JPH0843525A - 逆フィルタ処理回路 - Google Patents
逆フィルタ処理回路Info
- Publication number
- JPH0843525A JPH0843525A JP6198930A JP19893094A JPH0843525A JP H0843525 A JPH0843525 A JP H0843525A JP 6198930 A JP6198930 A JP 6198930A JP 19893094 A JP19893094 A JP 19893094A JP H0843525 A JPH0843525 A JP H0843525A
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- Japan
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- function
- inverse filter
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 逆フィルタ処理回路の性能を向上させること
を目的とする。 【構成】 採取したデータに対称的なデータを付加して
データ量を２倍にし、かつ演算が面倒な関数であるＨａ
（ｓ）は予め計算してファイルに格納しておくこととし
た。
を目的とする。 【構成】 採取したデータに対称的なデータを付加して
データ量を２倍にし、かつ演算が面倒な関数であるＨａ
（ｓ）は予め計算してファイルに格納しておくこととし
た。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電磁波又は音波（超音
波を含む）のパルス波が物標から反射されて生成される
エコーの距離分解能、方位分解能を向上させるために使
用する逆フィルタ処理回路に関するものであり、レー
ダ、ソナー、水平垂直魚群探知機、医療用診断装置など
に利用されるが、以下、レーダについて説明する。
波を含む）のパルス波が物標から反射されて生成される
エコーの距離分解能、方位分解能を向上させるために使
用する逆フィルタ処理回路に関するものであり、レー
ダ、ソナー、水平垂直魚群探知機、医療用診断装置など
に利用されるが、以下、レーダについて説明する。
【０００２】
【従来の技術】レーダの距離分解能を向上させるため、
ＦＭ変調したパルス波を送信し、受信部では受信したエ
コー信号を周波数に関連して決定される遅延量を与えて
パルス圧縮を行う方法が良く知られており、方位分解能
を向上する方法としては、ＳＡＲと称される技術が知ら
れている。然しながらこれらの方法では、レーダ装置そ
のものの構成を変える必要がある。これに反し、逆フィ
ルタ処理と称される処理方法では、レーダの構成そのも
のの変更は必要なく、受信エコーに対して逆フィルタ処
理を施せば、距離分解能、方位分解能を向上させること
ができる。
ＦＭ変調したパルス波を送信し、受信部では受信したエ
コー信号を周波数に関連して決定される遅延量を与えて
パルス圧縮を行う方法が良く知られており、方位分解能
を向上する方法としては、ＳＡＲと称される技術が知ら
れている。然しながらこれらの方法では、レーダ装置そ
のものの構成を変える必要がある。これに反し、逆フィ
ルタ処理と称される処理方法では、レーダの構成そのも
のの変更は必要なく、受信エコーに対して逆フィルタ処
理を施せば、距離分解能、方位分解能を向上させること
ができる。
【０００３】以下、逆フィルタ処理の原理について簡単
に説明する。エコーに関連する物標の真の分布をｘ
（ｔ）とすると、その分布は位置の関数であるが、レー
ダ波の伝搬速度、又はその指向性の変化速度を基準にし
て、時間ｔの関数として表すことができる。レーダ受信
部出力段（すなわち、逆フィルタ処理回路入力段）のエ
コー信号をｙ（ｔ）とし、ｘ（ｔ）が伝達関数Ｈ（ｓ）
を通過することによってｙ（ｔ）に変化したと仮定する
と、Ｙ（ｓ）＝Ｈ（ｓ）・Ｘ（ｓ）が成立する。ここで
Ｙ（ｓ）はｙ（ｔ）をＦＦＴして得られる周波数関数で
あり、Ｘ（ｓ）はｘ（ｔ）をＦＦＴして得られる周波数
関数である。従って、Ｘ（ｓ）＝Ｙ（ｓ）／Ｈ（ｓ）で
あり、Ｘ（ｓ）をＩＦＦＴしてｘ（ｔ）を得ることがで
きる。
に説明する。エコーに関連する物標の真の分布をｘ
（ｔ）とすると、その分布は位置の関数であるが、レー
ダ波の伝搬速度、又はその指向性の変化速度を基準にし
て、時間ｔの関数として表すことができる。レーダ受信
部出力段（すなわち、逆フィルタ処理回路入力段）のエ
コー信号をｙ（ｔ）とし、ｘ（ｔ）が伝達関数Ｈ（ｓ）
を通過することによってｙ（ｔ）に変化したと仮定する
と、Ｙ（ｓ）＝Ｈ（ｓ）・Ｘ（ｓ）が成立する。ここで
Ｙ（ｓ）はｙ（ｔ）をＦＦＴして得られる周波数関数で
あり、Ｘ（ｓ）はｘ（ｔ）をＦＦＴして得られる周波数
関数である。従って、Ｘ（ｓ）＝Ｙ（ｓ）／Ｈ（ｓ）で
あり、Ｘ（ｓ）をＩＦＦＴしてｘ（ｔ）を得ることがで
きる。
【０００４】ところでＨ（ｓ）は減衰要素の一種である
ため、１／Ｈ（ｓ）は増幅作用を表し、Ｙ（ｓ）／Ｈ
（ｓ）の演算時に、Ｙ（ｓ）の高周波域や雑音スペクト
ルレベルを大きくするため、逆フィルタ処理回路の入力
Ｙ（ｓ）に雑音スペクトルが重畳されている場合、この
フィルタ処理は、重畳された雑音を助長させる作用を持
つ。すなわち、逆フィルタ処理は雑音に弱いので、入力
に雑音が重畳されている場合、雑音助長作用を抑える何
らかの方法が必要になる。この方法には、数種類の方法
が考えられているが、ウィナーの最適化係数を用いてＨ
（ｓ）をＨａ（ｓ）に変換し、Ｈ（ｓ）の代わりにＨａ
（ｓ）を用いることとする。その変換式は、Ｈａ（ｓ）
＝［（１−α）｜Ｈ（ｓ）｜2 ＋α］／Ｈ* （ｓ）であ
り、入力雑音の標準偏差をσとすると、α＝ｋσ（ｋ＝
２〜１０）によりαを決定する。すなわち、Ｘ（ｓ）＝
Ｙ（ｓ）／Ｈａ（ｓ）によりＸ（ｓ）を決定し、Ｘ
（ｓ）をＩＦＦＴしてｘ（ｔ）を算出する。
ため、１／Ｈ（ｓ）は増幅作用を表し、Ｙ（ｓ）／Ｈ
（ｓ）の演算時に、Ｙ（ｓ）の高周波域や雑音スペクト
ルレベルを大きくするため、逆フィルタ処理回路の入力
Ｙ（ｓ）に雑音スペクトルが重畳されている場合、この
フィルタ処理は、重畳された雑音を助長させる作用を持
つ。すなわち、逆フィルタ処理は雑音に弱いので、入力
に雑音が重畳されている場合、雑音助長作用を抑える何
らかの方法が必要になる。この方法には、数種類の方法
が考えられているが、ウィナーの最適化係数を用いてＨ
（ｓ）をＨａ（ｓ）に変換し、Ｈ（ｓ）の代わりにＨａ
（ｓ）を用いることとする。その変換式は、Ｈａ（ｓ）
＝［（１−α）｜Ｈ（ｓ）｜2 ＋α］／Ｈ* （ｓ）であ
り、入力雑音の標準偏差をσとすると、α＝ｋσ（ｋ＝
２〜１０）によりαを決定する。すなわち、Ｘ（ｓ）＝
Ｙ（ｓ）／Ｈａ（ｓ）によりＸ（ｓ）を決定し、Ｘ
（ｓ）をＩＦＦＴしてｘ（ｔ）を算出する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】以上のような逆フィル
タ処理の原理を応用する従来の逆フィルタ処理回路には
以下のような問題点があった。すなわち、ノイズのない
条件でｘ（ｔ）とパルス波形を仮定し、これからコンボ
ルーション演算により（この演算は相互相関計算の実行
によった）ｙ（ｔ）を算出して、そのｙ（ｔ）に対して
（ＦＦＴ，割り算，ＩＦＦＴより構成される）従来の逆
フィルタ処理を行っても、ｘ（ｔ）が完全な左右対象波
形である場合を除いて、この処理によりｘ（ｔ）を再現
することができないという問題があった。然しながら、
逆フィルタ出力としてＩＦＦＴ虚数部からの出力データ
を用いる方法、ＦＦＴ計算点数を増やす等の方法があっ
た。伝達関数Ｈ（ｓ）を正確に推定することができない
ため、Ｙ（ｓ）／Ｈ（ｓ）の演算結果をＩＦＦＴして
も、もとのｘ（ｔ）が得られず、さらに受信エコーに雑
音が重畳されているときは、何らかの雑音減少の対策が
必要になる等の問題点があった。
タ処理の原理を応用する従来の逆フィルタ処理回路には
以下のような問題点があった。すなわち、ノイズのない
条件でｘ（ｔ）とパルス波形を仮定し、これからコンボ
ルーション演算により（この演算は相互相関計算の実行
によった）ｙ（ｔ）を算出して、そのｙ（ｔ）に対して
（ＦＦＴ，割り算，ＩＦＦＴより構成される）従来の逆
フィルタ処理を行っても、ｘ（ｔ）が完全な左右対象波
形である場合を除いて、この処理によりｘ（ｔ）を再現
することができないという問題があった。然しながら、
逆フィルタ出力としてＩＦＦＴ虚数部からの出力データ
を用いる方法、ＦＦＴ計算点数を増やす等の方法があっ
た。伝達関数Ｈ（ｓ）を正確に推定することができない
ため、Ｙ（ｓ）／Ｈ（ｓ）の演算結果をＩＦＦＴして
も、もとのｘ（ｔ）が得られず、さらに受信エコーに雑
音が重畳されているときは、何らかの雑音減少の対策が
必要になる等の問題点があった。
【０００６】本発明はかかる問題点を解決するためにな
されたものであり、処理性能を向上させ上述の問題点を
解決できる逆フィルタ処理回路を提供することを目的と
している。
されたものであり、処理性能を向上させ上述の問題点を
解決できる逆フィルタ処理回路を提供することを目的と
している。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明に係わる逆フィル
タ処理回路は、レーダエコーの距離方向又は方位方向に
均一のサンプリングレートで２n-1 （ｎは設計によって
定める自然数）個の測定データをとり、ＦＦＴ演算の便
宜上これらのデータにサンプリングの順番に０〜（Ｎ／
２−１）（Ｎ＝２n ）の番号を付ける。次にＮ／２番か
らＮ−１番までの仮想データを作成し、（Ｎ／２＋ｍ）
番のデータ（ｍ＝０，１，２，３，・・・・Ｎ／２−
１）としては、（Ｎ／２−ｍ−１）番のデータ、または
そのデータの正負を反転したデータを使用する。このよ
うにして作成した０〜（Ｎ−１）番のデータをＦＦＴ演
算に用いることを特徴とする。
タ処理回路は、レーダエコーの距離方向又は方位方向に
均一のサンプリングレートで２n-1 （ｎは設計によって
定める自然数）個の測定データをとり、ＦＦＴ演算の便
宜上これらのデータにサンプリングの順番に０〜（Ｎ／
２−１）（Ｎ＝２n ）の番号を付ける。次にＮ／２番か
らＮ−１番までの仮想データを作成し、（Ｎ／２＋ｍ）
番のデータ（ｍ＝０，１，２，３，・・・・Ｎ／２−
１）としては、（Ｎ／２−ｍ−１）番のデータ、または
そのデータの正負を反転したデータを使用する。このよ
うにして作成した０〜（Ｎ−１）番のデータをＦＦＴ演
算に用いることを特徴とする。
【０００８】また、レーダのパルス波形の各種、レーダ
アンテナの指向特性の各種を近似する各種の応答関数ｈ
（ｔ）の各種のものに対応し、且つ考えられる各受信信
号に含まれる雑音の標準偏差に対応するＨａ（ｓ）の値
をオフラインで計算し、記憶回路に登録しておいて送信
パルス波形（送信パルス長を含む）輻射系の指向特性、
ＦＦＴ計算に使用するデータ数、雑音の標準偏差値など
を指定すれば、関数Ｈａ（ｓ）が直ちに読み出せるよう
にしておくことを特徴とする。
アンテナの指向特性の各種を近似する各種の応答関数ｈ
（ｔ）の各種のものに対応し、且つ考えられる各受信信
号に含まれる雑音の標準偏差に対応するＨａ（ｓ）の値
をオフラインで計算し、記憶回路に登録しておいて送信
パルス波形（送信パルス長を含む）輻射系の指向特性、
ＦＦＴ計算に使用するデータ数、雑音の標準偏差値など
を指定すれば、関数Ｈａ（ｓ）が直ちに読み出せるよう
にしておくことを特徴とする。
【０００９】
【作用】本発明の逆フィルタ処理回路は以上に述べたよ
うな手段を用いることによって、ＦＦＴ計算に使用する
データ数が少なくても、逆フィルタ処理回路出力側にお
いてｘ（ｔ）が良好に再現できる。また、受信エコーに
雑音が重畳されていても、その雑音の標準偏差を計算す
ることにより、最適な伝達関数Ｈａ（ｓ）を直ちに決定
して使用することができる。またＳ／Ｎを重視するか、
分解能を重視するかの目的に応じて最適な伝達関数Ｈａ
（ｓ）を決定することができ、受信信号を対称化して２
倍にすることによって逆フィルタ出力部のＩＦＦＴ回路
出力端子では、時間軸波形の繰り返し周期が等価的に２
倍になるため、ここでの雑音レベルが局所的に大きくな
るという現象はなくなる。
うな手段を用いることによって、ＦＦＴ計算に使用する
データ数が少なくても、逆フィルタ処理回路出力側にお
いてｘ（ｔ）が良好に再現できる。また、受信エコーに
雑音が重畳されていても、その雑音の標準偏差を計算す
ることにより、最適な伝達関数Ｈａ（ｓ）を直ちに決定
して使用することができる。またＳ／Ｎを重視するか、
分解能を重視するかの目的に応じて最適な伝達関数Ｈａ
（ｓ）を決定することができ、受信信号を対称化して２
倍にすることによって逆フィルタ出力部のＩＦＦＴ回路
出力端子では、時間軸波形の繰り返し周期が等価的に２
倍になるため、ここでの雑音レベルが局所的に大きくな
るという現象はなくなる。
【００１０】
【実施例】以下、図面について本発明の実施例を説明す
る。図１は本発明の一実施例を示すブロック図で、レー
ダ受信信号はデータ採取手段１により所定のサンプリン
グ周期でディジタル信号に変換され、同時に受信信号対
称化回路２によりデータ数を２倍にして対称化した信号
になる。以下、距離分解能を向上させるため、本発明の
回路を使用する場合について説明する。
る。図１は本発明の一実施例を示すブロック図で、レー
ダ受信信号はデータ採取手段１により所定のサンプリン
グ周期でディジタル信号に変換され、同時に受信信号対
称化回路２によりデータ数を２倍にして対称化した信号
になる。以下、距離分解能を向上させるため、本発明の
回路を使用する場合について説明する。
【００１１】図２は、受信信号対称化回路１の動作を説
明する波形図で、（ａ）はデータ採取手段１の出力信号
を示し、均一なサンプリング間隔でディジタルデータに
変換され、サンプリング順にデータ番号を付け、番号０
から番号（Ｎ／２−１）までのＮ／２個のデータをバッ
ファメモリに記憶する。ＦＦＴ演算の便宜上、Ｎ＝２n
（ｎは自然数）とする。このときｍ番目（ｍ＝０，１，
２，３，・・・Ｎ／２−１）のデータの正負を反転した
仮想データを作成して、これを（Ｎ−ｍ−１）番目のデ
ータとする。その結果（ｂ）に示すように左右対称なＮ
個のデータを得る。このＮ個のデータのＦＦＴ演算を行
う。
明する波形図で、（ａ）はデータ採取手段１の出力信号
を示し、均一なサンプリング間隔でディジタルデータに
変換され、サンプリング順にデータ番号を付け、番号０
から番号（Ｎ／２−１）までのＮ／２個のデータをバッ
ファメモリに記憶する。ＦＦＴ演算の便宜上、Ｎ＝２n
（ｎは自然数）とする。このときｍ番目（ｍ＝０，１，
２，３，・・・Ｎ／２−１）のデータの正負を反転した
仮想データを作成して、これを（Ｎ−ｍ−１）番目のデ
ータとする。その結果（ｂ）に示すように左右対称なＮ
個のデータを得る。このＮ個のデータのＦＦＴ演算を行
う。
【００１２】ｍ番目のデータの正負を反転せずに仮想デ
ータを作ると、（ｃ）のようになる。第０番目のサンプ
リング点から第Ｎ番目のサンプリング点を、１周期とす
る基本正弦波と基本余弦波とを参考のため（ｄ），
（ｅ）に示す。これらの波形の比較から明らかなよう
に、受信信号を対称化することによってＦＦＴ演算の結
果得られる余弦高調波成分又は正弦高調波成分を減少さ
せ、ＩＦＦＴ演算の結果得られる実数部または虚数部の
成分を減少し、計算結果の処理を容易にする。
ータを作ると、（ｃ）のようになる。第０番目のサンプ
リング点から第Ｎ番目のサンプリング点を、１周期とす
る基本正弦波と基本余弦波とを参考のため（ｄ），
（ｅ）に示す。これらの波形の比較から明らかなよう
に、受信信号を対称化することによってＦＦＴ演算の結
果得られる余弦高調波成分又は正弦高調波成分を減少さ
せ、ＩＦＦＴ演算の結果得られる実数部または虚数部の
成分を減少し、計算結果の処理を容易にする。
【００１３】以上は、距離分解能を向上させるための受
信信号対称化回路１について説明したが、波形（ａ）の
レーダ受信信号を、同一距離からのエコーをレーダアン
テナの方位を変化して測定した結果の信号であると見れ
ば、これをそのまま方位分解能を向上させるための受信
信号対称化回路と見ることができる。図３はＨａ（ｓ）
記憶回路３に格納するデータを計算する回路の一例を示
すブロック図である。図３の回路は、コンピュータのプ
ログラムによって構成され、オフラインで動作する。伝
達関数Ｈａ（ｓ）としては、距離分解能に影響するもの
と方位分解能に影響するものとの両者があるが、距離分
解能に関するＨａ（ｓ）の計算方法として説明してい
る。各種の送信パルス波形、ＦＦＴ計算に使用するデー
タ数の各数値、雑音の標準偏差値を表す各数値などの各
組み合わせにおける関数Ｈａ（ｓ）の値を、オフライン
で計算してＨａ（ｓ）記憶回路３に記憶させておき、上
記計算時の組み合わせ条件を指定すれば、関数Ｈａ
（ｓ）が直ちに読み出せるようにしておく。
信信号対称化回路１について説明したが、波形（ａ）の
レーダ受信信号を、同一距離からのエコーをレーダアン
テナの方位を変化して測定した結果の信号であると見れ
ば、これをそのまま方位分解能を向上させるための受信
信号対称化回路と見ることができる。図３はＨａ（ｓ）
記憶回路３に格納するデータを計算する回路の一例を示
すブロック図である。図３の回路は、コンピュータのプ
ログラムによって構成され、オフラインで動作する。伝
達関数Ｈａ（ｓ）としては、距離分解能に影響するもの
と方位分解能に影響するものとの両者があるが、距離分
解能に関するＨａ（ｓ）の計算方法として説明してい
る。各種の送信パルス波形、ＦＦＴ計算に使用するデー
タ数の各数値、雑音の標準偏差値を表す各数値などの各
組み合わせにおける関数Ｈａ（ｓ）の値を、オフライン
で計算してＨａ（ｓ）記憶回路３に記憶させておき、上
記計算時の組み合わせ条件を指定すれば、関数Ｈａ
（ｓ）が直ちに読み出せるようにしておく。
【００１４】図４は、この逆フィルタ処理回路を使用す
るシステムを示すブロック図で、レーダ受信部４１の出
力を直接レーダ指示部４４へ送るか、逆フィルタ処理回
路４２で処理した出力を送るかの切換を行うスイッチ回
路４３を備え、スイッチ回路４３は制御信号４５によっ
て制御される。
るシステムを示すブロック図で、レーダ受信部４１の出
力を直接レーダ指示部４４へ送るか、逆フィルタ処理回
路４２で処理した出力を送るかの切換を行うスイッチ回
路４３を備え、スイッチ回路４３は制御信号４５によっ
て制御される。
【００１５】以上は主としてレーダの距離分解能を向上
させるために、逆フィルタ処理回路を使用する例につい
て説明したが、その他のエコー受信装置の距離分解能を
向上させるために使用する場合も同様である。また、方
位分解能を向上させるために逆フィルタ処理回路を使用
する場合には、同一距離で方位角が逐次異なるデータ
を、図２（ａ）に示すように採取して処理すればよい。
させるために、逆フィルタ処理回路を使用する例につい
て説明したが、その他のエコー受信装置の距離分解能を
向上させるために使用する場合も同様である。また、方
位分解能を向上させるために逆フィルタ処理回路を使用
する場合には、同一距離で方位角が逐次異なるデータ
を、図２（ａ）に示すように採取して処理すればよい。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、デ
ータを対称化したので、ＦＦＴ処理やＩＦＦＴ処理が容
易になり、データ採取の労を増加しないでデータ量を２
倍にすることができ、関数Ｈａ（ｓ）を予め計算してお
くので処理時間を短縮することができる。また、逆フィ
ルタ処理回路の試験を簡単に行うことができる等の効果
がある。
ータを対称化したので、ＦＦＴ処理やＩＦＦＴ処理が容
易になり、データ採取の労を増加しないでデータ量を２
倍にすることができ、関数Ｈａ（ｓ）を予め計算してお
くので処理時間を短縮することができる。また、逆フィ
ルタ処理回路の試験を簡単に行うことができる等の効果
がある。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】図１の受信信号対称化回路の動作を説明する波
形図である。
形図である。
【図３】図１の関数ファイルの作成手段を示すブロック
図である。
図である。
【図４】本発明の回路の使用例を示すブロック図であ
る。
る。
１ データ採取手段 ２ 受信信号対称化回路 ３ 関数ファイル ４ ＦＦＴ回路 ５ 割り算回路 ６ ＩＦＦＴ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｇ０１Ｓ 15/96
Claims (4)
- 【請求項１】 電磁波又は音波（超音波を含む）のパル
ス波が物標から反射することで生成されたエコーを、設
計によって定められるサンプリング周期でサンプリング
してディジタル信号に変換し、サンプリング順に第０番
から第（Ｎ／２−１）番（但しｎを自然数とするときＮ
＝２n ）までのＮ／２個のデータを記憶するデータ採取
手段、 このデータ採取手段で記憶したデータの第ｍ番（ｍ＝
０，１，２，３，・・・Ｎ／２−１）と同一データ又は
そのデータの極性を反転したデータを第（Ｎ−ｍ−１）
番のデータとしてデータ数を２倍化し第０番から第（Ｎ
−１）番までのＮ個のデータを生成する受信信号対称化
回路、 この受信信号対称化回路によって対称化されたＮ個のデ
ータをＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓ
ｆｏｒｍ）演算により周波数関数Ｙ（ｓ）に変換する手
段、 上記エコーの生成に関連する物標の反射面の実際の分布
波形が（電磁波又は音波の速度を基準にして位置的分布
波形を時間的分布波形ｘ（ｔ）で表す）上記パルス波の
パルス波形の影響を受けて上記エコーの分布波形に変換
されるが、上記パルス波形の影響を周波数領域の伝達関
数として関数Ｈ（ｓ）で表し、Ｙ（ｓ）＝Ｘ（ｓ）Ｈ
（ｓ）とし（但しＸ（ｓ）はｘ（ｔ）に対応する周波数
関数）、Ｘ（ｓ）＝Ｙ（ｓ）／Ｈ（ｓ）によりＸ（ｓ）
を算出する逆フィルタ演算手段、 周波数関数Ｘ（ｓ）をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａ
ｓｔ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算により
時間の関数ｘ（ｔ）に変換する手段、 を備えた逆フィルタ処理回路。 - 【請求項２】 上記逆フィルタ演算手段は、上記パルス
波形の各種のパルス波形、上記電磁波又は音波の輻射の
指向特性の各種の特性、上記データ採取手段において採
取するデータ数の各種の数値の各組み合わせに対する、
関数Ｈ（ｓ）の値が予め算出されて格納されているＨ
（ｓ）記憶回路を備えたことを特徴とする請求項第１項
記載の逆フィルタ処理回路。 - 【請求項３】 上記逆フィルタ演算手段は、上記エコー
に含まれる雑音の標準偏差をσとするときα＝ｋσ（ｋ
＝２〜１０）によりαを決定し、Ｈａ（ｓ）＝［（１−
α）｜Ｈ（ｓ）｜2 ＋α］／Ｈ* （ｓ）で表される周波
数関数Ｈａ（ｓ）を上記Ｈ（ｓ）の代わりに用いること
を特徴とする請求項第１項記載の逆フィルタ処理回路。 - 【請求項４】 上記逆フィルタ演算手段は、上記パルス
波形の各種のパルス波形、上記電磁波又は音波の輻射の
指向特性の各種の特性、上記αの各種の数値、上記デー
タ採取手段において採取するデータ数の各種の数値の各
組み合わせに対する関数Ｈａ（ｓ）の値が予め算出され
て格納されているＨａ（ｓ）記憶回路を備えることを特
徴とする請求項第３項記載の逆フィルタ処理回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6198930A JPH0843525A (ja) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | 逆フィルタ処理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6198930A JPH0843525A (ja) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | 逆フィルタ処理回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0843525A true JPH0843525A (ja) | 1996-02-16 |
Family
ID=16399339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6198930A Pending JPH0843525A (ja) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | 逆フィルタ処理回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0843525A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08327721A (ja) * | 1995-05-30 | 1996-12-13 | Japan Radio Co Ltd | ディコンボルューション回路 |
| US6259397B1 (en) | 1998-09-30 | 2001-07-10 | National Space Development Agency Of Japan | Radio wave source information display apparatus |
| JP2016014566A (ja) * | 2014-07-01 | 2016-01-28 | 古野電気株式会社 | 信号処理装置、水中探知装置、レーダ装置、信号処理方法、及び信号処理プログラム |
| JP2016014565A (ja) * | 2014-07-01 | 2016-01-28 | 古野電気株式会社 | 信号処理装置、水中探知装置、レーダ装置、信号処理方法、及び信号処理プログラム |
-
1994
- 1994-08-02 JP JP6198930A patent/JPH0843525A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08327721A (ja) * | 1995-05-30 | 1996-12-13 | Japan Radio Co Ltd | ディコンボルューション回路 |
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| JP2016014565A (ja) * | 2014-07-01 | 2016-01-28 | 古野電気株式会社 | 信号処理装置、水中探知装置、レーダ装置、信号処理方法、及び信号処理プログラム |
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