JPH08316749A - 利得可変装置 - Google Patents
利得可変装置Info
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- JPH08316749A JPH08316749A JP7116927A JP11692795A JPH08316749A JP H08316749 A JPH08316749 A JP H08316749A JP 7116927 A JP7116927 A JP 7116927A JP 11692795 A JP11692795 A JP 11692795A JP H08316749 A JPH08316749 A JP H08316749A
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- JP
- Japan
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- gain
- signal
- zero
- digital
- timing
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Fittings On The Vehicle Exterior For Carrying Loads, And Devices For Holding Or Mounting Articles (AREA)
- Stereophonic System (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 利得変更を行う際に異音の発生を低減し、か
つ、確実に利得変更処理を行うと共に、最短の所要時間
で利得変更処理を完了し、その音質劣化が少ないデジタ
ル信号処理による利得可変を行う。 【構成】 ＤＳＰ１０４及び制御部１０９によって、利
得可変の対象となるデジタルオーディオ信号波形が、交
流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミングに同期し
て、利得変更を行い、かつ、乗算処理に対する係数更新
を行うための交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミ
ングの監視処理を行う。ＤＳＰ１０４からのデジタルオ
ーディオ信号をＤ／Ａコンバータ１０５ａ，１０５ｂ及
びＬＰＦ１０６ａ，１０６ｂを通じてアナログオーディ
オ信号に変換して出力する。
つ、確実に利得変更処理を行うと共に、最短の所要時間
で利得変更処理を完了し、その音質劣化が少ないデジタ
ル信号処理による利得可変を行う。 【構成】 ＤＳＰ１０４及び制御部１０９によって、利
得可変の対象となるデジタルオーディオ信号波形が、交
流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミングに同期し
て、利得変更を行い、かつ、乗算処理に対する係数更新
を行うための交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミ
ングの監視処理を行う。ＤＳＰ１０４からのデジタルオ
ーディオ信号をＤ／Ａコンバータ１０５ａ，１０５ｂ及
びＬＰＦ１０６ａ，１０６ｂを通じてアナログオーディ
オ信号に変換して出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、カーオーディオ装置な
どに利用し、デジタル信号処理による利得可変を行う利
得可変装置に関する。
どに利用し、デジタル信号処理による利得可変を行う利
得可変装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来のデジタル信号処理による利
得可変装置の構成を示すブロック図である。図８におい
て、この例にはＣＤプレーヤやテープレコーダでの再生
アナログ信号のカットオフ周波数以下の帯域を抽出する
ＬＰＦ８０１と、このＬＰＦ８０１からのアナログ信号
をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ８０２とが
設けられている。また、Ａ／Ｄコンバータ８０２からの
デジタル信号に対する利得の可変を行うデジタルシグナ
ルプロセッサ（ＤＳＰ）８０３と、このＤＳＰ８０３が
出力するデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
コンバータ８０４と、Ｄ／Ａコンバータ８０４からのア
ナログ信号のノイズ（カットオフ周波数以下の帯域を抽
出）を除去するＬＰＦ８０５とが設けられている。
得可変装置の構成を示すブロック図である。図８におい
て、この例にはＣＤプレーヤやテープレコーダでの再生
アナログ信号のカットオフ周波数以下の帯域を抽出する
ＬＰＦ８０１と、このＬＰＦ８０１からのアナログ信号
をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ８０２とが
設けられている。また、Ａ／Ｄコンバータ８０２からの
デジタル信号に対する利得の可変を行うデジタルシグナ
ルプロセッサ（ＤＳＰ）８０３と、このＤＳＰ８０３が
出力するデジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
コンバータ８０４と、Ｄ／Ａコンバータ８０４からのア
ナログ信号のノイズ（カットオフ周波数以下の帯域を抽
出）を除去するＬＰＦ８０５とが設けられている。
【０００３】以上のように構成された利得可変装置につ
いて、以下にその動作について説明する。
いて、以下にその動作について説明する。
【０００４】ＣＤプレーヤやテープレコーダからのアナ
ログオーディオ信号がＬＰＦ８０１を通じて抽出され、
Ａ／Ｄコンバータ８０２でデジタル信号に変換される。
このデジタル信号がＤＳＰ８０３によって、その利得が
可変が行われる。この利得可変は入力信号に対して０以
上かつ１以下の係数を用いて乗算処理を行っている。す
なわち、乗算処理において入力信号を減衰させ、０倍か
ら１倍（−無限大ｄＢから０ｄＢ）の乗算による利得可
変を行っている。
ログオーディオ信号がＬＰＦ８０１を通じて抽出され、
Ａ／Ｄコンバータ８０２でデジタル信号に変換される。
このデジタル信号がＤＳＰ８０３によって、その利得が
可変が行われる。この利得可変は入力信号に対して０以
上かつ１以下の係数を用いて乗算処理を行っている。す
なわち、乗算処理において入力信号を減衰させ、０倍か
ら１倍（−無限大ｄＢから０ｄＢ）の乗算による利得可
変を行っている。
【０００５】このように上記従来例の利得可変装置では
乗算処理において、入力信号を０倍から１倍で減衰させ
て、その利得可変が行われる。
乗算処理において、入力信号を０倍から１倍で減衰させ
て、その利得可変が行われる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来例
の利得可変装置では、利得を変更する際に利得変更の対
象となる信号（以下、被信号と記載する）の振幅状態に
かかわらずＤＳＰ８０３による乗算処理の係数の変更処
理を行っているため異音が発生する場合がある。図９は
異音の発生状態を説明するための波形図である。図９
（ａ）は被信号に対して利得変更を行った際のデジタル
信号の波形図であり、図９（ｂ）はアンチエリアシング
フィルタ動作によって波形が歪んだ状態を示す波形図で
ある。図９（ａ）において、被信号の振幅が比較的大き
い場合に、−４ｄＢの利得変更を行うと、その波形はデ
ジタル信号上で図示される波形になる。また、デジタル
信号処理上の瞬時のレベル変化は、デジタル／アナログ
変換の際のアンチエリアシングフィルタ動作によって波
形が歪んで異音が発生する。
の利得可変装置では、利得を変更する際に利得変更の対
象となる信号（以下、被信号と記載する）の振幅状態に
かかわらずＤＳＰ８０３による乗算処理の係数の変更処
理を行っているため異音が発生する場合がある。図９は
異音の発生状態を説明するための波形図である。図９
（ａ）は被信号に対して利得変更を行った際のデジタル
信号の波形図であり、図９（ｂ）はアンチエリアシング
フィルタ動作によって波形が歪んだ状態を示す波形図で
ある。図９（ａ）において、被信号の振幅が比較的大き
い場合に、−４ｄＢの利得変更を行うと、その波形はデ
ジタル信号上で図示される波形になる。また、デジタル
信号処理上の瞬時のレベル変化は、デジタル／アナログ
変換の際のアンチエリアシングフィルタ動作によって波
形が歪んで異音が発生する。
【０００７】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、利得変更を行う際に、異音の発生を低減
し、かつ、確実に利得変更処理が出来ると共に、最短の
所要時間で利得変更処理を完了でき、音質劣化が少ない
デジタル信号処理による利得可変が可能になる優れた利
得可変装置の提供を目的とする。
るものであり、利得変更を行う際に、異音の発生を低減
し、かつ、確実に利得変更処理が出来ると共に、最短の
所要時間で利得変更処理を完了でき、音質劣化が少ない
デジタル信号処理による利得可変が可能になる優れた利
得可変装置の提供を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の利得可変装置は、入力デジタルオー
ディオ信号の乗算処理を行うデジタルシグナルプロセッ
サと、デジタルシグナルプロセッサを制御する制御手段
とを備え、デジタルシグナルプロセッサ及び制御手段に
よって、利得可変の対象となるデジタルオーディオ信号
が、交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミングに同
期して利得変更を行い、かつ、乗算処理に対する係数更
新を行うための交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイ
ミングの監視処理を行う構成としている。
に、請求項１記載の利得可変装置は、入力デジタルオー
ディオ信号の乗算処理を行うデジタルシグナルプロセッ
サと、デジタルシグナルプロセッサを制御する制御手段
とを備え、デジタルシグナルプロセッサ及び制御手段に
よって、利得可変の対象となるデジタルオーディオ信号
が、交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミングに同
期して利得変更を行い、かつ、乗算処理に対する係数更
新を行うための交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイ
ミングの監視処理を行う構成としている。
【０００９】請求項２記載の利得可変装置は、前記交流
信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミングの監視処理
で、時間管理処理を行い、一定時間以上振幅ゼロ軸を交
差しない場合に、強制的にデジタルシグナルプロセッサ
での乗算処理の係数変更処理を行う構成としている。
信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミングの監視処理
で、時間管理処理を行い、一定時間以上振幅ゼロ軸を交
差しない場合に、強制的にデジタルシグナルプロセッサ
での乗算処理の係数変更処理を行う構成としている。
【００１０】請求項３記載の利得可変装置は、前記利得
可変の対象となるデジタルオーディオ信号に対する高域
通過フィルタ処理を、デジタルシグナルプロセッサで行
い、再生周波数に対する帯域を制限し、この再生周波数
帯域の下限値に応じて、交流信号的に振幅ゼロ軸を交差
するタイミングの監視処理内での時間管理処理の条件を
設定する構成としている。
可変の対象となるデジタルオーディオ信号に対する高域
通過フィルタ処理を、デジタルシグナルプロセッサで行
い、再生周波数に対する帯域を制限し、この再生周波数
帯域の下限値に応じて、交流信号的に振幅ゼロ軸を交差
するタイミングの監視処理内での時間管理処理の条件を
設定する構成としている。
【００１１】請求項４記載の利得可変装置は、前記デジ
タルシグナルプロセッサから出力されるデジタルオーデ
ィオ信号をアナログオーディオ信号に変換して出力する
Ｄ／Ａコンバータ及びローパスフィルタとを備える構成
としている。
タルシグナルプロセッサから出力されるデジタルオーデ
ィオ信号をアナログオーディオ信号に変換して出力する
Ｄ／Ａコンバータ及びローパスフィルタとを備える構成
としている。
【００１２】
【作用】このような構成により、請求項１，４記載の利
得可変装置は、利得可変の対象となるデジタルオーディ
オ信号が交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミング
に同期して、利得変更を行い、かつ、乗算処理に対する
係数更新を行うための交流信号的に振幅ゼロ軸を交差す
るタイミングの監視処理を行っている。したがって、デ
ジタルオーディオ信号の振幅が小さい程、その変化量が
小さくなり、その結果、ゼロクロス監視処理による同期
処理がない場合に比較して、振幅が十分小さいときに利
得が変更されるため異音の発生を十分小さく出来るよう
になる。
得可変装置は、利得可変の対象となるデジタルオーディ
オ信号が交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミング
に同期して、利得変更を行い、かつ、乗算処理に対する
係数更新を行うための交流信号的に振幅ゼロ軸を交差す
るタイミングの監視処理を行っている。したがって、デ
ジタルオーディオ信号の振幅が小さい程、その変化量が
小さくなり、その結果、ゼロクロス監視処理による同期
処理がない場合に比較して、振幅が十分小さいときに利
得が変更されるため異音の発生を十分小さく出来るよう
になる。
【００１３】請求項２記載の利得可変装置は、時間管理
処理を行い、一定時間以上振幅ゼロ軸を交差しない場合
に、強制的にデジタルシグナルプロセッサでの乗算処理
の係数変更処理を行っている。したがって、直流信号成
分のオフセットによって、交流信号的な振幅ゼロ軸が、
本来のゼロ軸（デジタル信号上のゼロ）との差異が生じ
る場合にも、ある一定時間以上ゼロクロスが検出できな
い場合でも、ゼロクロス監視処理内の時間管理によっ
て、強制的に係数変更を行うため、あらゆる場合にも確
実に利得変更処理が出来るようになる。
処理を行い、一定時間以上振幅ゼロ軸を交差しない場合
に、強制的にデジタルシグナルプロセッサでの乗算処理
の係数変更処理を行っている。したがって、直流信号成
分のオフセットによって、交流信号的な振幅ゼロ軸が、
本来のゼロ軸（デジタル信号上のゼロ）との差異が生じ
る場合にも、ある一定時間以上ゼロクロスが検出できな
い場合でも、ゼロクロス監視処理内の時間管理によっ
て、強制的に係数変更を行うため、あらゆる場合にも確
実に利得変更処理が出来るようになる。
【００１４】請求項２記載の利得可変装置は、再生周波
数に対する帯域制限を行い、この再生周波数帯域の下限
値に応じて、交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミ
ングの監視処理内の時間管理処理の条件を設定してお
り、再生周波数帯域の下限値によって、時間管理処理の
条件となるゼロクロス監視の開始から強制的な係数変更
処理までの時間を変化させることで、最短の所要時間で
利得変更処理が完了するようになる。
数に対する帯域制限を行い、この再生周波数帯域の下限
値に応じて、交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミ
ングの監視処理内の時間管理処理の条件を設定してお
り、再生周波数帯域の下限値によって、時間管理処理の
条件となるゼロクロス監視の開始から強制的な係数変更
処理までの時間を変化させることで、最短の所要時間で
利得変更処理が完了するようになる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の利得可変装置の実施例を図面
を参照して詳細に説明する。
を参照して詳細に説明する。
【００１６】図１は本発明の利得可変装置の実施例にお
ける構成を示すブロック図である。図１において、この
例は、カーオーディオ装置に適用したものであり、ＣＤ
プレーヤなどの音源１０１からのステレオ（Ｌ，Ｒ）ア
ナログオーディオ信号が、それぞれ供給される二組のロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）１０２と、このＬＰＦ１０２
からのＬ，Ｒアナログオーディオ信号をそれぞれデジタ
ル信号化する二組のＡ／Ｄコンバータ１０３と、利得可
変処理を行うＤＳＰ１０４とを有している。また、ＤＳ
Ｐ１０４で利得を可変した２チャネルのＬデジタルオー
ディオ信号を２チャネルのＬアナログオーディオ信号に
変換する二組のＤ／Ａコンバータ１０５ａと、ＤＳＰ１
０４で利得を可変し、２チャネルのＬデジタルオーディ
オ信号を２チャネルのＬアナログオーディオ信号に変換
する二組のＤ／Ａコンバータ１０５ｂを有している。さ
らに、二組のＤ／Ａコンバータ１０５ａからの２チャネ
ルのＬアナログオーディオ信号を抽出するＬＰＦ１０６
ａと、このＬＰＦ１０６ａからの２チャネルのＬアナロ
グオーディオ信号を、それぞれ増幅する増幅器１０７
ａ，１０７ｂと、この増幅器１０７ａ，１０７ｂからの
音声信号を音声出力するスピーカ１０８ａ，１０８ｂと
を有している。また、二組のＤ／Ａコンバータ１０５ｂ
からの２チャネルのＲアナログオーディオ信号を抽出す
るＬＰＦ１０６ｂと、ＬＰＦ１０６ｂからの２チャネル
のＲアナログオーディオ信号をそれぞれ増幅する増幅器
１０７ｃ，１０７ｄと、増幅器１０７ｃ，１０７ｄから
の音声信号を音声出力するスピーカ１０８ｃ，１０８ｄ
とを有している。また、ＤＳＰ１０４を制御するための
制御部１０９と、使用者が操作を行うための利得指示部
１１０とが設けられている。
ける構成を示すブロック図である。図１において、この
例は、カーオーディオ装置に適用したものであり、ＣＤ
プレーヤなどの音源１０１からのステレオ（Ｌ，Ｒ）ア
ナログオーディオ信号が、それぞれ供給される二組のロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）１０２と、このＬＰＦ１０２
からのＬ，Ｒアナログオーディオ信号をそれぞれデジタ
ル信号化する二組のＡ／Ｄコンバータ１０３と、利得可
変処理を行うＤＳＰ１０４とを有している。また、ＤＳ
Ｐ１０４で利得を可変した２チャネルのＬデジタルオー
ディオ信号を２チャネルのＬアナログオーディオ信号に
変換する二組のＤ／Ａコンバータ１０５ａと、ＤＳＰ１
０４で利得を可変し、２チャネルのＬデジタルオーディ
オ信号を２チャネルのＬアナログオーディオ信号に変換
する二組のＤ／Ａコンバータ１０５ｂを有している。さ
らに、二組のＤ／Ａコンバータ１０５ａからの２チャネ
ルのＬアナログオーディオ信号を抽出するＬＰＦ１０６
ａと、このＬＰＦ１０６ａからの２チャネルのＬアナロ
グオーディオ信号を、それぞれ増幅する増幅器１０７
ａ，１０７ｂと、この増幅器１０７ａ，１０７ｂからの
音声信号を音声出力するスピーカ１０８ａ，１０８ｂと
を有している。また、二組のＤ／Ａコンバータ１０５ｂ
からの２チャネルのＲアナログオーディオ信号を抽出す
るＬＰＦ１０６ｂと、ＬＰＦ１０６ｂからの２チャネル
のＲアナログオーディオ信号をそれぞれ増幅する増幅器
１０７ｃ，１０７ｄと、増幅器１０７ｃ，１０７ｄから
の音声信号を音声出力するスピーカ１０８ｃ，１０８ｄ
とを有している。また、ＤＳＰ１０４を制御するための
制御部１０９と、使用者が操作を行うための利得指示部
１１０とが設けられている。
【００１７】ＤＳＰ１０４は、Ａ／Ｄコンバータ１０３
からのＬ，Ｒデジタルオーディオ信号を、それぞれ２チ
ャネルに区分して抽出するための、例えば、カットオフ
周波数２０Ｈｚで帯域制限する高域通過フィルタ（ＨＰ
Ｆ）１１１ａ，１１１ｂと、例えば、カットオフ周波数
２００Ｈｚで帯域制限する高域通過フィルタ（ＨＰＦ）
１１２ａ，１１２ｂとを有している。さらに、ＨＰＦ１
１１ａ，１１１ｂｐ１１２ａ，１１２ｂからそれぞれ出
力される被信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄにおける交流信号的の振
幅ゼロ軸を交差するタイミング（以下、ゼロクロスと記
載する）の監視を行い、ゼロクロス時又はタイムアウト
時に同期して係数変更処理部１１４を制御するゼロクロ
ス監視処理部１１５と、ＨＰＦ１１１ａ，１１１ｂ，１
１２ａ，１１２ｂからの４チャネル（Ｌ，Ｒがそれぞれ
２チャネル）のデジタルオーディオ信号の利得を可変す
る乗算器１１３ａ，１１３ｂ，１１３ｃ，１１３ｄとを
有している。また、使用者が利得指示部１１０を操作し
た利得可変の係数を保持する係数変更処理部１１４とが
設けられている。係数変更処理部１１４は、乗算器１１
３ａ〜１１３ｄの利得可変の係数が制御部１０９を通じ
て転送されて書き替える更新係数格納メモリ１１６ａ，
１１６ｂ，１１６ｃ，１１６ｄを有している。
からのＬ，Ｒデジタルオーディオ信号を、それぞれ２チ
ャネルに区分して抽出するための、例えば、カットオフ
周波数２０Ｈｚで帯域制限する高域通過フィルタ（ＨＰ
Ｆ）１１１ａ，１１１ｂと、例えば、カットオフ周波数
２００Ｈｚで帯域制限する高域通過フィルタ（ＨＰＦ）
１１２ａ，１１２ｂとを有している。さらに、ＨＰＦ１
１１ａ，１１１ｂｐ１１２ａ，１１２ｂからそれぞれ出
力される被信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄにおける交流信号的の振
幅ゼロ軸を交差するタイミング（以下、ゼロクロスと記
載する）の監視を行い、ゼロクロス時又はタイムアウト
時に同期して係数変更処理部１１４を制御するゼロクロ
ス監視処理部１１５と、ＨＰＦ１１１ａ，１１１ｂ，１
１２ａ，１１２ｂからの４チャネル（Ｌ，Ｒがそれぞれ
２チャネル）のデジタルオーディオ信号の利得を可変す
る乗算器１１３ａ，１１３ｂ，１１３ｃ，１１３ｄとを
有している。また、使用者が利得指示部１１０を操作し
た利得可変の係数を保持する係数変更処理部１１４とが
設けられている。係数変更処理部１１４は、乗算器１１
３ａ〜１１３ｄの利得可変の係数が制御部１０９を通じ
て転送されて書き替える更新係数格納メモリ１１６ａ，
１１６ｂ，１１６ｃ，１１６ｄを有している。
【００１８】図２は乗算器１１３ａ〜１１３ｄでの係数
によるデジタルオーディオ信号の利得可変（利得値）状
態を示す図である。図２において、再生信号の利得値
（ｄＢ）はマイナス（−）無限大ｄＢから０ｄＢ（０か
ら１倍）までを可変し、使用者が操作を行うための利得
指示部１１０から、その乗算値係数（０，−２，−４，
−６，−８，−９…−２０…−４０…−無限大）が制御
部１０９を通じて設定される。
によるデジタルオーディオ信号の利得可変（利得値）状
態を示す図である。図２において、再生信号の利得値
（ｄＢ）はマイナス（−）無限大ｄＢから０ｄＢ（０か
ら１倍）までを可変し、使用者が操作を行うための利得
指示部１１０から、その乗算値係数（０，−２，−４，
−６，−８，−９…−２０…−４０…−無限大）が制御
部１０９を通じて設定される。
【００１９】次に、この実施例の動作について説明す
る。使用者が利得指示部１１０を操作して利得制御が行
われる。利得指示部１１０からの利得可変の係数が制御
部１０９で取り込まれ、係数変更処理部１１４の更新係
数格納メモリ１１６ａ〜１１６ｄに転送される。同時に
ゼロクロス監視処理部１１５は、最初に利得を更新する
被信号Ａのゼロクロス監視を行い、このゼロクロス時又
はタイムアウト時に同期して係数変更処理部１１４を制
御する。この制御で乗算器１１３ａに該当する係数を更
新係数格納メモリ１１６ａから転送する。次に、利得を
更新する被信号Ｂのゼロクロス監視を行い、ゼロクロス
時又はタイムアウト時に同期して係数変更処理部１１４
を制御する。この制御で乗算器１１３ｂに該当する係数
が更新係数格納メモリ１１６ｂから転送される。同様に
して被信号Ｃが入力される乗算器１１３ｃに該当する係
数を更新係数格納メモリ１１６ｃから転送し、また、被
信号Ｄが入力される乗算器１１３ｄに該当する係数を更
新係数格納メモリ１１６ｄから転送する。
る。使用者が利得指示部１１０を操作して利得制御が行
われる。利得指示部１１０からの利得可変の係数が制御
部１０９で取り込まれ、係数変更処理部１１４の更新係
数格納メモリ１１６ａ〜１１６ｄに転送される。同時に
ゼロクロス監視処理部１１５は、最初に利得を更新する
被信号Ａのゼロクロス監視を行い、このゼロクロス時又
はタイムアウト時に同期して係数変更処理部１１４を制
御する。この制御で乗算器１１３ａに該当する係数を更
新係数格納メモリ１１６ａから転送する。次に、利得を
更新する被信号Ｂのゼロクロス監視を行い、ゼロクロス
時又はタイムアウト時に同期して係数変更処理部１１４
を制御する。この制御で乗算器１１３ｂに該当する係数
が更新係数格納メモリ１１６ｂから転送される。同様に
して被信号Ｃが入力される乗算器１１３ｃに該当する係
数を更新係数格納メモリ１１６ｃから転送し、また、被
信号Ｄが入力される乗算器１１３ｄに該当する係数を更
新係数格納メモリ１１６ｄから転送する。
【００２０】この動作によって、４チャネル（Ｌ，Ｒが
それぞれ２チャネル）の再生信号の利得可変を行うＤＳ
Ｐ１０４での乗算器１１３ａ〜１１３ｄの係数変更が、
それぞれの被信号Ａ〜Ｄのゼロクロスに同期して行わ
れ、使用者が利得指示部１１０で操作した、その操作に
対応した利得制御が行われる。
それぞれ２チャネル）の再生信号の利得可変を行うＤＳ
Ｐ１０４での乗算器１１３ａ〜１１３ｄの係数変更が、
それぞれの被信号Ａ〜Ｄのゼロクロスに同期して行わ
れ、使用者が利得指示部１１０で操作した、その操作に
対応した利得制御が行われる。
【００２１】次に、ゼロクロス監視処理部１１５の動作
を詳細に説明する。利得変更を行う際に、被信号Ａ〜Ｄ
のゼロクロス時に同期して、利得を決定するＤＳＰ１０
４による演算処理の係数変更処理が行われる。
を詳細に説明する。利得変更を行う際に、被信号Ａ〜Ｄ
のゼロクロス時に同期して、利得を決定するＤＳＰ１０
４による演算処理の係数変更処理が行われる。
【００２２】図３は被信号Ａ〜Ｄを利得制御した場合の
波形を示す図であり、図３（ａ）は被信号Ａ〜Ｄの最大
振幅が「１」の場合であり、図３（ｂ）は被信号Ａ〜Ｄ
の最大振幅が「０．２」の場合である。ゼロクロス時は
デジタル信号処理上の１サンプリング周期（例えば、周
波数４４．１ｋＨｚの場合、約２２．７μｓ）の時間精
度で波形のゼロクロスの監視を行う。この際、矩形波の
ような特殊な場合を除いて一般的な音声、音楽再生時に
は、その振幅が一般的に小さく、また、オーディオ装置
の利得可変は一般的にログ可変であり、図３（ａ）に示
す被信号Ａ〜Ｄの振幅が「１」の場合、−４ｄＢの変化
量は「０．３７」となり、図３（ｂ）に示す被信号Ａ〜
Ｄの振幅が「０．２」の場合、−４ｄＢの変化量は
「０．０７」となる。すなわち、被信号Ａ〜Ｄの振幅が
小さい程、その変化量が小さい。この結果、ゼロクロス
監視処理による同期処理がない場合に比較し、被信号Ａ
〜Ｄの振幅が十分小さいときに利得が変更されるため、
異音の発生を十分小さく出来るようになる。また、被信
号Ａ〜Ｄが直流信号であったり、直流信号成分のオフセ
ットによって、交流信号的な振幅ゼロ軸が、本来のゼロ
軸（デジタル信号上のゼロ）と差異が生じ、ある一定時
間以上ゼロクロスが検出できない場合でも、ゼロクロス
監視処理内の時間管理によって、強制的に係数変更を行
うため、あらゆる場合に確実に利得変更処理が出来るよ
うになる。また、被信号Ａ〜Ｄの再生周波数帯域の下限
値によって、時間管理処理の条件となるゼロクロス監視
の開始から強制的な係数変更処理までの時間（以下、タ
イムアウト時間と記載し、当該タイミングをタイムアウ
トと記載する）を変化させることで、最短の所要時間で
利得変更処理を完了できるようになる。これらから複数
チャネルを連続して利得変更処理する場合でも、最短の
所要時間で利得変更処理を完了できるようになる。
波形を示す図であり、図３（ａ）は被信号Ａ〜Ｄの最大
振幅が「１」の場合であり、図３（ｂ）は被信号Ａ〜Ｄ
の最大振幅が「０．２」の場合である。ゼロクロス時は
デジタル信号処理上の１サンプリング周期（例えば、周
波数４４．１ｋＨｚの場合、約２２．７μｓ）の時間精
度で波形のゼロクロスの監視を行う。この際、矩形波の
ような特殊な場合を除いて一般的な音声、音楽再生時に
は、その振幅が一般的に小さく、また、オーディオ装置
の利得可変は一般的にログ可変であり、図３（ａ）に示
す被信号Ａ〜Ｄの振幅が「１」の場合、−４ｄＢの変化
量は「０．３７」となり、図３（ｂ）に示す被信号Ａ〜
Ｄの振幅が「０．２」の場合、−４ｄＢの変化量は
「０．０７」となる。すなわち、被信号Ａ〜Ｄの振幅が
小さい程、その変化量が小さい。この結果、ゼロクロス
監視処理による同期処理がない場合に比較し、被信号Ａ
〜Ｄの振幅が十分小さいときに利得が変更されるため、
異音の発生を十分小さく出来るようになる。また、被信
号Ａ〜Ｄが直流信号であったり、直流信号成分のオフセ
ットによって、交流信号的な振幅ゼロ軸が、本来のゼロ
軸（デジタル信号上のゼロ）と差異が生じ、ある一定時
間以上ゼロクロスが検出できない場合でも、ゼロクロス
監視処理内の時間管理によって、強制的に係数変更を行
うため、あらゆる場合に確実に利得変更処理が出来るよ
うになる。また、被信号Ａ〜Ｄの再生周波数帯域の下限
値によって、時間管理処理の条件となるゼロクロス監視
の開始から強制的な係数変更処理までの時間（以下、タ
イムアウト時間と記載し、当該タイミングをタイムアウ
トと記載する）を変化させることで、最短の所要時間で
利得変更処理を完了できるようになる。これらから複数
チャネルを連続して利得変更処理する場合でも、最短の
所要時間で利得変更処理を完了できるようになる。
【００２３】図４はゼロクロスの発生状態を示す図であ
り、図４（ａ）は被信号Ａ〜Ｄの下限値が低い周波数の
場合のゼロクロスの発生状態を示し、図４（ｂ）は被信
号Ａ〜Ｄの下限値が高い場合のゼロクロスの発生状態を
示している。例えば、被信号Ａ〜Ｄを正弦波と仮定し、
再生周波数帯域の下限値が２０Ｈｚの場合、２５ｍｓに
１回はゼロクロスが発生し、また、２００Ｈｚの波形は
２．５ｍｓに１回となる。この時間をタイムアウト時間
と設定すれば、あらゆるタイミングで、確実にゼロクロ
スが検出される。また、４チャネル分周の利得変更処理
を、時間的に重複せずに、連続して処理する場合、この
処理が完了するまでの時間は、４チャネルの再生周波数
帯域の下限値が全て２０Ｈｚならば、最大１００ｍｓを
有する。一方、４チャネル内の２チャネルの再生周波数
帯域の下限が２００Ｈｚ、その他の２チャネルが２０Ｈ
ｚならば、最大５５ｍｓ（２．５×２＋２５×２）を有
し、被信号Ａ〜Ｄの再生周波数帯域の下限値を考慮する
ことによって、この下限値を考慮しない場合に比較して
所要時間が短くなる。
り、図４（ａ）は被信号Ａ〜Ｄの下限値が低い周波数の
場合のゼロクロスの発生状態を示し、図４（ｂ）は被信
号Ａ〜Ｄの下限値が高い場合のゼロクロスの発生状態を
示している。例えば、被信号Ａ〜Ｄを正弦波と仮定し、
再生周波数帯域の下限値が２０Ｈｚの場合、２５ｍｓに
１回はゼロクロスが発生し、また、２００Ｈｚの波形は
２．５ｍｓに１回となる。この時間をタイムアウト時間
と設定すれば、あらゆるタイミングで、確実にゼロクロ
スが検出される。また、４チャネル分周の利得変更処理
を、時間的に重複せずに、連続して処理する場合、この
処理が完了するまでの時間は、４チャネルの再生周波数
帯域の下限値が全て２０Ｈｚならば、最大１００ｍｓを
有する。一方、４チャネル内の２チャネルの再生周波数
帯域の下限が２００Ｈｚ、その他の２チャネルが２０Ｈ
ｚならば、最大５５ｍｓ（２．５×２＋２５×２）を有
し、被信号Ａ〜Ｄの再生周波数帯域の下限値を考慮する
ことによって、この下限値を考慮しない場合に比較して
所要時間が短くなる。
【００２４】これらをまとめると被信号Ａ〜Ｄの振幅状
態が、デジタル信号処理上でのゼロクロス時が次式
（１）で判断される。
態が、デジタル信号処理上でのゼロクロス時が次式
（１）で判断される。
【００２５】 １サンプリング前信号の振幅値 ×現サンプリング信号の振幅値≦０ …（１） 図５はゼロクロスの検出状態を示す図である。図５にお
いて、被信号Ａ〜Ｄの波形が振幅ゼロ軸を交差するタイ
ミングを検出している。さらにゼロクロスの監視時間で
あるタイムアウト時間を、再生周波数タイミングの下限
周波数から次式（２）で求める。
いて、被信号Ａ〜Ｄの波形が振幅ゼロ軸を交差するタイ
ミングを検出している。さらにゼロクロスの監視時間で
あるタイムアウト時間を、再生周波数タイミングの下限
周波数から次式（２）で求める。
【００２６】 タイムアウト時間＝１／下限周波数／２ …（２） すなわち、下限周波数の正弦波を仮定した場合のゼロク
ロス間隔と定め、ここでは下限周波数が２０Ｈｚである
被信号Ａ，Ｂに対して２５ｍｓ、下限周波数が２００Ｈ
ｚである被信号Ｃ，Ｄに対して２．５ｍｓとなる。図６
及び図７はＤＳＰ１０４での１サンプリング周期の処理
手順を示すフローチャートである。図４において、使用
者が利得指示部１１０を操作し、利得変更が開始される
と、制御部１０９から更新された四つの係数がＤＳＰ１
０４内の係数変更処理部１１４の更新係数格納メモリ１
１６ａ〜１１６ｄに転送される。同時に制御部１０９は
ゼロクロス監視処理部１１５内の利得変更が開始された
旨を示す利得変更開始フラグを更新係数格納メモリ１１
６ａ〜１１６ｄに設定する（ステップＳ１０）。ゼロク
ロス監視処理部１１５は被信号Ａに対するゼロクロスを
監視する（ルーチンＡ）。被信号Ａに対して式（１）の
判断を全サンプリング周期ごとに行い、ゼロクロスか否
かを監視しながら監視開始から経過時間を測定する（ス
テップＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４）。経過時間が
タイムアウト時間内にゼロクロスが発生し、又は、経過
時間がタイムアウト時間に等しくなって、タイムアウト
と判断された場合（ステップＳ１５）、係数変更処理部
１１４内に設けられた乗算器１１３ａの係数変更を許可
する旨の係数変更許可フラグＡを設定する（ステップＳ
１６）。これによって被信号Ａに対するゼロクロス監視
を完了する。そして、次のサンプリング周期に、被信号
Ｂに対するゼロクロス監視を開始する。以下、被信号Ａ
の場合と同様に被信号Ｃ，Ｄに対するゼロクロス監視を
処理して、全被信号Ａ〜Ｄの係数変更許可フラグを設定
する（ステップＳ１７）。
ロス間隔と定め、ここでは下限周波数が２０Ｈｚである
被信号Ａ，Ｂに対して２５ｍｓ、下限周波数が２００Ｈ
ｚである被信号Ｃ，Ｄに対して２．５ｍｓとなる。図６
及び図７はＤＳＰ１０４での１サンプリング周期の処理
手順を示すフローチャートである。図４において、使用
者が利得指示部１１０を操作し、利得変更が開始される
と、制御部１０９から更新された四つの係数がＤＳＰ１
０４内の係数変更処理部１１４の更新係数格納メモリ１
１６ａ〜１１６ｄに転送される。同時に制御部１０９は
ゼロクロス監視処理部１１５内の利得変更が開始された
旨を示す利得変更開始フラグを更新係数格納メモリ１１
６ａ〜１１６ｄに設定する（ステップＳ１０）。ゼロク
ロス監視処理部１１５は被信号Ａに対するゼロクロスを
監視する（ルーチンＡ）。被信号Ａに対して式（１）の
判断を全サンプリング周期ごとに行い、ゼロクロスか否
かを監視しながら監視開始から経過時間を測定する（ス
テップＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４）。経過時間が
タイムアウト時間内にゼロクロスが発生し、又は、経過
時間がタイムアウト時間に等しくなって、タイムアウト
と判断された場合（ステップＳ１５）、係数変更処理部
１１４内に設けられた乗算器１１３ａの係数変更を許可
する旨の係数変更許可フラグＡを設定する（ステップＳ
１６）。これによって被信号Ａに対するゼロクロス監視
を完了する。そして、次のサンプリング周期に、被信号
Ｂに対するゼロクロス監視を開始する。以下、被信号Ａ
の場合と同様に被信号Ｃ，Ｄに対するゼロクロス監視を
処理して、全被信号Ａ〜Ｄの係数変更許可フラグを設定
する（ステップＳ１７）。
【００２７】次に、係数変更処理部１１４の処理につい
て説明する。この係数変更処理部１１４での処理は、ゼ
ロクロス監視処理部１１５と時間的に並列して、その処
理が実行される。係数変更処理部１１４内の係数変更許
可フラグＡがゼロクロス監視処理部１１５で実行された
場合、予め係数変更処理部１１４内の更新係数格納メモ
リ１１６ａに格納されている乗算器１１３ａの係数を同
サンプリング周期内に、乗算器１１３ａに転送し（ステ
ップＳ１８）、係数変更許可フラグＡを解除し（ステッ
プＳ１９）、被信号Ａの利得更新を完了する。以下、同
様にして、被信号Ｂ，Ｃ，Ｄに対する利得更新を完了す
る（ステップＳ２０，２１，２２，ＳＡ）。全被信号Ａ
〜Ｄの利得更新が完了した場合、利得変更開始フラグを
解除し（ステップＳ２３）、４チャネルの利得変更処理
を終了する（ステップＳ２４）。
て説明する。この係数変更処理部１１４での処理は、ゼ
ロクロス監視処理部１１５と時間的に並列して、その処
理が実行される。係数変更処理部１１４内の係数変更許
可フラグＡがゼロクロス監視処理部１１５で実行された
場合、予め係数変更処理部１１４内の更新係数格納メモ
リ１１６ａに格納されている乗算器１１３ａの係数を同
サンプリング周期内に、乗算器１１３ａに転送し（ステ
ップＳ１８）、係数変更許可フラグＡを解除し（ステッ
プＳ１９）、被信号Ａの利得更新を完了する。以下、同
様にして、被信号Ｂ，Ｃ，Ｄに対する利得更新を完了す
る（ステップＳ２０，２１，２２，ＳＡ）。全被信号Ａ
〜Ｄの利得更新が完了した場合、利得変更開始フラグを
解除し（ステップＳ２３）、４チャネルの利得変更処理
を終了する（ステップＳ２４）。
【００２８】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、請求項
１，４記載の利得可変装置によれば、デジタルオーディ
オ信号の振幅が小さい程、その変化量が小さくなり、そ
の結果、ゼロクロス監視処理による同期処理がない場合
に比較して、振幅が十分小さいときに利得が変更される
ため異音の発生を十分小さく出来るようになるという効
果を有する。
１，４記載の利得可変装置によれば、デジタルオーディ
オ信号の振幅が小さい程、その変化量が小さくなり、そ
の結果、ゼロクロス監視処理による同期処理がない場合
に比較して、振幅が十分小さいときに利得が変更される
ため異音の発生を十分小さく出来るようになるという効
果を有する。
【００２９】請求項２記載の利得可変装置は、一定時間
以上振幅ゼロ軸を交差するタイミングがない場合に、強
制的にデジタルシグナルプロセッサでの乗算処理の係数
変更処理を行っている。すなわち直流信号成分のオフセ
ットによって、交流信号的な振幅ゼロ軸が、本来のゼロ
軸と差異を生じ、ある一定時間以上ゼロクロスが検出で
きない場合でも、ゼロクロス監視処理内の時間管理によ
って、強制的に係数変更を行うため、確実に利得変更処
理が出来るという効果を有する。
以上振幅ゼロ軸を交差するタイミングがない場合に、強
制的にデジタルシグナルプロセッサでの乗算処理の係数
変更処理を行っている。すなわち直流信号成分のオフセ
ットによって、交流信号的な振幅ゼロ軸が、本来のゼロ
軸と差異を生じ、ある一定時間以上ゼロクロスが検出で
きない場合でも、ゼロクロス監視処理内の時間管理によ
って、強制的に係数変更を行うため、確実に利得変更処
理が出来るという効果を有する。
【００３０】請求項３記載の利得可変装置は、再生周波
数帯域の下限値に応じて、時間管理処理の条件となるゼ
ロクロス監視の開始から強制的な係数変更処理までの時
間を変化させており、最短時間で利得変更処理を完了で
きるという効果を有する。
数帯域の下限値に応じて、時間管理処理の条件となるゼ
ロクロス監視の開始から強制的な係数変更処理までの時
間を変化させており、最短時間で利得変更処理を完了で
きるという効果を有する。
【図１】本発明の利得可変装置の実施例における構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図２】同実施例の乗算器での係数によるデジタルオー
ディオ信号の利得可変状態を示す特性図
ディオ信号の利得可変状態を示す特性図
【図３】同実施例の被信号を利得制御した場合の波形を
示す波形図
示す波形図
【図４】同実施例のゼロクロスの発生状態を示す波形図
【図５】同実施例のゼロクロスの検出状態を示すタイミ
ング図
ング図
【図６】同実施例のＤＳＰでの１サンプリング周期の処
理手順を示すフロー図
理手順を示すフロー図
【図７】同実施例のＤＳＰでの１サンプリング周期の処
理手順を示すフロー図
理手順を示すフロー図
【図８】従来のデジタル信号処理による利得可変装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図９】従来例にあって異音の発生状態を説明するため
の波形図
の波形図
１０２，１０６ａ，１０６ｂ ＬＰＦ １０３ Ａ／Ｄコンバータ １０４ ＤＳＰ １０５ａ，１０５ｂ Ｄ／Ａコンバータ １０７ａ〜１０７ｄ 増幅器 １０９ 制御部 １１０ 利得指示部 １１１ａ，１１１ｂ，１１２ａ，１１２ｂ ＨＰＦ １１３ａ〜１１３ｄ 乗算器 １１４ 係数変更処理部 １１５ ゼロクロス監視処理部 １１６ａ〜１１６ｄ 更新係数格納メモリ
Claims (4)
- 【請求項１】 入力デジタルオーディオ信号の乗算処理
を行うデジタルシグナルプロセッサと、前記デジタルシ
グナルプロセッサを制御する制御手段とを備え、前記デ
ジタルシグナルプロセッサ及び制御手段によって、利得
可変の対象となる前記デジタルオーディオ信号が、交流
信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミングに同期して利
得変更を行い、かつ、前記乗算処理に対する係数更新を
行うための交流信号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミン
グの監視処理を行うことを特徴とする利得可変装置。 - 【請求項２】 前記交流信号的に振幅ゼロ軸を交差する
タイミングの監視処理で、時間管理処理を行い、一定時
間以上前記振幅ゼロ軸を交差しない場合に、強制的にデ
ジタルシグナルプロセッサでの乗算処理の係数変更処理
を行うことを特徴とする請求項１記載の利得可変装置。 - 【請求項３】 前記利得可変の対象となるデジタルオー
ディオ信号に対する高域通過フィルタ処理を、デジタル
シグナルプロセッサで行い、再生周波数に対する帯域を
制限し、この再生周波数帯域の下限値に応じて、交流信
号的に振幅ゼロ軸を交差するタイミングの監視処理内で
の時間管理処理の条件を設定することを特徴とする請求
項１記載の利得可変装置。 - 【請求項４】 前記デジタルシグナルプロセッサから出
力されるデジタルオーディオ信号をアナログオーディオ
信号に変換して出力するＤ／Ａコンバータ及びローパス
フィルタとを備えることを特徴とする請求項１記載の利
得可変装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11692795A JP3279123B2 (ja) | 1995-05-16 | 1995-05-16 | 利得可変装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11692795A JP3279123B2 (ja) | 1995-05-16 | 1995-05-16 | 利得可変装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08316749A true JPH08316749A (ja) | 1996-11-29 |
| JP3279123B2 JP3279123B2 (ja) | 2002-04-30 |
Family
ID=14699136
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11692795A Expired - Fee Related JP3279123B2 (ja) | 1995-05-16 | 1995-05-16 | 利得可変装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3279123B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009005128A (ja) * | 2007-06-22 | 2009-01-08 | Sanyo Electric Co Ltd | 電子ボリューム回路 |
-
1995
- 1995-05-16 JP JP11692795A patent/JP3279123B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009005128A (ja) * | 2007-06-22 | 2009-01-08 | Sanyo Electric Co Ltd | 電子ボリューム回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3279123B2 (ja) | 2002-04-30 |
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Legal Events
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