実施の形態の回路ではδＶo ＝
８．５０−８．４０＝０．１０Ｖの変動であり、２次側
出力電圧Ｖo の変動が従来に対して１／２になったこと
が理解できる。尚、小型・単純機能の簡単操作・簡単制
御を特徴とする計測及び制御系では、入力電源の電圧変
動による２次側出力電圧Ｖo の変動を自動的に補償する
ことが必要となるが、この実施の形態では容易に達成す
ることができる効果がある。
果を示す表図である。この表図に示されているように、
ＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖで比較した場合、従来の
回路ではδＶo ＝８．３５−８．１５＝０．２０Ｖの変
動があるのに対して、実施の形態の回路ではδＶo ＝
８．５０−８．４０＝０．１０Ｖの変動であり、２次側
出力電圧Ｖo の変動が従来に対して１／２になったこと
が理解できる。尚、小型・単純機能の簡単操作・簡単制
御を特徴とする計測及び制御系では、入力電源の電圧変
動による２次側出力電圧Ｖo の変動を自動的に補償する
ことが必要となるが、この実施の形態では容易に達成す
ることができる効果がある。
【００１８】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、トラ
ンジスタのコレクタを１次側入力巻線の他端に、ベース
を１次側帰還巻線の一端に、エミッタをその１次側帰還
巻線の他端に接続すると共に、電流制限抵抗をそのトラ
ンジスタのエミッタと入力電源との間に接続するように
構成したので、電流制限抵抗に流れる電流が変動しても
２次側出力電圧に影響を与えることなく、１次側帰還巻
線に設けられた回路素子による２次側出力電圧の影響を
極力小さくするスイッチング電源回路が得られる効果が
ある。
ンジスタのコレクタを１次側入力巻線の他端に、ベース
を１次側帰還巻線の一端に、エミッタをその１次側帰還
巻線の他端に接続すると共に、電流制限抵抗をそのトラ
ンジスタのエミッタと入力電源との間に接続するように
構成したので、電流制限抵抗に流れる電流が変動しても
２次側出力電圧に影響を与えることなく、１次側帰還巻
線に設けられた回路素子による２次側出力電圧の影響を
極力小さくするスイッチング電源回路が得られる効果が
ある。
【図１】この発明の実施の一形態によるスイッチング電
源回路を示す回路図である。
源回路を示す回路図である。
【図２】従来と実施の一形態による実験結果を示す表図
である。
である。
【図３】従来のスイッチング電源回路を示す回路図であ
る。
る。
１ 入力電源 ４ コンバータトランス（トランス） ４ａ １次側入力巻線 ４ｂ ２次側出力巻線 ４ｃ １次側帰還巻線 １６ メイントランジスタ（トランジスタ） １９ 電流制限抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 入力電源に一端が接続された１次側入力
巻線，定電圧を出力する２次側出力巻線，及びその１次
側入力巻線より入力された電圧に応じた帰還電圧を検出
する１次側帰還巻線から成るトランスと、上記１次側入
力巻線の他端にコレクタが接続され且つ上記１次側帰還
巻線の一端にベースが接続されると共にその１次側帰還
巻線の他端にエミッタが接続されたトランジスタと、こ
のトランジスタのエミッタと上記入力電源との間に接続
された電流制限抵抗とを備えたスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27260595A JPH09117142A (ja) | 1995-10-20 | 1995-10-20 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27260595A JPH09117142A (ja) | 1995-10-20 | 1995-10-20 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09117142A true JPH09117142A (ja) | 1997-05-02 |
Family
ID=17516262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27260595A Pending JPH09117142A (ja) | 1995-10-20 | 1995-10-20 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09117142A (ja) |
-
1995
- 1995-10-20 JP JP27260595A patent/JPH09117142A/ja active Pending
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