JPH0898558A - サイクロコンバータ回路 - Google Patents
サイクロコンバータ回路Info
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- JPH0898558A JPH0898558A JP6230885A JP23088594A JPH0898558A JP H0898558 A JPH0898558 A JP H0898558A JP 6230885 A JP6230885 A JP 6230885A JP 23088594 A JP23088594 A JP 23088594A JP H0898558 A JPH0898558 A JP H0898558A
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- Japan
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- switching
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Abstract
(57)【要約】
【目的】主回路構成およびスナバ回路を簡素化し、低コ
スト化を図る。 【構成】半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８とダイオードＤ
１〜Ｄ８とによるスイッチング直列回路１３〜１６とス
ナバ回路１７とを相互に並列接続し、高周波変圧器１２
の二次巻線の端子ｕ，ｖにスイッチング直列回路１３，
１４の中間接続点をそれぞれ接続し、スイッチング直列
回路１５の中間接続点をフィルタ１８を介して出力端子
Ｒとし、スイッチング直列回路１６の中間接続点をフィ
ルタ１９を介して出力端子Ｓとし、高周波変圧器１２の
二次巻線の中間タップを出力端子Ｎとすることで、一般
的なスイッチング直列回路を使用可能とし、このスイッ
チング直列回路によりスナバエネルギーの放電用スイッ
チの機能もさせる。
スト化を図る。 【構成】半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８とダイオードＤ
１〜Ｄ８とによるスイッチング直列回路１３〜１６とス
ナバ回路１７とを相互に並列接続し、高周波変圧器１２
の二次巻線の端子ｕ，ｖにスイッチング直列回路１３，
１４の中間接続点をそれぞれ接続し、スイッチング直列
回路１５の中間接続点をフィルタ１８を介して出力端子
Ｒとし、スイッチング直列回路１６の中間接続点をフィ
ルタ１９を介して出力端子Ｓとし、高周波変圧器１２の
二次巻線の中間タップを出力端子Ｎとすることで、一般
的なスイッチング直列回路を使用可能とし、このスイッ
チング直列回路によりスナバエネルギーの放電用スイッ
チの機能もさせる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、高周波の単相交流
を、低周波の単相交流に変換するサイクロコンバータ回
路に関する。
を、低周波の単相交流に変換するサイクロコンバータ回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２は、この種の従来例に使用される単
相二線式交流出力のサイクロコンバータ回路の回路構成
を示し、図３に示すように図２の単相サイクロコンバー
タ７を２組を出力側で直列接続する、または、図４に示
すように図２の単相サイクロコンバータ７の出力側に低
周波の中間タップ付き変圧器８を接続することにより低
周波の単相三線式交流出力に変換している。
相二線式交流出力のサイクロコンバータ回路の回路構成
を示し、図３に示すように図２の単相サイクロコンバー
タ７を２組を出力側で直列接続する、または、図４に示
すように図２の単相サイクロコンバータ７の出力側に低
周波の中間タップ付き変圧器８を接続することにより低
周波の単相三線式交流出力に変換している。
【０００３】即ち、図２において、１は高周波インバー
タ、２は１次端子Ｕ，Ｖ、２次端子ｕ，ｖおよび中間タ
ップｃなどを備えた高周波変圧器、３はスナバ回生回
路、４はリアクトル、５はコンデンサ、Ｑ１１〜Ｑ１４
は半導体スイッチ素子、Ｄ１１〜Ｄ１４はダイオード、
Ｒ，Ｓは出力端子をそれぞれ示す。なお、リアクトル４
とコンデンサ５とでフィルタを構成している。
タ、２は１次端子Ｕ，Ｖ、２次端子ｕ，ｖおよび中間タ
ップｃなどを備えた高周波変圧器、３はスナバ回生回
路、４はリアクトル、５はコンデンサ、Ｑ１１〜Ｑ１４
は半導体スイッチ素子、Ｄ１１〜Ｄ１４はダイオード、
Ｒ，Ｓは出力端子をそれぞれ示す。なお、リアクトル４
とコンデンサ５とでフィルタを構成している。
【０００４】これは、半導体スイッチ素子Ｑ１１〜Ｑ１
４とダイオードＤ１１〜Ｄ１４とをそれぞれ逆並列接続
してなるスイッチング回路を逆直列接続し、双方向スイ
ッチとして用いてサイクロコンバータを実現した例であ
る。図２の回路構成で、出力端子Ｒ−Ｓ間に正電圧を出
力する場合に、高周波変圧器２が正励磁期間であればＱ
１１，Ｑ１２を点弧し、負励磁期間であればＱ１３，Ｑ
１４を点弧する。また、出力端子Ｒ−Ｓ間に負電圧出力
の場合に、高周波変圧器２が正励磁期間であれば、Ｑ１
３，Ｑ１４を点弧し、負励磁期間であれば、Ｑ１１，Ｑ
１２を点弧する。なお、スナバ回生回路３にはエネルギ
ーを吸収するための回路３ａと、エネルギーを放電する
ための回路３ｂとが必要である。
４とダイオードＤ１１〜Ｄ１４とをそれぞれ逆並列接続
してなるスイッチング回路を逆直列接続し、双方向スイ
ッチとして用いてサイクロコンバータを実現した例であ
る。図２の回路構成で、出力端子Ｒ−Ｓ間に正電圧を出
力する場合に、高周波変圧器２が正励磁期間であればＱ
１１，Ｑ１２を点弧し、負励磁期間であればＱ１３，Ｑ
１４を点弧する。また、出力端子Ｒ−Ｓ間に負電圧出力
の場合に、高周波変圧器２が正励磁期間であれば、Ｑ１
３，Ｑ１４を点弧し、負励磁期間であれば、Ｑ１１，Ｑ
１２を点弧する。なお、スナバ回生回路３にはエネルギ
ーを吸収するための回路３ａと、エネルギーを放電する
ための回路３ｂとが必要である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来例におい
て、図３に示した構成例では、サイクロコンバータの主
回路構成部品が単相二線式交流出力のときの２倍必要と
なり、装置全体が大型化しコスト高になるという問題が
あった。また、図４に示した構成例では、低周波の中間
タップ付き変圧器の追加が必要となり、装置全体が大型
化し、さらに、低周波の交流出力は前記変圧器の一方の
出力端子を対象に制御するので、前記変圧器の出力側の
不平衡負荷に対する制御が困難であるという問題もあっ
た。
て、図３に示した構成例では、サイクロコンバータの主
回路構成部品が単相二線式交流出力のときの２倍必要と
なり、装置全体が大型化しコスト高になるという問題が
あった。また、図４に示した構成例では、低周波の中間
タップ付き変圧器の追加が必要となり、装置全体が大型
化し、さらに、低周波の交流出力は前記変圧器の一方の
出力端子を対象に制御するので、前記変圧器の出力側の
不平衡負荷に対する制御が困難であるという問題もあっ
た。
【０００６】さらに、図２に示した回路構成例におい
て、半導体スイッチ素子などを使用した複雑なスナバ回
生回路を必要としていた。この発明の目的は、上記問題
点を解消する簡単な回路構成のサイクロコンバータ回路
を提供するものである。
て、半導体スイッチ素子などを使用した複雑なスナバ回
生回路を必要としていた。この発明の目的は、上記問題
点を解消する簡単な回路構成のサイクロコンバータ回路
を提供するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】高周波の単相交流を、低
周波の単相交流に変換するサイクロコンバータ回路にお
いて、この発明は、高周波の単相交流電源の両端を中間
タップ付き二次巻線を有する変圧器の一次巻線のそれぞ
れの端子に接続し、半導体スイッチ素子とダイオードと
の逆並列接続で構成した第１スイッチング回路に同じ構
成の第２スイッチング回路を直列接続した第１チイッチ
ング直列回路と、前記第１スイッチング回路と同じ構成
の第３スイッチング回路と第４スイッチング回路とを直
列接続した第２スイッチング直列回路と、前記第１スイ
ッチング回路と同じ構成の第５スイッチング回路と第６
スイッチング回路とを直列接続した第３スイッチング直
列回路と、前記第１スイッチング回路と同じ構成の第７
スイッチング回路と第８スイッチング回路とを直列接続
した第４スイッチング直列回路と、スナバ回路とを相互
に並列接続し、前記第１スイッチング直列回路の中間接
続点に前記変圧器の二次巻線の一方の端子を接続し、前
記第２スイッチング直列回路の中間接続点に前記変圧器
の二次巻線の他方の端子を接続し、前記第３スイッチン
グ直列回路の中間接続点に第１フィルタの入力端子を接
続し、前記第４スイッチング直列回路の中間接続点に第
２フィルタの入力端子を接続し、前記変圧器の二次巻線
の中間タップと前記第１，第２フィルタそれぞれの共通
端子とを相互に並列接続し、前記第１フィルタの出力端
子を低周波の単相三線式交流出力の一方の出力端子と
し、前記第２フィルタの出力端子を前記低周波の単相三
線式交流出力の他方の出力端子とし、前記変圧器の二次
巻線の中間タップを前記低周波の単相三線式交流出力の
中性点端子とする。
周波の単相交流に変換するサイクロコンバータ回路にお
いて、この発明は、高周波の単相交流電源の両端を中間
タップ付き二次巻線を有する変圧器の一次巻線のそれぞ
れの端子に接続し、半導体スイッチ素子とダイオードと
の逆並列接続で構成した第１スイッチング回路に同じ構
成の第２スイッチング回路を直列接続した第１チイッチ
ング直列回路と、前記第１スイッチング回路と同じ構成
の第３スイッチング回路と第４スイッチング回路とを直
列接続した第２スイッチング直列回路と、前記第１スイ
ッチング回路と同じ構成の第５スイッチング回路と第６
スイッチング回路とを直列接続した第３スイッチング直
列回路と、前記第１スイッチング回路と同じ構成の第７
スイッチング回路と第８スイッチング回路とを直列接続
した第４スイッチング直列回路と、スナバ回路とを相互
に並列接続し、前記第１スイッチング直列回路の中間接
続点に前記変圧器の二次巻線の一方の端子を接続し、前
記第２スイッチング直列回路の中間接続点に前記変圧器
の二次巻線の他方の端子を接続し、前記第３スイッチン
グ直列回路の中間接続点に第１フィルタの入力端子を接
続し、前記第４スイッチング直列回路の中間接続点に第
２フィルタの入力端子を接続し、前記変圧器の二次巻線
の中間タップと前記第１，第２フィルタそれぞれの共通
端子とを相互に並列接続し、前記第１フィルタの出力端
子を低周波の単相三線式交流出力の一方の出力端子と
し、前記第２フィルタの出力端子を前記低周波の単相三
線式交流出力の他方の出力端子とし、前記変圧器の二次
巻線の中間タップを前記低周波の単相三線式交流出力の
中性点端子とする。
【０００８】
【作用】この発明によれば、高周波の中間タップ付き変
圧器と、４組のスイッチング直列回路と、スナバ回路と
で単相三線式交流出力を得られるので、主回路構成の簡
単化が図れるとともに、前記スイッチング直列回路を構
成する半導体スイッチ素子をスナバエネルギーの放電用
スイッチとして利用することでスナバ回路も簡単化し、
全体として小型化し低コスト化を図れ、しかも、単相三
線式交流出力のそれぞれの負荷の電圧を独立して制御で
きる。
圧器と、４組のスイッチング直列回路と、スナバ回路と
で単相三線式交流出力を得られるので、主回路構成の簡
単化が図れるとともに、前記スイッチング直列回路を構
成する半導体スイッチ素子をスナバエネルギーの放電用
スイッチとして利用することでスナバ回路も簡単化し、
全体として小型化し低コスト化を図れ、しかも、単相三
線式交流出力のそれぞれの負荷の電圧を独立して制御で
きる。
【０００９】
【実施例】図１は、この本発明の実施例を示す回路構成
図である。図１においては、高周波インバータなどから
構成される単相の高周波交流電源１１の出力の両端を高
周波変圧器１２の一次巻線の端子Ｕ，Ｖにそれぞれ接続
する。半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８とダイオードＤ１
〜Ｄ８とをそれぞれ逆並列接続したスイッチング回路２
組を直列接続したスイッチング直列回路１３〜１６と、
スナバ回路１７とを相互に並列接続する。スイッチング
直列回路１３の中間接続点とスイッチング直列回路１４
の中間接続点との間に高周波変圧器１２の二次巻線の端
子ｕ，ｖをそれぞれ接続する。スイッチング直列回路１
５の中間接続点をフィルタ１８の入力に接続し、スイッ
チング直列回路１６の中間接続点をフィルタ１９の入力
に接続し、高周波変圧器１２の二次巻線の中間タップｃ
とフィルタ１８，１９それぞれのコモン端子とを相互に
並列接続する。フィルタ１８の出力を交流出力端子Ｒと
し、フィルタ１９の出力を交流出力端子Ｓとし、高周波
変圧器１２の二次巻線の中間タップｃを交流出力の中性
点端子Ｎとしている。
図である。図１においては、高周波インバータなどから
構成される単相の高周波交流電源１１の出力の両端を高
周波変圧器１２の一次巻線の端子Ｕ，Ｖにそれぞれ接続
する。半導体スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８とダイオードＤ１
〜Ｄ８とをそれぞれ逆並列接続したスイッチング回路２
組を直列接続したスイッチング直列回路１３〜１６と、
スナバ回路１７とを相互に並列接続する。スイッチング
直列回路１３の中間接続点とスイッチング直列回路１４
の中間接続点との間に高周波変圧器１２の二次巻線の端
子ｕ，ｖをそれぞれ接続する。スイッチング直列回路１
５の中間接続点をフィルタ１８の入力に接続し、スイッ
チング直列回路１６の中間接続点をフィルタ１９の入力
に接続し、高周波変圧器１２の二次巻線の中間タップｃ
とフィルタ１８，１９それぞれのコモン端子とを相互に
並列接続する。フィルタ１８の出力を交流出力端子Ｒと
し、フィルタ１９の出力を交流出力端子Ｓとし、高周波
変圧器１２の二次巻線の中間タップｃを交流出力の中性
点端子Ｎとしている。
【００１０】この発明の実施例の動作を以下に説明す
る。図１において、高周波変圧器１２が正励磁の期間に
は、半導体スイッチ素子Ｑ１とＱ４とを点弧させる。次
に、高周波変圧器１２が正励磁から零励磁の期間になる
と半導体スイッチ素子Ｑ２とＱ４とを点弧させる。この
期間には、半導体スイッチ素子Ｑ６とＱ８とを点弧して
いるのでスイッチング直列回路１３〜１６の下側アーム
を通して還流モードを形成する。
る。図１において、高周波変圧器１２が正励磁の期間に
は、半導体スイッチ素子Ｑ１とＱ４とを点弧させる。次
に、高周波変圧器１２が正励磁から零励磁の期間になる
と半導体スイッチ素子Ｑ２とＱ４とを点弧させる。この
期間には、半導体スイッチ素子Ｑ６とＱ８とを点弧して
いるのでスイッチング直列回路１３〜１６の下側アーム
を通して還流モードを形成する。
【００１１】また、高周波変圧器１２が負励磁の期間に
は、半導体スイッチ素子Ｑ２とＱ３とを点弧させる。次
に、高周波変圧器１２が負励磁から零励磁の期間になる
と半導体スイッチ素子Ｑ１とＱ３とを点弧させる。この
期間には、半導体スイッチ素子Ｑ５とＱ７とを点弧させ
るのでスイッチング直列回路１３〜１６の上側アームを
通して還流モードを形成する。 （１）交流出力ＲーＮ間に正電圧を出力する場合 半導体スイッチ素子Ｑ５，Ｑ６は入力電圧と同一周期で
交互に点弧し、Ｑ５のオン期間が前記入力電圧の１周期
の５０％以上、すなわちデューティＤ＝５０％以上であ
れば、交流出力ＲーＮ間に正方向電圧を出力する。
は、半導体スイッチ素子Ｑ２とＱ３とを点弧させる。次
に、高周波変圧器１２が負励磁から零励磁の期間になる
と半導体スイッチ素子Ｑ１とＱ３とを点弧させる。この
期間には、半導体スイッチ素子Ｑ５とＱ７とを点弧させ
るのでスイッチング直列回路１３〜１６の上側アームを
通して還流モードを形成する。 （１）交流出力ＲーＮ間に正電圧を出力する場合 半導体スイッチ素子Ｑ５，Ｑ６は入力電圧と同一周期で
交互に点弧し、Ｑ５のオン期間が前記入力電圧の１周期
の５０％以上、すなわちデューティＤ＝５０％以上であ
れば、交流出力ＲーＮ間に正方向電圧を出力する。
【００１２】このときの電流通流経路は以下のようにな
る。高周波変圧器１２が 正励磁期間： ｕ→Ｄ１→Ｑ５→Ｒ→Ｎ→ｃ 負励磁期間： ｖ→Ｄ３→Ｑ５→Ｒ→Ｎ→ｃ 零励磁期間： ｕ，ｖ→Ｄ１，Ｄ３→Ｑ５→Ｒ→Ｎ→ｃ （２）交流出力ＲーＮ間に負電圧を出力する場合 半導体スイッチ素子Ｑ５，Ｑ６は入力電圧と同一周期で
交互に点弧し、Ｑ５のオン期間が前記入力電圧の１周期
の５０％以下、すなわちデューティＤ＝５０％以下であ
れば、交流出力ＲーＮ間に負方向電圧を出力する。
る。高周波変圧器１２が 正励磁期間： ｕ→Ｄ１→Ｑ５→Ｒ→Ｎ→ｃ 負励磁期間： ｖ→Ｄ３→Ｑ５→Ｒ→Ｎ→ｃ 零励磁期間： ｕ，ｖ→Ｄ１，Ｄ３→Ｑ５→Ｒ→Ｎ→ｃ （２）交流出力ＲーＮ間に負電圧を出力する場合 半導体スイッチ素子Ｑ５，Ｑ６は入力電圧と同一周期で
交互に点弧し、Ｑ５のオン期間が前記入力電圧の１周期
の５０％以下、すなわちデューティＤ＝５０％以下であ
れば、交流出力ＲーＮ間に負方向電圧を出力する。
【００１３】このときの電流通流経路は以下のようにな
る。高周波変圧器１２が 正励磁期間： ｖ→Ｄ４→Ｑ６→Ｒ→Ｎ→ｃ 負励磁期間： ｕ→Ｄ２→Ｑ６→Ｒ→Ｎ→ｃ 零励磁期間： ｕ，ｖ→Ｄ２，Ｄ４→Ｑ６→Ｒ→Ｎ→ｃ 以上が、スイッチング直列回路１３により交流出力Ｒー
Ｎ間を制御するときの基本動作であり、また、スイッチ
ング直列回路１４を上述のスイッチング直列回路１３と
同様に点弧すれば、交流出力ＳーＮ間を制御することが
できる。
る。高周波変圧器１２が 正励磁期間： ｖ→Ｄ４→Ｑ６→Ｒ→Ｎ→ｃ 負励磁期間： ｕ→Ｄ２→Ｑ６→Ｒ→Ｎ→ｃ 零励磁期間： ｕ，ｖ→Ｄ２，Ｄ４→Ｑ６→Ｒ→Ｎ→ｃ 以上が、スイッチング直列回路１３により交流出力Ｒー
Ｎ間を制御するときの基本動作であり、また、スイッチ
ング直列回路１４を上述のスイッチング直列回路１３と
同様に点弧すれば、交流出力ＳーＮ間を制御することが
できる。
【００１４】また、スイッチング直列回路１３とスイッ
チング直列回路１４とは独立に制御可能であるため、交
流出力Ｒ−Ｎ間とＳ−Ｎ間とに異なる容量の負荷が接続
されたとき、すなわち不平衡負荷のときにも、それぞれ
個別に制御を行うことができる。さらに、高周波変圧器
１２が正励磁のときに半導体スイッチ素子Ｑ１とＱ４と
を点弧させ、負励磁のときには半導体スイッチ素子Ｑ２
とＱ３とを点弧させることにより、スナバ回路１７の吸
収したエネルギーを高周波変圧器１２の二次巻線ｕ−ｖ
間の電圧まで放電する。
チング直列回路１４とは独立に制御可能であるため、交
流出力Ｒ−Ｎ間とＳ−Ｎ間とに異なる容量の負荷が接続
されたとき、すなわち不平衡負荷のときにも、それぞれ
個別に制御を行うことができる。さらに、高周波変圧器
１２が正励磁のときに半導体スイッチ素子Ｑ１とＱ４と
を点弧させ、負励磁のときには半導体スイッチ素子Ｑ２
とＱ３とを点弧させることにより、スナバ回路１７の吸
収したエネルギーを高周波変圧器１２の二次巻線ｕ−ｖ
間の電圧まで放電する。
【００１５】なお、図１の実施例では、単相の高周波交
流電源１１の出力の両端に接続する高周波変圧器１２を
備えた例を示したが、単相三線式配線の出力から得られ
る高周波電源を使用するときには、この高周波変圧器１
２は不要となる。
流電源１１の出力の両端に接続する高周波変圧器１２を
備えた例を示したが、単相三線式配線の出力から得られ
る高周波電源を使用するときには、この高周波変圧器１
２は不要となる。
【００１６】
【発明の効果】この発明によれば、いわゆるサイクロコ
ンバータ回路を、一般的なスイッチング直列回路で構成
するようにしたので、主回路の構成を簡単化することが
できる。また、主回路構成素子をスナバ回路の放電用ス
イッチとして利用できるため、回生回路を別回路で構成
する必要がなくなり、回路構成が簡単となる。その結
果、従来のものよりも小型で低コストにすることが可能
となる。
ンバータ回路を、一般的なスイッチング直列回路で構成
するようにしたので、主回路の構成を簡単化することが
できる。また、主回路構成素子をスナバ回路の放電用ス
イッチとして利用できるため、回生回路を別回路で構成
する必要がなくなり、回路構成が簡単となる。その結
果、従来のものよりも小型で低コストにすることが可能
となる。
【図１】この発明の実施例を示す回路構成図
【図２】従来例を説明する回路構成図
【図３】第１の従来例を示す構成図
【図４】第２の従来例を示す構成図
１ 高周波インバータ ２ 高周波変圧器 ３ スナバ回生回路 ４ リアクトル ５ コンデンサ ７ 単相サイクロコンバータ ８ 変圧器 １１ 高周波交流電源 １２ 高周波変圧器 １３〜１６ スイッチング直列回路 １７ スナバ回路 １８，１９ フィルタ Ｑ１〜Ｑ８ 半導体スイッチ素子 Ｑ１１〜Ｑ１４ 半導体スイッチ素子 Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード Ｄ１１〜Ｄ１４ ダイオード
Claims (1)
- 【請求項１】高周波の単相交流を、低周波の単相交流に
変換するサイクロコンバータ回路において、 高周波の単相交流電源の両端を中間タップ付き二次巻線
を有する変圧器の一次巻線のそれぞれの端子に接続し、 半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列接続で構成
した第１スイッチング回路に同じ構成の第２スイッチン
グ回路を直列接続した第１チイッチング直列回路と、 前記第１スイッチング回路と同じ構成の第３スイッチン
グ回路と第４スイッチング回路とを直列接続した第２ス
イッチング直列回路と、 前記第１スイッチング回路と同じ構成の第５スイッチン
グ回路と第６スイッチング回路とを直列接続した第３ス
イッチング直列回路と、 前記第１スイッチング回路と同じ構成の第７スイッチン
グ回路と第８スイッチング回路とを直列接続した第４ス
イッチング直列回路と、 スナバ回路とを相互に並列接続し、 前記第１スイッチング直列回路の中間接続点に前記変圧
器の二次巻線の一方の端子を接続し、 前記第２スイッチング直列回路の中間接続点に前記変圧
器の二次巻線の他方の端子を接続し、 前記第３スイッチング直列回路の中間接続点に第１フィ
ルタの入力端子を接続し、 前記第４スイッチング直列回路の中間接続点に第２フィ
ルタの入力端子を接続し、 前記変圧器の二次巻線の中間タップと前記第１，第２フ
ィルタそれぞれの共通端子とを相互に並列接続し、 前記第１フィルタの出力端子を低周波の単相三線式交流
出力の一方の出力端子とし、 前記第２フィルタの出力端子を前記低周波の単相三線式
交流出力の他方の出力端子とし、 前記変圧器の二次巻線の中間タップを前記低周波の単相
三線式交流出力の中性点端子とすることを特徴とするサ
イクロコンバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6230885A JPH0898558A (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | サイクロコンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6230885A JPH0898558A (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | サイクロコンバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0898558A true JPH0898558A (ja) | 1996-04-12 |
Family
ID=16914836
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6230885A Pending JPH0898558A (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | サイクロコンバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0898558A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013070539A (ja) * | 2011-09-24 | 2013-04-18 | Shiga Sekkei Co Ltd | 絶縁型双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2014518060A (ja) * | 2011-05-26 | 2014-07-24 | エンフェイズ エナジー インコーポレイテッド | 三相共振電力コンバータから単相電力を発生するための方法及び装置 |
| WO2023129422A1 (en) * | 2022-01-03 | 2023-07-06 | Enphase Energy, Inc. | Microinverter for use with storage system |
-
1994
- 1994-09-27 JP JP6230885A patent/JPH0898558A/ja active Pending
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