JPH08500718A

JPH08500718A - 次同期共鳴緩和処理のためのバーニア制御システム

Info

Publication number: JPH08500718A
Application number: JP6501855A
Authority: JP
Inventors: イー．ジェイ．ボウラー、コリン; ヴィー．ラーセン、アイナー; エイチ．ベイカー、ダニエル
Original assignee: イレクトリクパワーリサーチインスティテュート
Priority date: 1992-05-15
Filing date: 1993-05-13
Publication date: 1996-01-23
Also published as: DE69314132T2; WO1993023910A1; EP0594833A4; CA2110724C; EP0594833B1; DE69314132D1; ZA933388B; US5227713A; AU664632B2; ATE158678T1; EP0594833A1; AU4247493A; CA2110724A1

Abstract

(57)【要約】放置した場合にタービン発電装置の軸部を損傷するおそれのある発電装置（２０８、２１０）における不所望の次同期共鳴振動を減衰するための方法および装置を含む次同期共鳴緩和システム（２０、２００、３００、４００）。サイリスタ制御型直列コンデンサ（ＴＣＳＣ）システム（３０、３４および３５）、電力源インバータ装置（３０２）、または、静電位相シフタ（４２０）等の遠隔連結装置が送電線（２４、２０４）により前記発電装置（２０８、２１０）に連結している。点弧命令（４８、３１０）に応じて、前記連結装置が次同期共鳴緩和電流を送電線（２４、２０４）に導入する。センサー（４４、２２２、２３７）が電力配線のパラメータおよび／または発電装置の速度をモニターし、これに応じて、高位コントローラ（８６、２２０）が電圧命令（８５、３０８）を発生する。さらに、バーニアコントローラ（５０）が前記モニターされた配線パラメータおよび電圧命令（８５、３０８）に応じて点弧命令（４８、３１０）を連結装置に供給する。

Description

【発明の詳細な説明】次同期共鳴緩和処理のためのバーニア制御システム発明の背景本発明は、サイリスタ制御直列コンデンサ、静電位相シフタ若しくは連結変圧器を有するインバータ装置を誘導伝送線に直列に配することにより発電機における次同期共鳴を遠隔的に減衰し緩和するためのバーニア（ｖｅｒｎｉｅｒ）制御システムに関する。特に、本発明は点弧システムに関するものであり、次同期振動および直流オフセットを減衰するための交流（ＡＣ）電力分配システムにおいて使用できるサイリスタ制御直列コンデンサシステム、静電位相シフタ若しくはインバータ装置の確実なバーニア動作のための方法および装置を含む。まだ確認はされていないが、次同期共鳴振動は電力をその分配システムに供給するタービン発電装置の軸におけるねじれ振動を減衰すると考えられている。しかしながら、これまで、この次同期振動はタービン発電装置の回転軸に対する多大の障害の起因となってきており、その修復に要する時間のため、発電効率を低下させていた。そこで、消費者は高い使用電気料金を通じてその修復費用を支払っており、また、これと同時に、このような修理を要する装置により通常に発生される電力に代えて別の設備から通常割増し料金を支払って代替電力を購入するという経済的な負担を負っている。そこで、このような電力伝送システムにおける次同期振動やＤＣオフセットを減衰するために、他のシステムが提案されてきた。例えば、Ｈｉｎｇｏｒａｎｉに付与された米国特許第４２９２５４５号は伝送線に直列に配したサイリスタ制御コンデンサを開示している。このＨｉｎｇｏｒａｎｉのシステムでは、コンデンサ電圧のいわゆるゼロ−クロッシング後の所定時間にサイリスタバルブの点弧処理が行われる。また、このシステムはこの電気的な次同期振動の減衰効果を増すためにサイリスタスイッチングのための抵抗器を使用している。また、この抵抗器とその連携機構とは上記システムに接続するタービン発電装置の機電的なねじれ振動を減衰する。ただし、このような減衰作用は部分的に成されるものであり、確実性に欠けるものであった。また、Ｈｉｎｇｏｒａｎｉの’５４５号特許の分割出願である米国特許第４４３４３７６号においては、発明の概念がコンデンサ電圧のゼロ−クロッシング後の可変の時間に点弧処理を行うことにまで拡張されている。すなわち、’３７６号特許においては、前記点弧処理の時間がそのＡＣ電力システムネットワークの電圧または電流の周波数の測定に基づいて比較的遅く調節されている。さらに、Ｈｉｎｇｏｒａｎｉの米国特許第４３５５２４１号においては、直列リアクタンスにかかる過電圧に応じてサイリスタバルブをトリガーすることにより過負荷保護が加えられている。なお、この直列リアクタンスは複数の同調回路から成り、その各々は前記電力システムの分離した不所望な次同期周波数に同調することができ、その結果、正常なシステム周波数が障害を受けないようになっている。しかしながら、このようなＨｉｎｇｏｒａｎｉにより提案された’５４５号、 ’３７６号および’２４１号特許（以後、これらを総括的に「Ｈｉｎｇｏｒａｎｉ」と称する）においては、前記直列コンデンサの電圧が最終的に所望のレベルに到達するまでに数段階のサイリスタバルブの点弧処理を必要としなければならなかった。さらに、この所望レベルに到達後に、前記Ｈｉｎｇｏｒａｎｉシステムはこの所望レベルをオーバーシュートするのが普通である。以下、Ｈｉｎｇｏｒａｎｉシステムの他の不都合点を述べる。このＨｉｎｇｏｒａｎｉシステムはサイリスタスイッチングにインダクタと減衰する直列の抵抗器とを使用するために減少してきた。また、Ｈｉｎｇｏｒａｎｉシステムはコンデンサ電圧の次同期変化のレベルに基づくスイッチング時間による可変制御によるものであった。なお、このようなＨｉｎｇｏｒａｎｉシステムの実施については、Ｎ．Ｇ．Ｈｉｎｇｏｒａｎｉ他の文献（「プロトタイプＮＧＨ次同期共鳴減衰機構、Ｐａｒｔ− Ｉ、取付および動作」（ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ，Ｖｏｌ．ＰＷＲ−２，Ｎｏ．４（Ｎｏｖｅｍｂｅｒ１９８７））に記載されている。また、Ｊ．Ｊ．Ｖｉｔｈａｙａｔｈｉｌ他の１９８８年の文献「ＡＣ伝送システムに関するリアクティブパワーコントロールの従来および新規の方法についてのケーススタディ」においては、直列コンデンサに対するインダクタの部分伝導を利用することによって、前記直列コンデンサの有効な補償レベルが実質的に変化できることが示唆されている。Ｖｉｔｈａｙａｔｈｉｌはまたこのようなシステムが電力システムの安定化に有効であることも示唆している。しかしながら、前記Ｖｉｔｈａｙａｔｈｉｌのインダクタは静電ＶＡＲ補償器のサイリスタ制御リアクタが制御されるのと同一の方法で制御され、これは上記Ｈｉｎｇｏｒａｎｉシステムと本質的に同一である。すなわち、ＨｉｎｇｏｒａｎｉとＶｉｔｈａｙａｔｈｉｌの両システムは共にコンデンサ電圧のゼロ−クロッシング時間から由来するタイミング信号に基づいている。加えて、Ｖｉｔｈａｙａｔｈｉｌのシステムにおいても、コンデンサにかかる完全な正弦波電圧（実際には完全な正弦波波形ではない）を推定することにより点弧時間を決定する処理が含まれる。また、Ｎ．Ｃｈｒｉｓｔｌ他の１９９０年の文献「可変インピーダンスを用いる改良した直列補償処理」においては「サイリスタコントローラ」モードが記載されているが、前記モードは以下に述べる「バーニア」モードと類似するものである。なお、Ｃｈｒｉｓｔｌは制御変数として点弧遅延角を使用することにより生じる幾つかの波形を示している。つまり、これらＨｉｎｇｏｒａｎｉ、ＶｉｔｈａｙａｔｈｉｌおよびＣｈｒｉｓｔｌの従来システムはサイリスタ制御の直列コンデンサシステムを一様に開示しているだけで、前記システムにおいては、サイリスタバルブの点弧処理がコンデンサ電圧のゼロ−クロッシングの実際のあるいは合成された時間のいずれかにより決定された時間に基づく。加えて、これらのシステムでは、電力伝送システム中における次同期振動やＤＣオフセットを迅速かつ正確に減衰することはできない。さらに、これらのいずれの点弧システムも応答が遅いものであった。そこで、このような問題に対処するべく、関連の装置がＬａｒｓｅｎ他に付与された米国特許第４３８４２４６号に開示されている。すなわち、Ｌａｒｓｅｎ他のシステムは発電用ステップ−アップ式変圧器における二次巻線のニュートラル端にリアクタンスを介して直列に電圧源を配置している。さらに、Ｌａｒｓｅｎ他のシステムは変圧器の巻線に電圧源を供給するために一対のサイリスタを使用しており、制御回路がこれらのサイリスタを点弧して次同期共鳴電流を減衰して、ねじれモードの振動が前記タービン発電装置に発生することを防止する。また、Ｔｉｃｅ他の米国特許第３８１３５９３号においては、タービン発電装置のシャフトトルクを減少する方法が開示されている。このシステムにおいては、複数部位の電力フィルタが電力伝送線に直列に接続している。すなわち、フィルタはステップ−アップ式変圧器の側面における送電線の各巻線の低電圧側端部に接続されている。また、フィルタは前記発電用ステップ−アップ式変圧器の二次Ｙ字状回路における各足の共通ニュートラル部にも接続されている。フィルタは前記電力システムの周波数における電流に対して低インピーダンスを供与するべく同調される一方で、次同期周波数における電流に対しては高インピーダンスを付与するべく同調される。しかしながら、このようなインピーダンスのストレスは、次同期周波数電流と発電装置の磁束との間の相互作用によりタービン発電装置に連結するシャフトに生じると考えられるストレスの量に比例する。したがって、上述のごとき従来システムはいずれも、実際のコンデンサ電圧が命令信号に対して迅速に応答するようにサイリスタ制御型直列コンデンサを制御する確実な手段を与えることができない。さらに、これら従来のシステムは前記サイリスタのデューティを精度よく制御することもできない。加えて、これら従来のシステムでは、伝送線電流における乱れによりコンデンサ電圧が所望の値からずれ易い。したがって、上述のごとき限界および不都合点を解消して、送電システムに電力を供給するタービン発電装置の次同期的なねじれ振動やＤＣオフセットを遠隔的に減衰する、サイリスタ制御型直列コンデンサ、静電位相シフタまたはインバータ装置のための確実なバーニア動作を実行する改良された点弧制御システムが今日必要とされている。発明の概要伝送配線に直列のサイリスタ制御型直列コンデンサ（ＴＣＳＣ）の確実なバーニア動作のための方法および装置を含む点弧制御システムはモニターされたコンデンサ電圧および配線電流に基づく位相制御点弧処理を採用する。すなわち、前記ＴＣＳＣシステムは直列コンデンサに並列に配したサイリスタスイッチ式誘導型転流回路を備える。また、前記ＴＣＳＣシステムのバーニア動作はサイリスタバイパス電流パルスを転流回路に流すべく転流回路をスイッチ処理するために使用されることとなる点弧角を予報することにより供与される。また、電流パルスは前記直列コンデンサの両端に現出する電圧の交流オフセット成分を正常な電圧成分とともに生じる。さらに、各電流パルスは前記電流パルスの積分値に比例してコンデンサ電圧を変化する。また、ＴＣＳＣシステムは高位のコントローラからのオフセット命令に迅速に応答し、かつ、サイリスタの損傷を最小にするべく前記バイパスサイリスタのデューティを精度よく制御して、配線電流の乱れによるコンデンサ電圧の所望値からのずれを防止する。さらに、本発明の他の面によれば、方法および装置を含む次同期共鳴緩和システムは発電装置に連結する送電線から前記発電装置内に生じる次同期共鳴振動を減衰するために提供される。すなわち、システムは前記発電装置から離れた場所において前記送電線と直列に接続し得る連結装置を含む。さらに、連結装置は点弧命令に応答して送電線に次同期共鳴緩和電流を誘導する。幾つかのセンサーが電力線のパラメータ、ある実施例においては、発電装置の動作速度をモニターするべく具備される。また、システムは、前記モニターされた電力線パラメータから決定できる発電装置の動作速度に応じて電圧命令を発生するための高位のコントローラを含む。さらに、コントローラが前記モニターされた電力線パラメータと電圧命令とに応じて上記連結装置に点弧命令を出す。すなわち、本発明の主目的はＡＣ送電配線において生じる次同期振動と不所望なＤＣオフセットとを遠隔的に減衰するための改良された方法を提供することである。また、本発明は発電装置の速度から電圧命令を決定して前記発電装置から離れた場所での次同期共鳴振動の好適な減衰処理を実現する改良された高位のコントローラを提供することを目的とする。さらに、本発明は改良されたサイリスタ制御型直列コンデンサシステムと前記システムにおいて使用される改良されたバーニアコントローラとを提供することを目的とする。また、本発明は、点弧命令に迅速に応答し、サイリスタの損傷を最小にし、かつ、コンデンサ電圧を電力システム中の乱れにかかわらず所定のレベルに維持し得るサイリスタ制御型直列コンデンサシステムを制御するための確実な手段を提供することを目的とする。本発明は以上の特徴ならびに目的に個別的若しくは総括的に関連するものであり、また、その他の目的、特徴および利点が以下の記載ならびに図面を参照することにより当業者において明らかとなる。図面の簡単な説明図１は送電配線と直列に示された本発明のサイリスタ制御型直列コンデンサ（ＴＣＳＣ）システムから成る次同期共鳴緩和システムの一態様を示す概略的配線図である。図２は図１のＴＣＳＣシステムを制御するための本発明のバーニアコントローラの一態様を示すブロック図である。図３Ａ、図３Ｂおよび図３Ｃは図１のＴＣＳＣシステムのバーニア動作を示すグラフであり、図３Ａは正常な実際のコンデンサ電圧を示し、図３Ｂは配線電流およびサイリスタ電流を示し、さらに、図３Ｃは交流オフセット電圧成分を示している。図４Ａ、図４Ｂおよび図４Ｃは命令コンデンサ電圧における一段階に呼応して作用する図１のＴＣＳＣシステムのバーニア動作を示すグラフであり、図４Ａは正常な実際のコンデンサ電圧を示し、図４Ｂはサイリスタバルブ電流を示し、図４Ｃはオフセット命令および応答を示している。図５Ａ、図５Ｂおよび図５Ｃは図４Ａ、図４Ｂおよび図４Ｃに対応するグラフと同一の命令されたコンデンサ電圧の段階に応じて作用する従来のＨｉｎｇｏｒａｎｉシステムの応答を示すグラフである。図６Ａないし図９Ｅは微小なシステムの乱れを受けた場合の幾つかのシステムの応答と制御変数とを示しており、図６Ａ、図６Ｂおよび図６Ｃは図１のＴＣＳＣシステムのバーニア動作に対応するグラフであり、それぞれ、コンデンサ電圧、配線電流およびサイリスタ電流の波形を示しており、図７Ａおよび図７Ｂはサイリスタ制御を具備しない、従来の直列コンデンサによる仕様等の、従来システムに対応するグラフであり、それぞれ、コンデンサ電圧および配線電流の波形を示しており、図８Ａ、図８Ｂおよび図８Ｃは上記Ｈｉｎｇｏｒａｎｉシステムに対応するグラフであり、それぞれ、コンデンサ電圧、配線電流およびサイリスタ電流の波形を示しており、さらに、図９Ａ、図９Ｂ、図９Ｃ、図９Ｄおよび図９Ｅは図１および図２のバーニアコントローラに対応する幾つかの内部制御された変数に対応するグラフであり、図９Ａないし図９Ｄは、それぞれ、変数ＡＬＯＰ、ＡＬＭＡＧ、ＡＳＰＭおよびＶＯＩＭの波形を示しており、図９ＥはＢＥＴＡＦの波形を示し、ＢＥＴＡＦはＢＥＴＡＣがゼロである時のＢＥＴＡＰに相当する。図１０は本発明のサイリスタ制御型直列コンデンサシステムの一変更態様を示す概略的配線図である。図１１は図１０のシステムにおける基準フレーム変換部の一態様を示すブロック図である。図１２は図１０の高位コントローラの動作の一態様を示すブロック図である。図１３は図１０の高位コントローラにおける条件付け部の一態様を示すブロック図である。図１４は本発明の他の次同期共鳴緩和システムの配線図である。図１５は本発明のさらに他の次同期共鳴緩和システムの配線図である。図１６は図１５の静電位相シフタ連結装置の一態様を示す配線図である。図１７はサイリスタ付加型反転スイッチシステムを使用する図１６のスイッチングネットワークの一態様を示す三相式概略ブロック図である。好ましい実施態様の詳細な説明図１は電力システムまたはグリッド２２において生じる不所望の次同期振動および不所望のＤＣオフセットを減衰するために本発明により構成されたサイリスタ制御型直列コンデンサ（ＴＣＳＣ）システム２０のごとき次同期共鳴（ＳＳＲ）緩和システムまたは装置の一実施例を示している。電力システム２２は前記ＴＣＳＣシステム２０を電力システム２２および負荷２６にそれぞれ直列に連結するセグメント２４ａおよび２４ｂを備える送電線２４を有している。ここで、配線電流Ｉ_Lは前記電力システム２２から負荷２６への電力の流れる方向を示している。また、ＴＣＳＣシステム２０は送電線２４と直列のコンデンサ（Ｃ）３０およびコンデンサ３０に並列の転流回路３２とから成る連結装置を備えている。コンデンサ３０は既知のコンデンサリアクタンスＸ_Cを有するコンデンサバンクとして結合する複数の分離したコンデンサユニットであってもよい。一方、転流回路３２は誘導成分としてのインダクタ（Ｌ）３４と、インダクタ３４と直列のサイリスタスイッチまたはバルブ３５とを含んでいる。サイリスタバルブ３５は二つの逆平行ダイオード３６ａおよび３６ｂを有しており、以後、外に何らの断りのない限り、これらを総括的にサイリスタ３６を称する。さらに、転流回路３２は図面に示すようにインダクタ３４とサイリスタバルブ３５をコンデンサ３０と送電線２４とに連結するコンダクタセグメント３８ａ、３８ｂおよび３８ｃを備えている。さらに、図１においては以下の変数が示されている。すなわち、Ｉ_Lは送電線２４を流れる配線電流、Ｖ_Cはコンデンサ３０にかかる実際の電圧、Ｉ_Cはコンデンサ３０を流れる電流、さらに、Ｉ_Tはインダクタ３４およびサイリスタバルブ３５を流れるバイパスサイリスタ電流パルスをそれぞれ示す。ＴＣＳＣシステム２０は、電圧、電流、力率、力率角、実効または無効電力等の、送電線に流れる電力のパラメータをモニターする少なくとも１個の送電配線センサーを備えていてもよい。そこで、図示のＴＣＳＣシステム２０は、直列コンデンサ３０の電圧をモニターする電圧計４０のような電圧モニターまたはセンサーを具備している。電圧センサー４０は測定したコンデンサ電圧Ｖ_CM信号４２をモニターした実際のコンデンサ電圧Ｖ_Cに応じて生成する。また、図示のＴＣＳＣシステム２０は送電線セグメント２４ａを流れる配線電流Ｉ_Lをモニターする電流計４４のような配線電流モニターまたはセンサーを備えている。この配線電流センサー４４はモニターした配線電流Ｉ_Lに応じて測定した配線電流Ｉ_LM信号４６を生成する。なお、これらのコンデンサ電圧Ｖ_CMおよび配線電流Ｉ_LMは半周期毎に測定されるのが好ましい。この場合、転流回路３２はサイリスタスイッチ３５が点弧命令若しくは点弧パルス信号４８に応じて点弧して導通状態になった時にサイリスタ電流パルスを流す。点弧処理は、好ましくはコンデンサ電圧のゼロークロッシングの前に、直列コンデンサ３０にかかる交流オフセット電圧成分を生じる。また、図２に示すように、ＴＣＳＣシステム２０は制御手段として点弧時間コントローラまたはバーニアコントローラ５０を含む。このコントローラ５０は点弧予報手段として点弧プレディクタ５１を備えており、点弧予報手段は上記測定した配線電流Ｉ_LM信号４６、測定したコンデンサ電圧Ｖ_CM信号４２および後述のごとき他の信号を受け取って、点弧パルス信号４８がコントローラ５０によりサイリスタスイッチ３５に供給される将来的な点弧時間を予報する。この場合、バーニアコントローラ５０は当業者に知られるハードウェア主体の、または、ソフトウェア主体の、あるいは、これらハードウェアおよびソフトウェアの種々の等価な組み合わせのいずれによって実施してもよい。バーニアコントローラ５０の動作を詳述する前に、前記ＴＣＳＣシステム２０の動作を図３Ａないし図３Ｃに示す波形を参照して簡単に説明する。すなわち、これらのグラフは後述するコンデンサ電圧の２０％バーニア制御を伴う安定状態動作の場合の各変数の単位値（ｐｕ）を示している。図３Ａにおいては、実際のコンデンサ電圧Ｖ_Cが、サイリスタ点弧処理が存在せずかつ純正な正弦波配線電流Ｉ_Lを伴う場合のコンデンサ電圧を示す正常なコンデンサ電圧成分Ｖ_CNを含んでいる。この場合のコンデンサ電圧Ｖ_Cと正常なコンデンサ電圧成分Ｖ_CNとの間の差は図３Ｃに示すオフセット電圧成分Ｖ_OFFにより与えられる。さらに、サイリスタ電流Ｉ_Tの各パルスは前記実際のコンデンサ電圧Ｖ_Cにおける変化を引き起こし、変化は図３Ｂに示すようにＩ_T電流パルスにおける「ＡＳＰ」で表示した領域に相当するアンプセカンド（ａｍｐｓｅｃｏｎｄ；ＡＳＰ）を単位とする電圧Ｉ_Tの積分値に比例する。なお、以下のバーニアコントローラ５０の動作についての記載は前記ＴＣＳＣシステム２０の制御方法やコンデンサ３０に所定の電圧オフセットを誘導する方法をも開示するものでもある。図２において、コントローラ５０はマイクロプロセッサベースのソフトウェア主体により実施されている。コントローラ５０は位相同期ループ装置（ＰＬＬ）５２のような同期装置または位相同期ループ手段から構成できる同期手段を備えている。ＰＬＬ５２はモニターされた配線電流Ｉ_LM信号４６を用いて配線電流Ｉ_L と同期する第１のタイミング基準信号５４を生成する。なお、ＰＬＬ５２は当業者に周知のハードウェアおよびソフトウェアを用いた種々の構造的に等価な構成により実施できる。さらに、点弧プレディクタ５１はＴＣＳＣパラメータプレディクタのようなＴＣＳＣパラメータの予報手段を含んでおり、この予報手段は前記ＴＣＳＣシステム２０を流れる電力に関係する将来的な変数またはパラメータの値を予報する。なお、図示の実施例においては、前記ＴＣＳＣパラメータ予報手段は、測定した配線電流Ｉ_LMおよび測定したコンデンサ電圧Ｖ_CMから将来的な初期コンデンサオフセット電圧（ＶＯＩＭ）の値を予報するためのコンデンサ電圧予報手段としてのコンデンサ電圧（Ｖ_C）プレディクタ５５から成る。さらに、Ｖ_Cプレディクタ５５は変換処理またはルーチン（ＸＤＣＲ）５６を実行するべくプログラムされた変換装置のような変換手段を含む。ＸＤＣＲ５６はＩ_LM信号４６およびＰＬＬ５２により発生した第２のタイミング信号５８を受け取る。第２タイミング信号５８は用途によっては上記タイミング信号５４と異なる値を有するほうが有利な場合もあるが、この実施例においては、二つの信号５４および５８は同一である。その後、タイミング信号５８とＩ_LM信号４６とから、ＸＤＣＲ５６は変換された配線電流の大きさ（ＡＬＭＡＧ）を決定し、これに相当する変換配線電流値信号６０を生じる。また、ＸＤＣＲ５６は前記配線電流のオフセット成分（ＡＬＯＰ）を決定し、これに相当する測定した配線電流オフセット成分信号６２を生じる。なお、前記ＸＤＣＲ５６は当業者に周知のハードウェアおよびソフトウェアを用いた種々の構造的に等価な構成により実施できる。さらに、前記Ｖ_Cプレディクタ５５の一部がＰＬＬ５２の一部により構成され、この部分は正弦ｃｏｓψ_L関数を決定するとともにこれに相当すｃｏｓφ_L信号６４を生成する。なお、ｃｏｓφ_L関数は配線電流Ｉ_Lの波形上のタイミング信号５４に対応する同時点を表現する。さらに、その角度φ_Lはタイミング信号５４がＰＬＬ５２から発生した時点において予報または推定されるＡＣ配線電流Ｉ_L の角度を示すものである。その後、コンデンサ３０の容量リアクタンスＸ_Cの既知の値が容量リアクタンスファクター付けルーチンまたは装置のようなファクター付け手段によりｃｏｓφ_L関数信号６４と掛け合わされて、このファクター付けされたｃｏｓφ_L関数（Ｘ_Cｃｏｓφ_L ）信号６８が生成される。さらに、前記Ｖ_Cプレディクタ５５は乗算関数ブロック７０として示される乗算ルーチンのような乗算手段を備えている。この乗算関数ブロック７０は上記ＡＬＭＡＧ信号６０と前記（Ｘ_Cｃｏｓφ_L）信号６８とを受け取り掛け合わせて正常なコンデンサ電圧Ｖ_CNの予報値を生成する。なお、この正常なコンデンサ電圧Ｖ_CNの予報値はサイリスタバルブ３５の点弧動作が全く無い場合に期待されるコンデンサ電圧の値である（図３Ａ参照）。例えば、安定状態において、ＡＬＭＡＧ信号６０と容量リアクタンスＸ_Cとが各々一定値である場合、Ｖ_CNは正弦波波形を呈する。その後、乗算ブロック７０はこのように予報されるＶ_CN値に相当するＶ_CN信号７２を生じる。つまり、前記Ｖ_Cプレディクタ５５は、モニターした配線電流Ｉ_LMからＶ_CNを決定することから、総称的に正常コンデンサ電圧決定装置と呼ぶことができる。さらに、Ｖ_Cプレディクタ５５は電圧オフセットＶ_OFF 比較器７４のような比較手段を備える。このＶ_OFF 比較器７４は測定したコンデンサ電圧Ｖ_CM信号４２と予報した正常コンデンサ電圧Ｖ_CN信号７２との間の差からコンデンサ電圧Ｖ_C のオフセット電圧成分Ｖ_OFFを決定する（図３Ａおよび図３Ｃ参照）。なお、比較器７４はこの差を測定された初期オフセット（ＶＯＩＭ）信号７６を生成することによって表現し、前記信号もまたＶ_Cプレディクタ５５の出力となる。従って、Ｖ_Cプレディクタ５５は電流センサー４４から受け取ったモニターされた配線電流値Ｉ_LMと電圧センサー４０から受け取ったモニターされたコンデンサ電圧値Ｖ_CMとから初期のコンデンサオフセット電圧ＶＯＩＭを予報する。さらに、図示のＶ_Cプレディクタ５５は、ｃｏｓφ_L信号６４およびタイミング信号５８を生じるＰＬＬ５２の部分、Ｘ_Cゲインブロック６６、乗算ブロック７０、ＸＤＣＲ５６およびＶ_OFF比較器７４を含む。このようにしてサイリスタバルブ３５の点弧動作の前に前記オフセット電圧成分Ｖ_OFF を知ることによって、必要な点弧角を直接決定することができ、これにより生じる前記サイリスタバルブ３５を流れるサイリスタ電流Ｉ_Tのパルスの終端点において所望のコンデンサ電圧オフセットＶ_OFFが得られる。この所望の電圧オフセットを与える点弧角は、主にコンデンサ３０の容量とインダクタ３４のインダクタンスＬとである、前記ＴＣＳＣシステム回路の物理的パラメータを知ることにより容易に得ることができる。そこで、これを実行するために、上記点弧プレディクタ５１は２−Ｄテーブル式ルックアップテーブル回路若しくはプログラム可能なデータ記憶装置７８のようなデータ記憶ルックアップ手段を備えている。すなわち、これらパラメータの関係は前記ルックアップ回路またはプログラム７８において予め計算可能若しくはプログラム可能である。なお、ルックアップ回路またはプログラム７８は当業者において知られるプログラムされたアレイ、レジスタ、ラッチ若しくはその他の構造的に等価なデータ記憶および取出しプログラムであってもよい。すなわち、ルックアップ回路またはプログラム７８は予報される点弧角を決定して、上記ＶＯＩＭ信号７６から予報した点弧角（ＢＥＴＡＰ）信号８０を生成し、かつ、所望の最終コンデンサ電圧オフセット値ＶＦＯＬに対応する所望の最終オフセット（ＶＦＯＬ）信号８２を生じる。このようなバーニアコントローラ５０の予報処理は従来のＨｉｎｇｏｒａｎｉを含むシステムに優る特性を有利に高めている。すなわち、このような位相制御型サイリスタ点弧システムでは、サイリスタバルブ３５が正常なゼロ−クロッシング点弧時間後の予報された将来的時間に点弧できるので、前記ＴＣＳＣシステム２０のバーニア制御が有利に行える。なお、前記バーニア動作は電圧波形全体にわたる連続的なコンデンサ電圧Ｖ_Cの調節および制御に及ぶ。さらに、前記点弧プレディクタ５１はサイリスタ３６の最大デューティを制限するべくＶＦＯＬ信号８２を制限するリミッタ８４のような制限手段を備えている。このようにして制限されたＶＦＯＬ信号８２はＶＯＩＭ信号７６と最終オフセット命令（ＶＦＯＯ）または電圧命令信号８５との差に基づくものである。なお、ＶＦＯＯ命令信号８５はコンデンサ電圧Ｖ_Cに対して命令されたオフセットに対応し、その一例を以下に詳述する高位コントローラ８６により生じることができる。すなわち、高位コントローラ８６は、例えば、電カシステム２２のシステムディスパッチャにより前記ＴＣＳＣシステム２０の所望の電圧降下を生じるように与えられる。また、高位コントローラ８６の他の例として、前記電力システム２２に対する負荷２６を制御するために工業的に用いられる負荷制御装置（図示せず）が挙げられる。また、単一の高位コントローラ８６が示されているが、当業者において明らかなように、数個の高位コントローラを用いてそれらの出力を総和ジャンクション回路（図示せず）により纏めてもよい。例えば、複数の高位コントローラを０．２Ｈｚないし２．０Ｈｚ程度の電力の揺動を減衰するために変調制御を行うように用いることができる。さらに、必要に応じて、上記送電線２４と電カシステム２２に見られるようにＴＣＳＣシステム２０に抵抗成分を備えることにより、前記ＶＦＯＯ命令信号８５を変調してＴＣＳＣシステム２０の性能を高めることもできる。このような処置を実施するために、図示のコントローラ５０は抵抗作用（ＲＰＵ）変調器８７のような抵抗式変調手段を備えており、ＶＦＯＯ命令信号８５を高位コントローラ８６から受け取った時に変調するようになっている。つまり、抵抗作用変調器８７は、ＴＣＳＣシステム２０の全体的な作用をあたかも送電線２４における抵抗器とするようにＶＦＯＯ命令信号８５を変調するのである。さらに、ＲＰＵ変調器８７は上記ＡＬＯＰ信号６２を受け取って、信号６２を所望の抵抗作用の大きさを表すＲＰＵゲイン値に掛け合わせる。このようにして、抵抗作用変調器８７は変調電圧（ＤＶＦＲ）信号８８を生成する。その後、ＶＦＯＯ命令信号８５とＤＶＦＲ信号８８が加算回路またはルーチン９０のような総和手段により加え合わされて、最終オフセット電圧（ＶＦＯ）信号９２が生成される。なお、このような選択的なＤＶＦＲ信号８８が無い場合は、前記最終オフセット電圧ＶＦＯ信号９２が上記最終オフセット電圧ＶＦＯＯ命令信号８５に相当することは明らかである。また、図示のリミッタ８４は初期ＶＯＩＭ信号７６と最終ＶＦＯ信号９２との間の差に基づく最大限界値にＶＦＯＬ信号８２を制限する。このような制限機能はサイリスタ３６ａおよび３６ｂに課せられるデューティの所望な直接的制御を有利に与えるものである。すなわち、このサイリスタのデューティは、サイリスタ電流Ｉ_Tのパルスについての上記アンプセカンドＡＳＰ値が前記パルスの持続時間にわたるコンデンサ電圧Ｖ_Cの変化に直接関係する（図３Ｂ参照）ことにより制限される。なお、前記サイリスタデューティを制限するために他の制限機能を用いることも可能であることは明らかである。また、必要に応じて、前記バーニアコントローラ５０は初期コンデンサオフセット電圧ＶＯＩＭの予報効果を高めてサイリスタ電流パルス持続中の所定の内部周期時間にＶＯＩＭ値を予報するために、電圧予報エンハンサ（ＧＬＯＰ）９６のような内部周期電圧予報効果の向上手段を備えていてもよい。ＧＬＯＰ９６は上記ＡＬＯＰ信号６２を受け取ってこれをＧＬＯＰゲイン値と掛け合わせる。さらに、ＧＬＯＰ９６の出力は所望の若しくは予報されたコンデンサ電圧（ＤＶＣＮＯ）信号９８であり、この信号は、サイリスタ電流Ｉ_Tパルスが周期中のある状態、例えば、前記周期の中間にある時のＶ_OFFに対する内部周期値を予報する。その後、ＤＶＣＮＯ信号９８はＶ_OFF比較器７４によりＶ_CN信号７２およびＶ_CM 信号４２に加えられる。このことは、電流ＡＬＯＰのオフセット成分がコンデンサ電圧Ｖ_OFF のオフセット成分に時間にわたって置き換わるために可能である。さらに、上述のバーニアコントローラ５０の機能はＴＣＳＣシステム２０のための予報制御に及び、所望のシステム動作の確実性を供与する。この所望の確実性には、実際のコンデンサ電圧Ｖ_Cの上記ＶＦＯＯ命令信号８５に対する迅速な応答が含まれる。さらに、前記確実性には、サイリスタ３６の損傷を最小にするべく前記サイリスタのデューティをＴＣＳＣシステムが精度よく制御する能力も含まれる。なお、図示の実施例においては、このようなサイリスタデューティの制御はリミッタ８４により供与される。さらに、前記ＴＣＳＣシステム２０の動作上の確実性は、直列コンデンサ３０をまたぐ電圧Ｖ_CがＴＣＳＣシステムを流れる配線電流Ｉ_Lの乱れによりその所望値からずれることがないことによっても高めることができる。さらに、前記ＴＣＳＣシステム２０の長期の動作精度を高めるために、コントローラ５０はサイリスタアンプセカンド（ＡＳＰ）補正器１００のような随意の補正手段を備えて、予報された点弧角ＢＥＴＡＰ８０を補正する。ＡＳＰ補正器１００はサイリスタ３６ａおよび３６ｂにより得た実際のアンプセカンド値に対してフィードバック経路を与える。このアンプセカンド値は、上記の転流回路３２を流れるサイリスタ電流Ｉ_Tパルスのアンプセカンド値をモニターするためのサイリスタアンプセカンドまたはＡＳＰモニター１０２のようなサイリスタモニターまたはセンサー手段により測定される。ＡＳＰモニター１０２はサイリスタ電流Ｉ_Tを計測しかつ積分してそのアンプセカンド値を決定しかつ対応する測定したサイリスタアンプセカンド（ＡＳＰＭ）信号１０４を生じる電流計から構成することができる。このＡＳＰＭ信号１０４は前記バーニアコントローラ５０に対する任意のフィードバック信号であり、コントローラはフィードバックなしに開放したループコントローラとしても動作できる。さらに、コントローラ５０は上記の最終ＶＦＯＬ信号８２から初期ＶＯＩＭ信号７６を差し引くことにより予報された電圧変化（ＤＶＳＰ）信号１０８を決定するための比較器１０６のような比較手段を備えている。このＤＶＳＰ信号１０８はＡＳＰ補正器１００に供給される。その後、ＡＳＰ補正器１００は上記のＡＳＰＭ信号１０４と前記ＤＶＳＰ信号１０８とを比較して前記ＡＳＰ補正器内にエラー信号を設定する。次いで、ＡＳＰ補正器はこのエラー信号を積分して補正器点弧角（ＢＥＴＡＣ）信号１１０を出力する。また、コントローラ５０は点弧角加算回路またはルーチン１１２のような加算手段を備えており、この加算手段は補正器ＢＥＴＡＣ信号１１０を予報された点弧角ＢＥＴＡＰ信号８０に加えて最終点弧角命令（ＢＥＴＡＦ）信号１１４を生じる。さらに、コントローラ５０は上記の点弧プレディクタ５１により予報された将来的な時間において点弧命令４８を発生する点弧時間コンピュータ（ＦＴＣ）１１６のような点弧タイミング手段を備えている。ＦＴＣ１１６はＰＬＬ５２から受け取ったタイミング信号５４に応じて適当な時間に最終ＢＥＴＡＦ信号１１４を点弧パルス信号４８に置き換える。このようにして点弧命令４８を受け取ると、サイリスタバルブ３５は点弧して非導通状態から導通状態に移り、サイリスタ電流Ｉ_Tのパルスが転流回路３２に流れるようになる。性能図４Ａないし図４Ｃに示す前記ＴＣＳＣシステム２０の性能は図５Ａないし図５Ｃに示す従来のＨｉｎｇｏｒａｎｉシステムの動作に比して大幅に向上している。図４Ａないし図４Ｃおよび図５Ａないし図５Ｃの波形は本発明のシステムおよびＨｉｎｇｏｒａｎｉシステムの応答性をそれぞれ示しており、命令されたコンデンサオフセット電圧における０．２ｐｕ（単位当たり）の段階の変化を受ける場合のものである。図５Ａないし図５Ｃでは、Ｈｉｎｇｏｒａｎｉシステムが数段階のバルブ点弧処理を経て所望のレベルに緩やかに上昇し、その後、前記所望値をオーバーシュートする状態を示している。例えば、オフセット電圧を増加するための命令１１８がわずか０．０４６秒前に与えられる（図５Ｃ参照）。図５Ｂにおいて最良に示されるように、１．６ｐｕの所望のサイリスタ電流のパルス振幅の存在下、第１の正パルス１２０が命令１１８による前記所望値のアンダーシュート後に生じ、その後、第２の正パルス１２２がこの値をオーバーシュートする。これに対して、ＴＣＳＣシステム２０は図４Ｃに示されるＶＦＯＯ命令信号８５’ に対して速やかに応答する。例えば、図４Ｂに示すように、正パルス１２４と１２６の両方により、サイリスタ電流パルスの振幅が所望のレベル１．６ｐｕに速やかに変化する。したがって、ＴＣＳＣシステム２０は前記ＴＣＳＣシステムにおいてすぐ次のバルブが点弧した直後に所望のコンデンサ電圧Ｖ_C を実現する。すなわち、図４Ａないし図４Ｃの例は第１の確実性、すなわち、高位コントローラ８６から受けるＶＦＯＯ命令信号８５に対する迅速で正確な応答の達成を示している。さらに、これらの波形はサイリスタデューティの制御という第２の確実性をも満足していることを示している。つまり、このサイリスタデューティは各点弧処理時のコンデンサ電圧の変化に直接に関係するものであるため、コンデンサ電圧を精度よく制御することはサイリスタデューティを精度よく制御することになる。さらに、ＴＣＳＣシステム２０により達成される第３の確実性は配線電流Ｉ_L におけるＤＣオフセットの応答性に関係する。サイリスタ制御が全くなされない状態においては、例えばシステム動作の乱れにより配線電流Ｉ_Lがオフセットする場合に、コンデンサ電圧の平均値が所望のゼロポイントからずれる。このようなずれは、直列コンデンサに連結した誘導性送電線から成る電力システム回路全体を考慮した場合に、不都合な次同期共鳴状態を引き起こす。すなわち、このような送電線のインダクタンスは前記直列コンデンサと相互作用して直列共鳴回路を構成し、この回路は前記ＡＣ電カシステムの同期動作周波数（すなわち、北米における６０Ｈｚ）よりも実質的に低い固有周波数を有している。したがって、固有の共鳴周波数は「次同期周波数」と呼する。さらに、図６Ａないし図６Ｃは次同期共鳴状態におけるＴＣＳＣシステム２０の性能を示しており、前記状態においては、送電線２４のインダクタンスおよび直列コンデンサ３０の選択された容量とが１５Ｈｚで共鳴する。このシミュレーションではその初期の約０．０２秒間に僅かな外乱が導入されて安定状態からの一時的なずれが引き起こされている。図６Ｂは配線電流Ｉ_Lの６０Ｈｚにおけるゼロへの帰還におけるＤＣオフセット成分の崩壊を示している。図６Ａないし図６Ｃにおける波形は、ＴＣＳＣシステム２０を用いたスムーズかつ迅速な方法において通常条件へのリカバリーバックを示す。また、図７Ａおよび図７Ｂはサイリスタ制御のない従来の直列コンデンサ補償システムの応答性を示している。すなわち、図７Ａおよび図７Ｂは、図６Ａないし図６Ｃに示すＴＣＳＣシステム２０の円滑な復帰に比べた場合の、サイリスタ制御を全く具備しない回路の応答性を示している。この場合、図７Ａのコンデンサ電圧の波形および図７Ｂの配線電流の波形のいずれも外乱の導入後に顕著な１５Ｈｚ成分を示している。さらに、図７Ａおよび図７Ｂの波形は前記外乱に対して極めて僅かな減衰しか示さない。また、図８Ａないし図８ＣはＨｉｎｇｏｒａｎｉシステムが１５Ｈｚにおいて共鳴するように選択された変圧器の配線インダクタンスと直列コンデンサとを備えるネットワークにおいて使用した場合の応答性を示している。すなわち、図８Ａないし図８Ｃは図６Ａないし図６Ｃに示す場合のＴＣＳＣシステム２０に加えられたものと同一の程度の微小なシステム外乱を受けた場合のＨｉｎｇｏｒａｎｉシステムの応答性を示している。なお、図８Ａと図７Ａおよび図８Ｂと図７Ｂを比較すると、前記Ｈｉｎｇｏｒａｎｉシステムはサイリスタ制御を備えていない回路よりも優れた応答性を呈することがわかる。しかしながら、図６Ａと図８Ａにおけるコンデンサ電圧の波形および図６Ｂと図８Ｂの配線電流の波形を比較すると、前記ＴＣＳＣシステム２０が一時的な外部作用に対してすみやかな減衰機能を有意差をもって示し得ることが明らかにわかる。前記ＴＣＳＣシステム２０の点弧時間予報手段は、このような迅速な応答性や、従来システムに比してより正確な基準時間の選択に寄与する。さらに、図８Ｃと図６Ｃのサイリスタ電流を比較することにより、前記ＴＣＳＣシステム２０がサイリスタ３６上のデューティを有意差をもって減少できることが明らかにわかる。例えば、Ｈｉｎｇｏｒａｎｉシステム（図８Ｃ参照）の最大負パルス１２８は３０００ｋＡを越える振幅を有するが、これに対して、図６Ｃに示すサイリスタ電流の最大負パルス１３０は前記Ｈｉｎｇｏｒａｎｉシステムにおけるものの約１／２の振幅である。それゆえ、サイリスタバルブ３５を介してこのようなピーク電流を減少することによりサイリスタ上のデューティが実質的に減少でき、この結果、サイリスタ３６の寿命が延びるわけである。図９Ａないし図９Ｅは図６Ａないし図６Ｃに示す１５Ｈｚ次同期共鳴周波数および微小外乱導入の例の場合のコントローラ５０における幾つかの内部制御変数の変化を示している。図９ＡはＸＤＣＲ５６により与えられる測定した配線電流オフセット成分のＡＬＯＰ信号を示し、図９ＢはＸＤＣＲ５６により同様に供給される配線電流の大きさを表すＡＬＭＡＧ信号６０を示し、さらに、図９ＣはＡＳＰモニター１０２により測定された測定サイリスタアンプセカンドＡＳＰＭ信号１０４を示している。また、図９Ｄはコントローラ５０におけるＶ_Cプレディクタ５５の出力、すなわち、比較器７４により生成されたＶＯＩＭ信号７６を示し、この信号はサイリスタ電流パルスに先立つ初期オフセットを示す。さらに、図９Ｅは上記ＢＥＴＡＣ補正信号１１０がゼロの時の予報された点弧角ＢＥＴＡＰ信号８０と最終点弧角命令ＢＥＴＡＦ信号１１４の波形を示している。他の実施例図１０はＴＣＳＣシステム２００として示される次同期共鳴緩和装置の他の実施例を示しており、このシステムは電力システムまたはグリッド２０２において生じる不所望の次同期振動および不所望のＤＣオフセットを減衰するべく本発明により構成されたものである。ＴＣＳＣシステム２００はセグメント２０４ａおよび２０４ｂを有する送電線２０４に直列に連結されたサイリスタ制御型直列コンデンサ３０のような連結装置を有している。送電線セグメント２０４ａおよび２０４ｂはそれぞれ直列ＲＬＣ（抵抗性、誘導性および容量）回路として示されており、セグメント２０４ａはインピ −ダンスＺ₁を、また、セグメント２０４ｂはインピ−ダンスＺ₂を有している。送電線セグメント２０４ａは前記ＴＣＳＣシステム２００を第１の遠隔領域２０５に連結し、また、第２セグメント２０４ｂは前記ＴＣＳＣシステムを第２の遠隔領域２０６に連結する。第１遠隔領域２０５はＶ₁発電装置２０８を備えており、この装置は電力システム２０２に電圧を供給する。また、第２遠隔領域２０６はＶ₂発電装置２１０を備えており、この装置は前記電力システム２０２に電力を供給する。なお、当業者においては、前記遠隔領域２０５および２０６を有する電力システム２０２が図１の電カシステム２２および負荷２６と互換可能であることは明らかである。さらに、ＴＣＳＣシステム２００は図１および図２のＴＣＳＣシステム２０と類似しており、その同一部分は同一参照符号により示されている。また、ＴＣＳＣシステム２００は最終オフセット命令（ＶＦＯＯ）または電圧命令信号８５を生じる高位コントローラ２２０を備えており、これは上述の図１および図２における高位コントローラ８６と同様の作用をする。さらに、コントローラ８６の場合と同様に、他の高位コントローラを前記コントローラ２２０に付加することもできる。また、ＴＣＳＣシステム２００は上記Ｖ₁およびＶ₂ 発電装置２０８および２１０から離れた場所に幾つかの電カパラメータモニターセンサーを備えている。なお、図示のコントローラ２２０は配線電流センサー４４から測定した配線電流Ｉ_LM信号４６を受け取る。また、ニュートラル電圧センサー２２２は送電線２０４のニュートラル（または接地）電圧をモニターする。好ましくは、前記センサー２２２は配線電流センサー４４と転流回路３２との間に位置する。さらに、前記電圧に呼応して、ニュートラル電圧センサー２２２はニュートラル電圧Ｖ_LN信号２２４を生じる。なお、このＶ_LN信号２２４は高位コントローラ２２０の入力として供給される。さらに、ＴＣＳＣシステム２００は発電装置速度モニター装置を備えており、この装置は上記高位コントローラまたは発電装置（２０８または２１０）に対して局所的に備えることができる。なお、この場合の発電装置における「局所的」とは前記発電装置において若しくは発電ステーションの切替領域内という意味である。また、この場合の次同期共鳴緩和装置における「局所的」とは前記装置が存する切替領域内若しくはその約１マイル程度以内を意味し、「遠隔」とは前記領域を越えることを意味する。さらに、発電装置について言えば、「遠隔」とは前記発電ステーションの切替領域を越えることを意味する。なお、図示の高位コントローラ２２０は速度変換部または速度トランスデューサ２２６のような発電装置速度モニター装置を含んでいてもよい。さらに、速度トランスデューサ２２６は基準フレーム変換部または基準変換装置２２８を備えている。また、速度トランスデューサ２２６は速度合成部または速度合成装置２３０を備えている。図１１は前記基準フレーム変換部２２８の実施の一態様を示している。すなわち、基準変換装置２２８は信号２２４ａ、２２４ｂおよび２２４ｃにより示されるニュートラル電圧信号２２４の各位相を受け取るとともに、信号４６ａ、４６ｂおよび４６ｃで示される測定した配線電流信号４６の各位相を受け取る。なお、基準変換装置２２８は上述の位相同期ループ装置５２と同様の位相同期ループ（ＰＬＬ）装置２３１を備えている。次いで、従来のＡＢＣ−ＤＱ式の電圧および電流変換装置２３２および２３３を用いて、前記ＡＢＣ位相信号が直交配線電流信号Ｉ_DおよびＩ_Q２３４と直流直交電圧信号Ｖ_DおよびＶ_Q２３５とにそれぞれ変換される。直流直交電圧信号Ｖ_DおよびＶ_Q２３５と直交配線電流信号Ｉ_DおよびＩ_Q２３４はＰＬＬ装置２３１により設定された回転基準フレームについての測定部位における直流電圧と直交電圧および直流電流と直交電流とをそれぞれ表現する。なお、基準変換装置２２８が他の種々の構造的に等価なハードウェアおよびソフトウェアの構成によっても実施可能であることは当業者において明らかである。これらの直流および直交電圧および電流の信号は、従来法により、センサー２２２における電圧の位相と基本システム周波数（ｆ_Oへルツおよびω_Oラジアン／秒）において同期的に回転する基準フレームに変換できる。図示の実施例においては、基準変換装置２２８が信号２２４を介してニュートラル電圧Ｖ_LNと位相同期されるサンプリング装置として作用するＰＬＬ装置２３１と同期して位相可変の電圧および電流をサンプルする。好ましくは、サンプリング処理は前記処理の各サンプル時に更新されて、少なくとも０ないし１２０へルツの程度の広い帯域幅の計測を行う。さらに、基準変換装置２２８はその入力を復調して、基本周波数入力が一定の出力を安定な状態で生成するようにする。すなわち、周波数ｆ_Nにおける次同期電圧入力が周波数（ｆ_O−ｆ_N）における次同期周波数出力と周波数（ｆ_O＋ｆ_N）における倍同期周波数出力を生成する。なお、ここでｆ_Oは電カシステム２０２の基本周波数である。また、このような周波数変換特性を有する変換入力を生じるために、当業者においては、他の種々の構造的に等価な電力トランスデューサのようなトランスデューサをここに記載のセンサーと置き換えることが可能である。さらに、速度トランスデューサ２２６の好ましい出力は発電装置の速度の大きさであり、例えば、前記電力システム２０２における適当な遠隔位置における発電装置、すなわち発電装置２０８または２１０、に対応する秒当たりのラジアン量（ω）で示される。また、速度合成装置２３０は、第１および第２送電線セグメント２０４ａおよび２０４ｂのＺ₁およびＺ₂インピーダンスのような外部送電線インピーダンスに基づいて上記の変換電圧および電流の値（Ｖ_D、Ｖ_Q、Ｉ_DおよびＩ_Q）からその遠隔速度を合成する。なお、考慮される配線インピーダンスＺ₁およびＺ₂には、これらＺ₁およびＺ₂内に固定される値とサイリスタ制御コンデンサ３０とを含む直列のコンデンサが含まれるとともに、後述するような（図１４参照）直列の電流または電圧源インバータのような局所的直列電圧源が含まれる。図１２は前記速度合成装置２３０の動作を示す。図１２においては、発電装置２０８および２１０の電圧がそれぞれＶ₁およびＶ₂で示されている。さらに、ＲＬＣインピ−ダンスＺ₁は電力角Θ₁を有している。また、電力角Θ₂はＲＬＣインピ−ダンスＺ₁と上記連結装置のコンデンサ３０と転流回路３２のインピーダンスとの組合せの電力角を示している。このとき、前記発電装置の電圧Ｖ₁およびＶ₂を決定する式は以下のようである。さらに、速度合成部２３０は上記第１および第２遠隔領域２０５または２０６のような遠隔バスにおける直流および直交電圧Ｖ_DおよびＶ_Qを知って、以下の式にしたがって第１タービン発電装置のＶ₁電圧源２０８または第２タービン発電装置のＶ₂電圧源２１０を表す。Ｖ_1D＝Ｖ_LD＋Ｒ₁Ｉ_D＋Ｘ₁（ｓＩ_D−ωＩ_Q）＋Ｖ_1CD Ｖ_1Q＝Ｖ_LQ＋Ｒ₁Ｉ_Q＋Ｘ₁（ωＩ_D＋ｓＩ_Q）＋Ｖ_1CQ ｓＶ_1CD＝Ｘ_1CＩ_D＋ωＶ_1CQ ｓＶ_1CQ＝Ｘ_1CＩ_Q−ωＶ_1CD Ｖ_2D＝Ｖ_LD−Ｒ₂Ｉ_D−Ｘ₂（ｓＩ_D−ωＩ_Q） −Ｖ_2CD−Ｖ_TCSCD Ｖ_2Q＝Ｖ_LQ−Ｒ₂Ｉ_Q−Ｘ₂（ωＩ_D＋ｓＩ_Q） −Ｖ_2CQ−Ｖ_TCSCQ ｓＶ2CD＝Ｘ2CＩD＋ωＶ2CQ ｓＶ2_CQ＝Ｘ_2CＩ_Q−ωＶ_2CD ここで、ｓはラプラス変換、ｄ／ｄｔである。従って、電圧Ｖ₁およびＶ₂の合成は回転基準フレームに基づいて行われる。この場合、上記速度合成装置２３０は遠隔バス電圧Ｖ₁またはＶ₂の位相の変化の比率から遠隔発電装置２０８または２１０の速度を決定する。この遠隔発電装置（２０８または２１０）の内部電圧（Ｖ₁またはＶ₂）の位相は以下に示すような前記遠隔バス直交軸電圧Ｖ_NQを直流軸電圧Ｖ_NDで割った商の逆タンジェントまたはアークタンジェントから得られる。 Θ₁＝ａｒｃｔａｎ［Ｖ_1Q÷Ｖ_1D］≒［Ｖ_1Q÷Ｖ_1D］ Θ₂＝ａｒｃｔａｎ［Ｖ_2Q÷Ｖ_2D］≒［Ｖ_2Q÷Ｖ_2D］さらに、遠隔発電装置２０８または２１０の速度が以下の式にしたがって速度合成装置２３０により決定される。 ω₁：ω_L＋ｓΘ₁＝△ω_1SSR ω₂＝ω_L＋ｓΘ₂＝△ω_2SSR ここでω_Lは電カシステム２０２のシステム周波数との同期を維持するために基準変換装置２２８により設定される基本周波数である。このようにして合成した発電装置速度△ω_SSR 信号２３６は速度合成装置２３０の出力、すなわち、速度トランスデューサ２２６の出力となって発電装置２０８や２１０の速度を現す。なお、この場合の直列補償レベル、ネットワークインダクタンスおよびトポロジー情報は動作中における上述の式を調節するために他の遠隔制御位置から計測することができる。例えば、送電線インピ−ダンスＺ₁およびＺ₂は発電装置に対してまたはＴＣＳＣシステム２００に対して局所的に配線パラメータを計測することにより決定することができる。例えば、発電装置に対して局所的に計測された場合、そのデータはＴＣＳＣシステム２００に対して遠隔計測できる。また、前記送電線インピダ−ンスＺ₁およびＺ₂は電カシステム２０２に対する既知の変更に基づいて決定することもできる。例えば、発電装置２１０がオフラインである場合や配線２０４ｂのような主送電線を作動しない場合においては、前記送電線２０４の全体のインピ−ダンスが変化する。このような電力システムの状態情報は例えば速度合成装置２３０へのブレーカー状態データ入力信号（図示せず）のような遠隔計測処理を介して与えられる。また、ブレーカー状態はＴＣＳＣシステム２００に対して局所的にモニターすることができる。このような電力システム２０２への状態入力に応じて、速度合成装置２３０は前記装置におけるインピーダンスメモリー装置２３０’に記憶した送電線特性に基づいて前記配線インピ−ダンスＺ₁およびＺ₂に対応する値を修正することができる。なお、前記電カシステムのパラメータの測定は送信誤差が除去できるという理由から△ω_SSR 信号２３６を決定するためにＴＣＳＣシステム２００に対して局所的に行うことが好ましい。ただし、前記速度トランスデューサ２２６に代えて、上記高位コントローラ２２０の発電装置速度モニター装置は遠隔計測発電装置速度センサー２３７から構成してもよい。速度センサー２３７は例えば発電装置２１０に局所的に配備することができる。また、発電装置速度センサー２３７は図１０における矢印２３８で概略的に示すように従来の発電装置速度モニター装置から発電装置速度信号を受け取るように連結することもできる。なお、当業者においては、上述のような仕様に代えて、他の構造的に等価な装置、例えば、速度モニター装置２３８を前記遠隔計測発電装置速度センサー２３７と一体に設けることができることは明らかである。この場合、前記速度モニター装置２３８に応じて、遠隔計測センサー２３７は電話回線を介するモデム、マイクロ波送信、衛星送信、光学ファイバー通信等の送信装置のいずれかによって発電装置速度送信信号２３９を高位コントローラ２２０に送る。また、上記の合成された発電装置速度トランスデューサの出力△ω_SSR 信号２３６はその可能な一形態を図１３に示すコントローラ関数Ｇ（ｓ）にしたがってコンディショナ２４０により条件付けられる。すなわち、コンディショナ２４０は高位コントローラ２２０の出力の位相を条件付けして上記サイリスタ制御型直列コンデンサ３０および転流回路３２におけるいかなる位相遅れをもキャンセルするように作動する。また、コンディショナ２４０は前記遠隔発電装置速度の合成において使用される変数に対する電カシステム２２０の外部リアクタンスにおける変化を補償する。さらに、このような機能を実行するために、図１３に示すコンディショナ２４０は前記合成された発電装置速度△ωSSR 信号２３６を受け取る一次ウオッシューアウト（ｗａｓｈ−ｏｕｔ）ステージ２４２を備えている。なお、ウオッシューアウトステージ２４２は位相補償装置２４３に連結されている。また、位相補償装置２４３は１個以上の一次および二次リード／ラグ（ｌｅａｄ／ｌａｇ）ステージを備えている。なお、図示の位相補償装置２４３の場合は、３個の一次リード／ラグステージ２４４、２４６および２４８が設けられている。さらに、前記リード／ラグステージ２４２ないし２４８の後部には２個の二次複素リード／ラグステージ２５０および２５２が備えられている。また、コンディショナ２４０は前記位相補償装置２４３の出力の大きさを制限するためのリミッタ２５４を備えている。このリミッタ２５４の出力により高位コントローラ出力としての次同期電圧命令△Ｖ_SSR 信号が変化する。なお、前記ＴＣＳＣシステム２００の場合、電圧命令△Ｖ_SSR 信号は上述の最終オフセット命令電圧ＶＦＯＯ信号８５に相当する。さらに、コンディショナ２４０は周波数ｆ_NにおけるＴＣＳＣコンデンサ３０および転流ネットワーク３２の基本周波数電圧の振幅を変調して、周波数ｆ_O− ｆ_Nおよびｆ_O＋ｆ_Nにおける一連の次同期および倍同期の電圧成分をそれぞれ生成する。さらに、これらの次同期および倍同期電圧成分は対応する周波数の電流を送電線２０４に誘導する。このようにして、前記周波数対応の電流が遠隔接続した発電装置２０８または２１０の固定子巻線に流れると、これらの電流は周波数ｆ_Nにおいて次同期電磁トルク成分を誘引する。すなわち、前記次同期電磁トルク成分は次同期発電装置の固有の復調処理により引き起こされる。さらに、動作時においては、発電装置２０８および２１０の速度における動きまたは変化により引き起こされる基準変換装置２２８への次同期位相変数入力Ｖ_LNおよびＩ_LMが高位コントローラ２２０の作用によりキャンセルされる。すなわち、高位コントローラ２２０は上述の測定した配線電流Ｉ_LM信号４６とニュートラル電圧Ｖ_LN信号２２４とから発電装置の速度を検出し、これに応じてこの周波数を基準変換装置２２８を用いて適当な基準フレームに変換する。また、上記遠隔計測用発電装置速度センサー２３７が例えば発電装置２１０から位相コンディショナ２４０に発電装置速度信号２３９を送る。その後、位相コンディショナ２４０が必要な補正の適当なゲインを決定する。次いで、位相コンディショナ２４０が△ω_SSR 信号２３６の大きさに条件付けして電圧出力△Ｖ_SSR 信号またはＶＦＯＯオフセット電圧命令信号８５を変化する。次いで、オフセット電圧命令信号８２が点弧時間またはバーニアコントローラ５０に送られる。なお、コントローラは前記ＶＦＯＯ命令信号８５を受信すると前述したように動作する。従って、高位コントローラ２２０は前記発電装置速度に対するフィードバック制御調整を設定して周波数ｆ_Nにおけるいかなるねじれ振動をも減衰する。前記減衰処理は次同期周波数領域におけるすべての周波数ｆ_Nにわたる広帯域幅において良好に実行できる点で有利である。図１４は本発明により構成した他の次同期共鳴緩和装置３００を示しており、この装置は上述の電力システム２０２と連結した状態で示されている。この装置３００は上述した幾つかの部品を備えており、これらは同一の参照番号で示される。また、この装置３００は電源インバータ装置３０２、連結変圧器３０４およびエネルギ蓄積素子３０６から成るインバータ連結装置３０１のような連結装置を備えている。連結変圧器３０４は電源インバータ装置３０２と送電線２０４を連結する。さらに、電源インバータ装置３０２はエネルギ蓄積素子３０６に連結している。なお、電源インバータ装置３０２は電圧源インバータであってもよく、この場合、エネルギ蓄積素子３０６はＤＣコンデンサまたは電池とすることができる。また、電源インバータ装置３０２は電流源インバータであってもよく、この場合は、エネルギ蓄積素子３０６をインダクタとすることができる。なお、このような電流源および電圧源インバータならびにそれらの構造的に等価な構成は当業者において周知である。この場合、リミッタ２５４の出力は高位コントローラ出力としての次同期電圧命令△Ｖ_SSR 信号３０８を変化する。なお、前記ＴＣＳＣシステム３００においても、電圧命令△Ｖ_SSR 信号は上記最終オフセット命令電圧ＶＦＯＯ信号８５に相当する。オフセット電圧命令信号３０８は点弧時間またはバーニアコントローラ５０に送られ、コントローラ５０はＶＦＯＯ命令信号８５の受信時に前述したように動作する。すなわち、バーニアコントローラ５０は点弧パルス信号３１０を前述の点弧信号４８と同様にインバータ装置３０２に供給する。なお、電源インバータ装置３０２は前述のＡＳＰＭ信号１０４と類似の任意のフィードバック信号３１２を供給してもよい。また、インバータ装置３０２を使用する場合は、任意のコンデンサ３１４を連結変圧器３０４と直列に送電線２０４内に挿入することができる。さらに、電圧計Ｖ_INV ３１６のような電圧センサーを使用してインバータ装置３０２により送電線２０４に供給される連結変圧器３０４およびコンデンサ３１４間の電圧をモニターするように構成してもよい。その後、このようにして測定した電圧に応じて、前記インバータ電圧計Ｖ_INV ３１６は測定したインバータ電圧Ｖ_INVM信号３１８を発生してバーニアコントローラ５０に供給する。なお、インバータ電圧Ｖ_INVMは直接測定する以外に他のパラメータにより推定できることは当業者において明らかである。バーニアコントローラ５０は当業者において知られるように前述の測定したコンデンサ電圧Ｖ_CM信号４２の場合と同様に前記インバータ電圧Ｖ_INVM信号３１８を処理することができる。また、高位コントローラ２２０の動作も図１０ないし図１３で説明したものと同様とすることができる。図１５は本発明にしたがって構成した他の次同期共鳴緩和装置４００を示しており、前述の電力システム２０２と連結した状態で示されている。この装置４００は上述した幾つかの部品を備えており、これらは同一参照符号で示されている。さらに、この装置４００は上記インバータ連結装置３０１の代わりの連結装置として可変サスセプタンス静電位相シフタ４２０のようなサイリスタ制御型位相レギュレータまたは静電位相シフタを備えている。このような静電位相シフタの好適例が１９９１年８月８日に出願された米国特許出願第０７／７４２８５９号に開示されている。静電位相シフタ４２０の好ましい実施態様を図１６の単相図に示す。この静電位相シフタ４２０においては、電力は送電線セグメント２０４ａに連結する入力側４２４から前記位相シフタ４２０を通過して送電線セグメント２０４ｂに連結する出力側４２６に流れる。入力側４２４においてはその入力電圧および電流はそれぞれＶ₃およびＩ₃で示され、また、出力側４２６においてはその出力電圧および電流がそれぞれＶ₄およびＩ₄で示される。位相シフタ４２０は三相Ｙ−デルタ型直列変圧器４３０から成るように図示された変圧器を備えており、その各位相は励起巻線４３４と磁気的に連結する直列巻線４３２を有している。励起巻線４３４は回転型デルタ形状に接続され、巻線４３４近傍の曲線的矢印４３５を伴う三角形状に示されている。さらに、直列巻線４３２は送電線セグメント２０４ａおよび２０４ｂを直列に連結している。また、この直列巻線間の電圧をＶ_Sで示す。さらに、図示の直列巻線４３２は中央タップ４３６を備えており、タップ４３６は前記直列巻線４３２から調整電圧Ｖ_Rにおいて調整電流Ｉ_Rを引き出す。その後、三相コンダクタ４３８が調整電流Ｉ_Rを前記中央タップ４３６からＹ −Ｙ三相調整変圧器４４０、特に、励起巻線４４２から成る各一次位相の一次側三相部に送る。前記３個の励起巻線４４２はニュートラル点Ｎにおいて互いに結合してＹ結合を成している。また、調整変圧器４４０の二次側の各相は一次側の励起位相巻線４４２に付随的に磁気結合する調整巻線４４４から構成されている。さらに、図１６における単相のコンダクタ４４６、４４８ａおよび４４８ｂで示される三相コンダクタが各位相の調整巻線４４４を後述するモジュレータ４８０とスイッチングネットワーク４５０の内部接続部とを介して各位相に対応する直列変圧器励起巻線４３４に連結する。このようにして励起巻線４３４は回転式デルタ接続を介して調整巻線４４４と連結する。例えば、回転式デルタ接続方式において、位相Ａの励起巻線は位相Ｃの調整巻線と接続する。すなわち、前記接続方式により位相ＡおよびＣの間の１２０゜の差から３０゜のＹ−デルタ位相シフトが差し引かれる。その結果、直列巻線電圧Ｖ_Sは調整変圧器の励起巻線４４２の調整電圧Ｖ_Rに対して直交する（１２０゜−３０゜＝９０゜）。スイッチングネットワーク４５０は図１７に示す高速動作ネットワークとしてもよい。さらに、スイッチングネットワーク４５０は各位相に対応する単相負荷タップ切替装置（ＬＴＣ）４５２を有する三相ＬＴＣを備えている。この単相ＬＴＣ４５２はスイッチングネットワーク４５０に制御されて調整巻線４４４上の複数の従来式タップ（図示せず）の間を移動する。なお、ＬＴＣ装置は従来の三相ＬＴＣでもよく、この場合、各位相Ａ、ＢおよびＣに対して同時に巻線４４４の対向端部間のタップの一つを選択する。前記Ａ、ＢおよびＣで示される位相の各々が図１７に示されているが、簡単化のために、図示の実施例では位相Ａの足４６２についてのみ説明する。すなわち、各ＬＴＣ４５２は選択されたタップをニュートラル点Ｎ’に連結して調整巻線４４４のＹ接続を構成し、コンダクタ４４６および４４８ａ間のスイッチングネットワーク４５０に対応する出力位相電圧が電圧Ｖ_E（図１６参照）で示される。位相Ａの足４６０は三相の機械的なサイリスタ付加型反転スイッチ組立体４６２を備えており、このスイッチ組立体はＭ１で示される反転スイッチ４６４を備えている。反転スイッチ組立体４６２は調整巻線４４４のいずれかの端部を励起巻線４３４に選択的に連結する。さらに、反転スイッチ４６４はＬＴＣ装置４５２と共同して前記直列変圧器の直列巻線４３２上の公称位相シフト電圧レベルを設定する。また、反転スイッチ４６４は従来の三相反転スイッチでもよく、前記スイッチは各位相Ａ、ＢおよびＣに対応する巻線４４４の対向端部間を同時に切替操作する。なお、反転スイッチ４６４にはそれぞれＴ１およびＴ２で示される一対の従来型二方向性サイリスタバルブ４６６および４６８が付加されており、反転スイッチ４６４およびサイリスタバルブ４６６、４６８は点弧命令信号３１０に呼応して動作する。さらに、任意のフィードバック信号３１２が静電位相シフタ４２０により発生することができる。ここで述べるサイリスタバルブは複数の分離サイリスタにより構成することができ、これらのサイリスタは当業者において交換可能と知られる従来のサイリスタ、ゲートーターンオフ型サイリスタ（ＧＴＯ）、ＭＯＳ制御型サイリスタ（金属酸化物−シリコン）およびこれらの組合せ等でもよい。このようにして前記反転スイッチ組立体４６２は位相シフタ４２０の定格最大位相シフトに等しい位相シフトの変化を引き起こす。なお、反転スイッチ組立体４６２は以下のように動作するのが好ましい。すなわち、安定状態においては、Ｍ１反転スイッチ４６４が電流を流し、Ｔ１およびＴ２バルブ４６６、４６８が開放して非導通状態になる。また、切替動作の場合は、Ｍ１反転スイッチ４６４が開放し、それまで流れていた電流がＴ１バルブまたはＴ２バルブのいずれかに転流する。その後、次の安定状態になるまで、前記電力システム全体の必要に応じてＴ１バルブまたはＴ２バルブのいずれかが導通状態を続ける。さらに、次の安定状態になると、Ｔ１およびＴ２バルブ４６６、４６８は開放状態に復帰して非導通状態となり、Ｍ１反転スイッチ４６４は再び閉じた状態となる。すなわち、サイリスタバルブよりもむしろ、機械的Ｍ１反転スイッチ４６４に安定状態において導通状態となるようにしながら、その安定状態による損失を有利に減少することができる。さらに、各位相に対応して一対のサイリスタバルブ４６６および４６８を使用することにより、反転スイッチ組立体４６２は送電線２０４の電力の高速変動時におけるシステム揺動時に多回数において動作することができる。この場合、一対のバルブ４６６および４６８はこのようなＭ１反転スイッチ４６４の高速な多回数動作時において有利な極めて小さな遅延を生じ、このようなシステム揺動における位相シフタ４２０の設定において分離した変化を与える。この場合の切替動作は送電線２０４の周波数の二倍の周波数において、その配線電流波形のゼロークロッシングにおける各半周期中に行われる。なお、スイッチングネットワーク４５０により与えられる分離段階の大きさは位相シフタ４２０の最大位相シフトの程度である。また、位相シフタ４２０はモジュレータ４８０を含んでおり、モジュレータは図示の電圧源インバータ（ＶＳＩ）装置のような可変源装置から構成することができる。図示のＶＳＩ装置４８０は一次および二次巻線４８４および４８６と磁気的に連結する任意の三相連結変圧器４８２を備えている。さらに、従来の可変電圧源インバータ（ＶＳＩ）４８８のようなＡＣ源が前記連結変圧器の二次巻線４８６に直列に連結している。図示の電圧源インバータ装置４８０はバーニアコントローラ５０からの点弧命令信号３１０に呼応して任意のフィードバック信号３１２を供給する。なお、当業者においては、前記静電位相シフタ４２０内の種々の位置に任意のフィードバック信号３１２を供給する他のモニター（図示せず）を使用できることは明らかである。また、電圧源インバータ装置４８０は励起巻線４３４を介しての直列巻線４３２への電圧Ｖ_Sの直列導入を変調する。さらに、当業者において知られる従来の電流源インバータまたは他の装置のような比較作用を使用し得る固体コンバータ技法を含む他のインバータ技法が上記の可変源装置として使用できる。例えば、機械的スイッチまたはサイリスタ（図示せず）により制御できる従来の切替式コンデンサのような可変サスセプタンス装置（図示せず）を前記モジュレータ４８０に置き換えることができる。さらに、可変サスセプタンス装置は機械的なスイッチまたはサイリスタ（図示せず）により制御できる従来の切替式インダクタであってもよい。また、用途によっては、可変サスセプタンス装置は任意の三相連結変圧器（図示せず）を含むことが可能である。ＶＳＩ装置４８０は直列変圧器４３０の励起巻線４３４に直列に接続して変調電圧Ｖ_Mを用いて調整変圧器４４４およびスイッチングネットワーク４５０の位相電圧出力Ｖ_Eを変形する。なお、ＶＳＩ装置４８０は例えば位相シフタ４２０の全電力率の１０％程度の比較的小さな電力率を有していてもよい。さらに、前記ＶＳＩ装置４８０はほぼ数度程度の位相シフトの変調能力を有する。なお、この例は経済的な面から選択されているが、他の仕様の選択により種々の用途に適用できることは明らかである。また、位相シフタ４２０の基本機能は可変電圧Ｖ_Sを送電線４０２に直列に送り込んでタービン発電装置２０８または２１０における不所望の次同期共鳴を緩和することである。この場合の有効な位相シフトは直列巻線４３２の電圧の大きさ｜Ｖ_S｜に概ね比例する。したがって、サイリスタ制御型のコンデンサまたはインダクタを使用することは機械的ＬＴＣ装置４５２により部分的に設定される公称の位相シフト電圧レベルに対して導入された直列電圧Ｖ_Sを迅速に変調する上で特に有利である。なお、この変調処理は上記可変サスセプタンスの値を変えることにより行われ、調整巻線４４４およびスイッチングネットワーク４５０により供給される電圧Ｖ_Eの値を変化して送電線４０２に送られる電圧Ｖ_Sの値を変調する。さらに、ＶＳＩ装置４８０は位相シフタ４２０の近傍のバスに静電ＶＡＲ（ボルト−アンペア−無効電力）補償器（ＳＶＣ）を適用するのに類似した作用を有する。しかしながら、ＶＳＩ装置４８０は上記の直列および調整変圧器４３０および４４０の漏れインピ−ダンスを介して位相シフタ４２０により導入される直列電圧Ｖ_Sの作用を有利に得ることができ、このような効果は局所的なＳＶＣでは実現できない。ただし、ＶＳＩ装置４８０の構成を典型的なＳＶＣ装置に類似するものとすることは可能である。以上、本発明の主旨をその好ましい実施例について図示し説明したが、当業者においては、本発明の配列構成および詳細部をその主旨に逸脱することなく変形できることが明らかである。例えば、上記の高位コントローラの実施例８６および２２０ならびにバーニアコントローラ５０の機能を他のハードウェアおよびソフトウェアの組み合わせにより実施することができる。さらに、上記の測定した電力配線パラメータ信号および発電装置速度信号を提供するために他の種類のセンサーおよび信号プロセッサを使用することができる。なお、このようなセンサーや高位コントローラ２２０およびバーニアコントローラ５０に対応する構造的に等価な成分は当業者により周知であり、当然これらと置き換えることが可能である。以下、本発明の主旨ならびに範囲に該当するすべての変形を請求の範囲に記載する。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ラーセン、アイナーヴィー. アメリカ合衆国 12019 ニューヨーク州チャールトンチャールトンロード 814 (72)発明者ベイカー、ダニエルエイチ. アメリカ合衆国 12309 ニューヨーク州ニスカユナモーガンアヴェニュー 937

Claims

【特許請求の範囲】１．送電線を連結するための連結装置であって、点弧命令に応じて送電線に次同期共鳴緩和電流を導入する前記連結装置と、発電装置速度のモニター装置を備え、前記速度に応じて電圧命令を生じる高位コントローラと、前記電圧命令に応じて点弧命令を前記連結装置に対して生じる点弧時間コントローラとから成る、発電装置に連結された送電線から前記発電装置に生じる次同期共鳴振動を減衰するための次同期共鳴緩和システム。２．前記連結装置がサイリスタ制御型直列コンデンサシステムから成ることを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。３．前記サイリスタ制御型直列コンデンサシステムが送電線に直列に接続するコンデンサと、前記コンデンサに並列に接続するサイリスタ切替式誘導性転流回路とから成り、前記転流回路が点弧命令に応じてサイリスタ電流パルスを導通するサイリスタバルブを備えていることを特徴とする請求項２に記載の次同期共鳴緩和システム。４．前記連結装置が電圧源インバータ連結装置から成ることを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。５．前記電圧源インバータ連結装置が、電圧源インバータと、前記電圧源インバータを送電線に連結する連結変圧器と、前記電圧源インバータに連結するエネルギ蓄積装置とから成ることを特徴とする請求項４に記載の次同期共鳴緩和システム。６．前記連結装置が電流源インバータ連結装置から成ることを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。７．前記電流源インバータ連結装置が、電流源インバータと、前記電流源インバータを送電線に連結する連結変圧器と、前記電流源インバータに連結するエネルギ蓄積インダクタとから成ることを特徴とする請求項６に記載の次同期共鳴緩和システム。８．前記連結装置が静電位相シフタから成ることを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。９．前記静電位相シフタが、相互に磁気的に連結する直列および励起巻線を備える直列変圧器から成り、前記直列巻線が送電線と直列に連結するためのものであり、相互に磁気的に連結する励起および調整巻線を備える調整変圧器から成り、前記励起巻線が送電線からの電力を受け取るためのものであり、前記調整変圧器の調整巻線と前記直列変圧器の励起巻線とを連結するスイッチングネットワークから成り、前記スイッチングネットワークが点弧命令に応じて直列変圧器の直列巻線上の公称電圧レベルを設定し、さらに、前記点弧命令に応じて直列変圧器の直列巻線を前記公称電圧レベルに対して変調する変調器から成ることを特徴とする請求項８に記載の次同期共鳴緩和システム。１０．前記連結装置が前記発電装置から遠隔する位置において送電線と連結することを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。１１．前記システムがさらに送電線を流れる電力のパラメータをモニターする送電線センサーを含み、前記点弧時間コントローラが前記送電線センサーに応じて点弧命令を生じることを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。１２．前記送電線センサーが前記発電装置から遠隔する位置において送電線と連結することを特徴とする請求項１１に記載の次同期共鳴緩和システム。１３．前記送電線センサーが送電線を流れる配線電流をモニターする電流センサーと前記送電線のニュートラル電圧に対する配線をモニターする第１の電圧センサーとから成り、前記高位コントローラが前記電流センサーと第１電圧センサーとに応じて前記電圧命令を発生することを特徴とする請求項１１に記載の次同期共鳴緩和システム。１４．前記高位コントローラが前記電流センサーと第１電圧センサーとに応答する速度トランスデューサと、前記速度トランスデューサに応じて前記電圧命令を生じるコンディショナとから成ることを特徴とする請求項１３に記載の次同期共鳴緩和システム。１５．前記送電線センサーが前記連結装置をまたぐ送電線電圧をモニターする第２の電圧センサーから成り、前記点弧時間コントローラが前記電流センサーと第２電圧センサーとに応じて点弧命令を生じることを特徴とする請求項１３に記載の次同期共鳴緩和システム。１６．前記電流センサー、第１電圧センサーおよび第２電圧センサーの少なくとも一つが前記発電装置から遠隔する位置において送電線と連結することを特徴とする請求項１５に記載の次同期共鳴緩和システム。１７．前記発電装置速度モニター装置が速度トランスデューサから成ることを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。１８．前記速度トランスデューサが基準フレーム変換装置とこれに応答する速度合成装置とを含み、前記高位コントローラが前記速度合成装置に応じて前記電圧命令を発生するコンディショナを含むことを特徴とする請求項１７に記載の次同期共鳴緩和システム。１９．前記速度トランスデューサが前記配線電流および配線のニュートラル電圧を前記発電装置における直流電流、直交電流、直流電圧および直交電圧をそれぞれ示す直流電流信号、直交電流信号、直流電圧信号および直交電圧信号に変換するための基準フレーム変換装置を含み、さらに、前記速度トランスデューサが前記直流電流信号、直交電流信号、直流電圧信号および直交電圧信号に応じて合成した発電装置速度信号を生じる速度合成装置を含み、前記高位コントローラが合成した発電装置速度信号に応じて前記電圧命令を発生するコンディショナを含むことを特徴とする請求項１７に記載の次同期共鳴緩和システム。２０．前記発電装置速度モニター装置が基本システム周波数において同期回転する基準フレームに基づいて前記発電装置速度を合成することを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。２１．前記システムがさらに送電線を流れる電力のパラメータをモニターする送電線センサーを含み、前記発電装置速度モニター装置が前記送電線電力センサーに応じて発電装置速度を合成するための送電線インピーダンスを決定することを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。２２．前記発電装置速度モニター装置がインピーダンスメモリー装置に記憶した送電線特性に基づいて発電装置速度を合成することを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。２３．前記高位コントローラが前記発電装置速度モニター装置に応じて電圧命令を生じるためのコンディショナを含むことを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。２４．前記コンディショナが前記発電装置速度モニター装置に応じて作動する一次ウオッシュ−アウトステージと、位相補償装置および前記位相補償装置に直列に連結するリミッタとを含むことを特徴とする請求項２３に記載の次同期共鳴緩和システム。２５．前記位相補償装置が前記一次ウオッシュ−アウトステージに連結する一次リード／ラグステージと前記一次リード／ラグステージに連結する複素二次リード／ラグステージとを含むことを特徴とする請求項２４に記載の次同期共鳴緩和システム。２６．前記発電装置速度モニター装置が前記発電装置に対して局所的な位置において前記発電装置速度を測定し、かつ、計測した発電装置速度を前記高位コントローラに送信する遠隔計測発電装置速度センサーから成り、前記高位コントローラが送信された測定した発電装置速度に応じて前記電圧命令を発生するためのコンディショナを含むことを特徴とする請求項１に記載の次同期共鳴緩和システム。２７．送電線を連結するための連結装置であって、点弧命令に応じて送電線に次同期共鳴緩和電流を導入する前記連結装置と、発電装置速度を回転基準フレームに基づいて合成し、前記速度に応じて電圧命令を生じるの高位コントローラと、前記電圧命令に応じて点弧命令を前記連結装置に対して生じる点弧時間コントローラとから成る、発電装置に連結された送電線から前記発電装置に生じる次同期共鳴振動を減衰するための次同期共鳴緩和システム。２８．前記回転基準フレームが送電線の基本周波数において同期的に回転することを特徴とする請求項２７に記載の次同期共鳴緩和システム。２９．前記連結装置が前記発電装置から遠隔する位置において送電線と連結していることを特徴とする請求項２７に記載の次同期共鳴緩和システム。３０．発電装置の速度を決定する段階と、決定された発電装置速度に応じて電圧命令を発生する段階と、前記電圧命令と送電線を流れる電力のモニターされたパラメータとに応じて点弧命令信号を発生する段階と、前記点弧命令に応じて送電線に前記連結装置を介して次同期共鳴緩和電流を導入する段階とから成る、送電線により発電装置に連結する連結装置から前記発電装置に対して生じる次同期共鳴振動を減衰する方法。３１．前記決定段階が前記発電装置速度を前記発電装置に対して局所的な位置において測定し、かつ、測定した発電装置速度を高位コントローラに送信することから成ることを特徴とする請求項３０に記載の次同期共鳴振動を減衰する方法。３２．前記決定段階が前記発電装置速度を回転基準フレームに基づいて合成する段階から成ることを特徴とする請求項３０に記載の次同期共鳴振動を減衰する方法。３３．前記方法がさらに送電線を流れる電力のパラメータをモニターする段階を含み、前記発生段階が前記送電線を流れるモニターされた電力パラメータに応じて点弧命令信号を発生することから成ることを特徴とする請求項３０に記載の次同期共鳴振動を減衰する方法。３４．前記モニター段階が、送電線を流れる配線電流をモニターする段階と、前記送電線のニュートラル電圧に対する配線をモニターする段階とから成ることを特徴とする請求項３３に記載の次同期共鳴振動を減衰する方法。３５．前記発電装置速度を決定する段階が前記モニターされた配線電流と前記モニターされた送電線のニュートラル電圧に対する配線とに応じて遠隔の発電装置速度を合成する段階から成ることを特徴とする請求項３４に記載の次同期共鳴振動を減衰する方法。３６．前記電圧命令を発生する段階が一次および二次遷移機能から成る広帯域遷移機能を用いて合成した発電装置速度信号の位相とゲインとを条件付けする段階から成ることを特徴とする請求項３５に記載の次同期共鳴振動を減衰する方法。３７．前記方法がさらに前記電圧命令を供給するための将来的な点弧時間を予報する段階を含み、前記点弧命令信号を発生する段階が前記電圧命令とモニターされた配線電流とに応じて予報された将来的点弧時間において合成された点弧命令信号を発生することから成ることを特徴とする請求項３０に記載の次同期共鳴振動を減衰する方法。３８．前記電圧命令を発生する段階が、前記モニターした配線電流と前記モニターしたニュートラル電圧に対する配線とを、前記発電装置における直流電流、直交電流、直流電圧および直交電圧をそれぞれ示す直流電流信号、直交電流信号、直流電圧信号および直交電圧信号に変換する段階と、前記直流電流信号、直交電流信号、直流電圧信号および直交電圧信号に応じて合成された発電装置速度信号を発生する段階と、合成された発電装置速度信号を条件付けすることにより前記電圧命令を発生する段階とから成ることを特徴とする請求項３０に記載の次同期共鳴振動を減衰する方法。３９．前記方法が前記連結装置をまたぐ送電線電圧をモニターする段階と、前記電圧から将来的な点弧時間を予報する段階とを含み、合成された点弧命令信号を発生する段階が予報された将来的点弧時間において合成された点弧命令信号を発生する段階から成ることを特徴とする請求項３０に記載の次同期共鳴振動を減衰する方法。４０．発電装置に連結する送電線から前記発電装置において生じる次同期共鳴振動を減衰するための次同期共鳴緩和システムに使用する高位コントローラであって、前記次同期共鳴緩和システムが送電線に直列に配されて点弧命令に応じて前記送電線に次同期共鳴緩和電流を導入する連結装置と、電圧命令に応じて前記点弧命令を前記連結装置に供給する点弧時間コントローラとを含み、発電装置速度モニター装置と、前記発電装置速度モニター装置に応じて前記電圧命令を発生するコンディショナとから成る高位コントローラ。４１．前記発電装置速度モニター装置が、基準フレーム変換装置を含む速度トランスデューサと、前記基準フレーム変換装置と前記コンディショナとの間に直列に連結する速度合成装置とから成ることを特徴とする請求項４０に記載の高位コントローラ。４２．前記発電装置速度モニター装置が、前記発電装置に対して局所的な位置において前記発電装置の速度を測定し、かつ、測定した発電装置速度を前記高位コントローラに送信する遠隔計測発電装置速度センサーから成ることを特徴とする請求項４０に記載の高位コントローラ。４３．前記発電装置速度モニター装置が回転基準フレームに基づいて前記発電装置速度を合成することを特徴とする請求項４０に記載の高位コントローラ。４４．送電線により発電装置に連結されて前記発電装置に生じる次同期共鳴振動を遠隔的に減衰するための次同期共鳴緩和システムにおける連結装置を駆動するバーニア点弧時間コントローラであって、前記連結装置が点弧命令に応じて動作し、送電線センサーが送電線に流れる電力のパラメータをモニターし、高位コントローラが発電装置速度モニター装置を備えて前記モニター装置に応じて電圧命令を生じ、さらに、前記送電線センサーに応じて初期電圧を予報する連結装置プレディクタと、前記初期電圧と前記高位コントローラから受け取った電圧命令とを制限して制限された最終電圧を生じるリミッタと、制限された最終電圧と予報された初期電圧とから予報される予報された点弧角を決定する蓄積装置と、モニターされた配線電流に応じて第１のタイミング信号を発生する合成装置と、前記第１のタイミング信号と予報された点弧角とに応じて前記点弧命令を発生して次同期共鳴緩和電流を前記連結装置を介して送電線に導入する点弧時間コンピュータとから成るバーニア点弧時間コントローラ。