JPH08304488A - デュアルコンデンサの容量値の変化を測定する方法及び装置 - Google Patents
デュアルコンデンサの容量値の変化を測定する方法及び装置Info
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- JPH08304488A JPH08304488A JP8139731A JP13973196A JPH08304488A JP H08304488 A JPH08304488 A JP H08304488A JP 8139731 A JP8139731 A JP 8139731A JP 13973196 A JP13973196 A JP 13973196A JP H08304488 A JPH08304488 A JP H08304488A
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- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 各々独立電極を有し共通電極を共有する第１
および第２コンデンサをそれぞれ表わす容量値Ｃ1 およ
びＣ2 の比であって第１容量値Ｃ1 が第２容量値Ｃ2 に
関して逆関係にある比Ｒを計算するための方法および装
置を提供する。 【解決手段】 共通電極にＡＣ電圧を印加し、二つの独
立電極に第１および第２のＡＣ電流信号をＡＣ信号を発
生させる。デュアルスイッチ付きコンデンサ集積回路と
二つの電流−周波数コンバータで、第１および第２ＡＣ
電流信号を値ｆ1 およびｆ2 を有する第１および第２周
波数信号に変換する。マイクロプロセッサで、この第１
および第２信号を受信して、ｆ1 およびｆ2 からＲを計
算する。本発明によれば、方形波発生器を必要とせず、
かつコンデンサの相互ドリフトや電源のドリフトに感応
しにくいデュアルコンデンサの容量変化測定方法および
装置が得られる。
および第２コンデンサをそれぞれ表わす容量値Ｃ1 およ
びＣ2 の比であって第１容量値Ｃ1 が第２容量値Ｃ2 に
関して逆関係にある比Ｒを計算するための方法および装
置を提供する。 【解決手段】 共通電極にＡＣ電圧を印加し、二つの独
立電極に第１および第２のＡＣ電流信号をＡＣ信号を発
生させる。デュアルスイッチ付きコンデンサ集積回路と
二つの電流−周波数コンバータで、第１および第２ＡＣ
電流信号を値ｆ1 およびｆ2 を有する第１および第２周
波数信号に変換する。マイクロプロセッサで、この第１
および第２信号を受信して、ｆ1 およびｆ2 からＲを計
算する。本発明によれば、方形波発生器を必要とせず、
かつコンデンサの相互ドリフトや電源のドリフトに感応
しにくいデュアルコンデンサの容量変化測定方法および
装置が得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、二つのコンデンサ
の容量値の変化を測定するための回路に関し、特定する
とデュアルコンデンサの容量値の変化を測定するための
回路に関する。
の容量値の変化を測定するための回路に関し、特定する
とデュアルコンデンサの容量値の変化を測定するための
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術において周知のように、デュア
ルコンデンサは、共通電極を共有する二つの個々のコン
デンサより成る。二つのコンデンサは、両者とも固定さ
れてもよいし、一つが固定され他方が可変であってもよ
いし、両者が可変であってもよい。しかし、デュアル可
変形式が最も一般的である。詳しく言うと、デュアル逆
可変コンデンサが、測定分野で使用されるデュアルコン
デンサの最も一般的形式である。デュアルの逆可変コン
デンサは、共通電極を共有する２つのコンデンサより成
り、それらコンデンサが、それらに接触下にある、ある
いは近接下にある物体の運動により、一方のコンデンサ
の容量が増し他方のコンデンサの容量が減ずるように配
置されて成るものである。
ルコンデンサは、共通電極を共有する二つの個々のコン
デンサより成る。二つのコンデンサは、両者とも固定さ
れてもよいし、一つが固定され他方が可変であってもよ
いし、両者が可変であってもよい。しかし、デュアル可
変形式が最も一般的である。詳しく言うと、デュアル逆
可変コンデンサが、測定分野で使用されるデュアルコン
デンサの最も一般的形式である。デュアルの逆可変コン
デンサは、共通電極を共有する２つのコンデンサより成
り、それらコンデンサが、それらに接触下にある、ある
いは近接下にある物体の運動により、一方のコンデンサ
の容量が増し他方のコンデンサの容量が減ずるように配
置されて成るものである。
【０００３】デュアル逆可変コンデンサが取り得る形式
の一つは、差動コンデンサである。差動コンデンサは、
固定の共通電極と、第１の固定独立電極および第２の固
定独立電極との間に可動のロータが挿入されている。こ
こで、共通電極と第１の独立電極は第１のコンデンサを
形成し、共通電極と第２の独立電極は第２のコンデンサ
を形成している。ロータの回転により、共通電極に隣接
する第１独立電極の面積は増し、共通電極に隣接する第
２独立電極の面積は同じ量だけ減ずる。それゆえ、ロー
タが回転するとき、第１コンデンサの容量はある量だけ
増大し、他方第２コンデンサの容量はある量だけ減ず
る。
の一つは、差動コンデンサである。差動コンデンサは、
固定の共通電極と、第１の固定独立電極および第２の固
定独立電極との間に可動のロータが挿入されている。こ
こで、共通電極と第１の独立電極は第１のコンデンサを
形成し、共通電極と第２の独立電極は第２のコンデンサ
を形成している。ロータの回転により、共通電極に隣接
する第１独立電極の面積は増し、共通電極に隣接する第
２独立電極の面積は同じ量だけ減ずる。それゆえ、ロー
タが回転するとき、第１コンデンサの容量はある量だけ
増大し、他方第２コンデンサの容量はある量だけ減ず
る。
【０００４】デュアル逆可変コンデンサが取り得る形式
の他の一つは、Van Seeters に発行された米国特許第5,
283,528 号に開示されている。米国特許第5,283,528 号
においては、デュアル逆可変コンデンサは、第１の固定
独立電極と、第２の固定独立電極と、両固定電極間に挿
入された可動の共通電極より成る。ここで、共通電極と
第１独立電極は第１のコンデンサを形成し、共通電極と
第２の独立電極が第２のコンデンサを形成している。共
通電極が第１独立電極に向かって動くとき、第１コンデ
ンサの容量は減じ、他方第２コンデンサの容量は増す。
しかし、第１コンデンサの容量の減少量は、第２コンデ
ンサの容量の増加量に等しくない。
の他の一つは、Van Seeters に発行された米国特許第5,
283,528 号に開示されている。米国特許第5,283,528 号
においては、デュアル逆可変コンデンサは、第１の固定
独立電極と、第２の固定独立電極と、両固定電極間に挿
入された可動の共通電極より成る。ここで、共通電極と
第１独立電極は第１のコンデンサを形成し、共通電極と
第２の独立電極が第２のコンデンサを形成している。共
通電極が第１独立電極に向かって動くとき、第１コンデ
ンサの容量は減じ、他方第２コンデンサの容量は増す。
しかし、第１コンデンサの容量の減少量は、第２コンデ
ンサの容量の増加量に等しくない。
【０００５】デュアル逆可変コンデンサは、固定点また
は他の物体に関する物体の移動を測定するのに使用され
ることが多い。これは、デュアル逆可変コンデンサは、
汚くなることがある電気的接点を含まないからである。
デュアル逆可変コンデンサは、物体の移動を計算するた
めに容量の変化を使用する測定回路に接続される。従来
技術において、容量ブリッジ回路と減算器および積分器
を包含する回路が、測定回路として使用される。
は他の物体に関する物体の移動を測定するのに使用され
ることが多い。これは、デュアル逆可変コンデンサは、
汚くなることがある電気的接点を含まないからである。
デュアル逆可変コンデンサは、物体の移動を計算するた
めに容量の変化を使用する測定回路に接続される。従来
技術において、容量ブリッジ回路と減算器および積分器
を包含する回路が、測定回路として使用される。
【０００６】Kitaに発行された米国特許第5,197,429 号
においては、容量ブリッジ形態を利用する測定回路が開
示されている。測定回路は、電圧Ｖs を有する電源と、
可変抵抗Ｒ２と直列に接続された固定抵抗Ｒ１および抵
抗Ｒ１およびＲ２に並列に接続された直列接続コンデン
サＣ1 およびＣ2 より成るブリッジ回路と、全波整流器
と、ＤＣ増幅器とより成る。米国特許第5,197,429 号に
おいては、Ｃ1 およびＣ2 の容量の変化は、第１の式、
すなわち
においては、容量ブリッジ形態を利用する測定回路が開
示されている。測定回路は、電圧Ｖs を有する電源と、
可変抵抗Ｒ２と直列に接続された固定抵抗Ｒ１および抵
抗Ｒ１およびＲ２に並列に接続された直列接続コンデン
サＣ1 およびＣ2 より成るブリッジ回路と、全波整流器
と、ＤＣ増幅器とより成る。米国特許第5,197,429 号に
おいては、Ｃ1 およびＣ2 の容量の変化は、第１の式、
すなわち
【数１２】 に従って、ブリッジ回路の出力ｅの変化を生ずる。項Ｃ
1 ＋Ｃ2 は差動コンデンサの性質に起因して一定である
から、第１の式は第２の式、すなわち
1 ＋Ｃ2 は差動コンデンサの性質に起因して一定である
から、第１の式は第２の式、すなわち
【数１３】 に変換できる。
【０００７】Kitaの特許は、第１の式がどのように誘導
されるかを開示していないし、ｅの変化が物体の移動の
値に如何にして変換されるかをも示していない。
されるかを開示していないし、ｅの変化が物体の移動の
値に如何にして変換されるかをも示していない。
【０００８】米国特許第5,283,528 号においては、積分
器および減算器を利用する測定回路が開示されている。
測定回路の第１の具体例は、方形波発生器と、積分器
と、並列接続コンデンサＣ1 およびＣ2 と、二つの電流
増幅器と、Ａ／Ｄコンバータより成る。方形波発生器
は、周期長Ｔの方形波電圧パルス列を発生する。方形波
電圧パルスは、積分器において、ピーク対ピーク値Ｕss
および周期長Ｔを有する三角波電圧パルス列に変換され
る。三角波電圧パルスは、Ｃ1 およびＣ2 の接続された
電極に供給される。周知のように、コンデンサは下記の
関係に従って印加される電圧Ｕi に対して微分要素とし
て働く。すなわち、
器および減算器を利用する測定回路が開示されている。
測定回路の第１の具体例は、方形波発生器と、積分器
と、並列接続コンデンサＣ1 およびＣ2 と、二つの電流
増幅器と、Ａ／Ｄコンバータより成る。方形波発生器
は、周期長Ｔの方形波電圧パルス列を発生する。方形波
電圧パルスは、積分器において、ピーク対ピーク値Ｕss
および周期長Ｔを有する三角波電圧パルス列に変換され
る。三角波電圧パルスは、Ｃ1 およびＣ2 の接続された
電極に供給される。周知のように、コンデンサは下記の
関係に従って印加される電圧Ｕi に対して微分要素とし
て働く。すなわち、
【数１４】
【０００９】したがって、三角波電圧パルスは、Ｃ1 お
よびＣ2 において微分され、方形波電流パルス列I1(t)
およびI2(t) をそれぞれ生ずる。I1(t) およびI2(t)
は、電流増幅器において増幅された方形波電圧パルス列
U1(t) およびU2(t) に変換される。コンバータは、U
1(t) およびU2(t) を受け入れる。第１の信号周期中、
Ａ／Ｄコンバータ手段は、信号周期の半分の間隔(T/2)
にてU1(t) の二つのディジタル振幅値を決定する。しか
して、このディジタル振幅値はUs1 およびUs2 で指示さ
れる。第２の信号周期中、Ａ／Ｄコンバータは、信号周
期の半分(T/2) の間隔にてU2(t) の二つのディジタル振
幅値を決定する。しかして、この振幅値はUs3およびUs4
で指示される。既知の関係、すなわち、
よびＣ2 において微分され、方形波電流パルス列I1(t)
およびI2(t) をそれぞれ生ずる。I1(t) およびI2(t)
は、電流増幅器において増幅された方形波電圧パルス列
U1(t) およびU2(t) に変換される。コンバータは、U
1(t) およびU2(t) を受け入れる。第１の信号周期中、
Ａ／Ｄコンバータ手段は、信号周期の半分の間隔(T/2)
にてU1(t) の二つのディジタル振幅値を決定する。しか
して、このディジタル振幅値はUs1 およびUs2 で指示さ
れる。第２の信号周期中、Ａ／Ｄコンバータは、信号周
期の半分(T/2) の間隔にてU2(t) の二つのディジタル振
幅値を決定する。しかして、この振幅値はUs3およびUs4
で指示される。既知の関係、すなわち、
【数１５】 を使うと、次の結果となる。すなわち、
【数１６】
【数１７】
【数１８】
【数１９】
【００１０】適当な置換をなすと下記の関係が得られ
る。すなわち、
る。すなわち、
【数２０】
【００１１】Van Seeters の特許においては、既知の静
電法則を使って、値(Us1-Us2) および(Us3-Us4) は物体
の移動の測定値に変換される。
電法則を使って、値(Us1-Us2) および(Us3-Us4) は物体
の移動の測定値に変換される。
【００１２】Van Seeters の特許は、一つのＡ／Ｄコン
バータの代わりに二つのＡ／Ｄコンバータが使用される
測定回路の第２の具体例を開示している。一つのＡ／Ｄ
コンバータが、電流増幅器の一方の後ろの測定回路の一
つの腕に配置され、他のＡ／Ｄコンバータが、他方の電
流増幅器の後ろの測定回路の他の腕に配置される。二つ
のＡ／Ｄコンバータにより、測定回路は、Us3 およびU
s4 と時間的に並列にUs 1 およびUs2 を決定できる。す
なわち、二組のディジタル振幅値が、２信号周期でなく
１信号周期で決定される。
バータの代わりに二つのＡ／Ｄコンバータが使用される
測定回路の第２の具体例を開示している。一つのＡ／Ｄ
コンバータが、電流増幅器の一方の後ろの測定回路の一
つの腕に配置され、他のＡ／Ｄコンバータが、他方の電
流増幅器の後ろの測定回路の他の腕に配置される。二つ
のＡ／Ｄコンバータにより、測定回路は、Us3 およびU
s4 と時間的に並列にUs 1 およびUs2 を決定できる。す
なわち、二組のディジタル振幅値が、２信号周期でなく
１信号周期で決定される。
【００１３】米国特許第5,197,429 号の測定回路は、温
度およびその他の環境ファクタにより引き起こされるコ
ンデンサの相互ドリフトに感応し易い。これは、測定回
路は、容量の和(C1+C2) が一定であることを仮定してい
るからである。加えて、この特許の測定回路は、ＡＣ源
の電圧Ｖs のドリフトに感応し易い。これは、前に示し
たように出力ｅがＶs の関数であるからである。
度およびその他の環境ファクタにより引き起こされるコ
ンデンサの相互ドリフトに感応し易い。これは、測定回
路は、容量の和(C1+C2) が一定であることを仮定してい
るからである。加えて、この特許の測定回路は、ＡＣ源
の電圧Ｖs のドリフトに感応し易い。これは、前に示し
たように出力ｅがＶs の関数であるからである。
【００１４】米国特許第5,283,528 号の測定回路は、容
量の相互ドリフトに感応しにくい。何故ならば、測定さ
れる特性は容量の比C1/C2 に等しく、これが如何なるド
リフトをも消去するからである。しかしながら、米国特
許第5,283,528 号の第１の具体例は、方形波発生器を必
要とする。方形波電圧パルスは、積分の際、微分できか
つ定められた傾斜を有する三角波電圧パルスを生じなけ
ればならない。加えて、方形波発生器は安定でなければ
ならない。三角波電圧パルス、したがって方形波電圧パ
ルスは、連続する２信号周期にわたり再現性でなければ
ならない。すなわち、パルスは同じ振幅を有さねばなら
ず、それらの対応する半波部分は同じ継続時間を有さね
ばならない。かくして、実際上の目的のため、方形波発
生器４０により発生される方形波電圧パルスは、同一の
振幅と半波長継続時間を有しなければならない。
量の相互ドリフトに感応しにくい。何故ならば、測定さ
れる特性は容量の比C1/C2 に等しく、これが如何なるド
リフトをも消去するからである。しかしながら、米国特
許第5,283,528 号の第１の具体例は、方形波発生器を必
要とする。方形波電圧パルスは、積分の際、微分できか
つ定められた傾斜を有する三角波電圧パルスを生じなけ
ればならない。加えて、方形波発生器は安定でなければ
ならない。三角波電圧パルス、したがって方形波電圧パ
ルスは、連続する２信号周期にわたり再現性でなければ
ならない。すなわち、パルスは同じ振幅を有さねばなら
ず、それらの対応する半波部分は同じ継続時間を有さね
ばならない。かくして、実際上の目的のため、方形波発
生器４０により発生される方形波電圧パルスは、同一の
振幅と半波長継続時間を有しなければならない。
【００１５】米国特許第5,283,528 号の測定回路の第２
の具体例は、三角波電圧パルス、したがって方形波電圧
パルスが同一の振幅または半波長継続時間を有すること
を必要としない。何故ならば、Us1, Us2およびUs3, Us4
は同じ信号周期中に決定されるからである。しかしなが
ら、米国特許第5,283,528 号の第２の具体例は、なお方
形波発生器を必要とする。かくして、米国特許第5,283,
528 号の測定回路の両具体例とも、方形波発生器を必要
とする。
の具体例は、三角波電圧パルス、したがって方形波電圧
パルスが同一の振幅または半波長継続時間を有すること
を必要としない。何故ならば、Us1, Us2およびUs3, Us4
は同じ信号周期中に決定されるからである。しかしなが
ら、米国特許第5,283,528 号の第２の具体例は、なお方
形波発生器を必要とする。かくして、米国特許第5,283,
528 号の測定回路の両具体例とも、方形波発生器を必要
とする。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】上述の目的のため、デ
ュアルコンデンサ内の容量値の変化を測定するための方
法および装置であって、方形は発生器を必要とせず、コ
ンデンサの相互ドリフトとや電圧源のドリフトに不感応
性の方法および装置を提供することが望まれる。本発明
の方法および装置は、この要件を満足するものである。
ュアルコンデンサ内の容量値の変化を測定するための方
法および装置であって、方形は発生器を必要とせず、コ
ンデンサの相互ドリフトとや電圧源のドリフトに不感応
性の方法および装置を提供することが望まれる。本発明
の方法および装置は、この要件を満足するものである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、デュアルコン
デンサの容量値の変化を方形波発生器を必要とせずかつ
コンデンサの相互ドリフトや電圧源のドリフトに感応す
ることなしに測定するという要求を満足する方法および
装置に向けられる。本装置の特徴を有する回路は、それ
ぞれ第１および第２の容量値Ｃ1 およびＣ2 を有する第
１および第２のコンデンサに接続される。第１および第
２のコンデンサは、各々独立の電極を有し、共通の電極
を共有する。回路は、Ｃ2 に対して逆の関係にあるＣ1
を有する比Ｒを計算する。
デンサの容量値の変化を方形波発生器を必要とせずかつ
コンデンサの相互ドリフトや電圧源のドリフトに感応す
ることなしに測定するという要求を満足する方法および
装置に向けられる。本装置の特徴を有する回路は、それ
ぞれ第１および第２の容量値Ｃ1 およびＣ2 を有する第
１および第２のコンデンサに接続される。第１および第
２のコンデンサは、各々独立の電極を有し、共通の電極
を共有する。回路は、Ｃ2 に対して逆の関係にあるＣ1
を有する比Ｒを計算する。
【００１８】回路は、ＡＣ電圧Ｖs を発生するための手
段と、整流手段と、コンバータ手段と計算手段とより成
る。Ｖs は、第１および第２コンデンサの共通電極に供
給され、第１および第２のＡＣ電流信号を、第１および
第２コンデンサの独立の電極に発生せしめる。整流手段
は、第１および第２ＡＣ電流信号をそれぞれ第１および
第２の半波電流信号に変換する。コンバータ手段は、第
１および第２半波電流信号を受信し、それらを周波数値
ｆ1 およびf2を有する第１および第２の周波数信号にそ
れぞれ変換する。計算手段は、ｆ1 およびｆ2 を使用し
てＲを計算する。
段と、整流手段と、コンバータ手段と計算手段とより成
る。Ｖs は、第１および第２コンデンサの共通電極に供
給され、第１および第２のＡＣ電流信号を、第１および
第２コンデンサの独立の電極に発生せしめる。整流手段
は、第１および第２ＡＣ電流信号をそれぞれ第１および
第２の半波電流信号に変換する。コンバータ手段は、第
１および第２半波電流信号を受信し、それらを周波数値
ｆ1 およびf2を有する第１および第２の周波数信号にそ
れぞれ変換する。計算手段は、ｆ1 およびｆ2 を使用し
てＲを計算する。
【００１９】
【発明の実施の形態】本発明の特徴、側面および利点
は、添付の図面を参照して行った以下の図面から明らか
となろう。図１を参照すると、この図には、本発明にし
たがって具体化された測定回路２００を含む変位測定装
置５の代表的図が示されている。変位測定装置５は、ハ
ウジング４０、ブラケット１２、アーマチュア１５、ロ
ッド２０、基部３０、測定回路２００、ＡＣ電源１４０
およびハーフプレートロータ１２０を有する差動コンデ
ンサ１００より成る。差動コンデンサ１００は、ハウジ
ング４０内に固定されている。ロッド２０は、ハーフプ
レートロータ１２０の中心に結合されており、差動コン
デンサ１００の開口とハウジング４０の開口とを貫通し
ている。ブラケット１２は、基部３０とハウジング４０
に結合されており、それにより差動コンデンサ１００
を、ロッド２０を基部３０の開口を通過させアーマチュ
ア１５と連結させるような位置に固定する。ロッド２０
は、図１に垂直なトルクがアーマチュア１５に加わると
きハーフプレートロータ１２０が回転する車軸として働
く。
は、添付の図面を参照して行った以下の図面から明らか
となろう。図１を参照すると、この図には、本発明にし
たがって具体化された測定回路２００を含む変位測定装
置５の代表的図が示されている。変位測定装置５は、ハ
ウジング４０、ブラケット１２、アーマチュア１５、ロ
ッド２０、基部３０、測定回路２００、ＡＣ電源１４０
およびハーフプレートロータ１２０を有する差動コンデ
ンサ１００より成る。差動コンデンサ１００は、ハウジ
ング４０内に固定されている。ロッド２０は、ハーフプ
レートロータ１２０の中心に結合されており、差動コン
デンサ１００の開口とハウジング４０の開口とを貫通し
ている。ブラケット１２は、基部３０とハウジング４０
に結合されており、それにより差動コンデンサ１００
を、ロッド２０を基部３０の開口を通過させアーマチュ
ア１５と連結させるような位置に固定する。ロッド２０
は、図１に垂直なトルクがアーマチュア１５に加わると
きハーフプレートロータ１２０が回転する車軸として働
く。
【００２０】差動コンデンサ１００は、ハーフプレート
ロータ１２０、共通電極１１０、第１独立電極１３２お
よび第２独立電極１３４より成る。共通電極１１０は、
第１および第２独立電極１３２および１３４と並列に装
着されている。共通電極１１０と第１独立電極１３２と
は第１のコンデンサを形成し、共通電極１１０と第２独
立電極１３４とは第２のコンデンサを形成する。ハーフ
プレートロータ１２０は、共通電極１１０と第１および
第２独立電極１３２および１３４との間に回転可能に装
着されている。
ロータ１２０、共通電極１１０、第１独立電極１３２お
よび第２独立電極１３４より成る。共通電極１１０は、
第１および第２独立電極１３２および１３４と並列に装
着されている。共通電極１１０と第１独立電極１３２と
は第１のコンデンサを形成し、共通電極１１０と第２独
立電極１３４とは第２のコンデンサを形成する。ハーフ
プレートロータ１２０は、共通電極１１０と第１および
第２独立電極１３２および１３４との間に回転可能に装
着されている。
【００２１】ＡＣ電源１４０は共通電極に電気的に接続
され、ハーフプレートロータ１２０は回路共通線に接続
される。第１独立電極１３２と第２独立電極１３４は容
量測定回路２００に接続される。図１に垂直な時計方向
トルクがアーマチュア１５に加わると、ハーフプレート
ロータ１２０は時計方向に回転し、共通電極１１０に隣
接する第１独立電極１３２の表面積を増大させ、それに
より第１コンデンサの容量を増大させる。共通電極１１
０に隣接する第２独立電極１３４の表面積は、同量減少
し、それにより第２コンデンサの容量を第１コンデンサ
の容量が増大するのと同量だけ減少させる。二つのコン
デンサの容量は、アーマチュア１５およびハーフプレー
トロータ１２０の角度変位の変化と直線的に変化する。
され、ハーフプレートロータ１２０は回路共通線に接続
される。第１独立電極１３２と第２独立電極１３４は容
量測定回路２００に接続される。図１に垂直な時計方向
トルクがアーマチュア１５に加わると、ハーフプレート
ロータ１２０は時計方向に回転し、共通電極１１０に隣
接する第１独立電極１３２の表面積を増大させ、それに
より第１コンデンサの容量を増大させる。共通電極１１
０に隣接する第２独立電極１３４の表面積は、同量減少
し、それにより第２コンデンサの容量を第１コンデンサ
の容量が増大するのと同量だけ減少させる。二つのコン
デンサの容量は、アーマチュア１５およびハーフプレー
トロータ１２０の角度変位の変化と直線的に変化する。
【００２２】容量の変化が回路に及ぼす影響は、それ自
体周知である下記の関係から決定できる。すなわち、
体周知である下記の関係から決定できる。すなわち、
【数２１】 ここで、Ｉは実効電流、Ｖは実効電圧、Ｒは回路の抵
抗、ＸL は回路の誘導リアクタンス、そしてＸL は回路
の容量リアクタンスである。差動コンデンサ１００およ
び測定回路２００内のＸL およびＲの値はＸC に比して
省略し得るから、上述の関係は下記に変換できる。
抗、ＸL は回路の誘導リアクタンス、そしてＸL は回路
の容量リアクタンスである。差動コンデンサ１００およ
び測定回路２００内のＸL およびＲの値はＸC に比して
省略し得るから、上述の関係は下記に変換できる。
【数２２】 下記の関係、すなわち、
【数２３】 も周知であるから、この関係はさらに下記のように変換
される。すなわち、
される。すなわち、
【数２４】
【００２３】かくして、第１コンデンサの容量Ｃ1 の変
化により、第１独立電極１３２においてＡＣ電流信号の
実効電流に比例的変化が引き起こされ、第２コンデンサ
Ｃ2の容量の変化により、第２独立電極１３４において
ＡＣ電流信号の実効電流に比例的変化が引き起こされ
る。測定回路２００は、実効電流の変化を利用して、ハ
ーフプレートロータ１２０、したがってアーマチュア１
５の角変位を測定する。
化により、第１独立電極１３２においてＡＣ電流信号の
実効電流に比例的変化が引き起こされ、第２コンデンサ
Ｃ2の容量の変化により、第２独立電極１３４において
ＡＣ電流信号の実効電流に比例的変化が引き起こされ
る。測定回路２００は、実効電流の変化を利用して、ハ
ーフプレートロータ１２０、したがってアーマチュア１
５の角変位を測定する。
【００２４】図２を参照すると、この図には、本発明に
従って具体化された測定回路２００の代表的図が示され
ている。測定回路２００は、アナログスイッチング手段
２１０と、第１電流−周波数コンバータ２２０と、第２
電流−周波数コンバータ２２５と、マイクロコントロー
ラ２５０とより成る。本発明において使用されるアナロ
グスイッチング手段２１０は、４極双投スイッチであ
る。さらに詳しく言うと、アナログスイッチング手段２
１０は、Linear Tchnology Corporationにより製造さ
れ、部品番号LTC1043 として商業的に入手し得るモノリ
シック、電荷平衡型、デュアルスイッチ付きコンデンサ
装備積分回路である。アナログスイッチング手段２１０
の基本概略図は、図３に示されている。
従って具体化された測定回路２００の代表的図が示され
ている。測定回路２００は、アナログスイッチング手段
２１０と、第１電流−周波数コンバータ２２０と、第２
電流−周波数コンバータ２２５と、マイクロコントロー
ラ２５０とより成る。本発明において使用されるアナロ
グスイッチング手段２１０は、４極双投スイッチであ
る。さらに詳しく言うと、アナログスイッチング手段２
１０は、Linear Tchnology Corporationにより製造さ
れ、部品番号LTC1043 として商業的に入手し得るモノリ
シック、電荷平衡型、デュアルスイッチ付きコンデンサ
装備積分回路である。アナログスイッチング手段２１０
の基本概略図は、図３に示されている。
【００２５】図３を参照すると、ＡＣ電源１４０からの
ＡＣ信号は、アナログスイッチング手段２１０のピン１
６にもたらされ、外部クロックとして使用され、アナロ
グスイッチング手段２１０の内部発振器（図示せず）を
無効化する。第１独立電極１３２と第２独立電極１３４
は、ピン１１および１２で内部スイッチ２１１および２
１２の一側にそれぞれ接続される。内部スイッチ２１１
および２１２の他側は、ピン８および１４を介して第１
電流−周波数コンバータ２２０および第２電流−周波数
コンバータ２２５にそれぞれ接続される。内部スイッチ
２１１および２１２の開放および閉成は、ＡＣ信号の周
波数により制御され、内部スイッチ２１１および２１２
が半波整流器として働くようになされている。かくし
て、第１独立電極１３２および第２独立電極１３４から
のＡＣ電流信号は、それぞれ第１および第２半波電極信
号としてピン８および１４からアナログスイッチング手
段２１０を出る。
ＡＣ信号は、アナログスイッチング手段２１０のピン１
６にもたらされ、外部クロックとして使用され、アナロ
グスイッチング手段２１０の内部発振器（図示せず）を
無効化する。第１独立電極１３２と第２独立電極１３４
は、ピン１１および１２で内部スイッチ２１１および２
１２の一側にそれぞれ接続される。内部スイッチ２１１
および２１２の他側は、ピン８および１４を介して第１
電流−周波数コンバータ２２０および第２電流−周波数
コンバータ２２５にそれぞれ接続される。内部スイッチ
２１１および２１２の開放および閉成は、ＡＣ信号の周
波数により制御され、内部スイッチ２１１および２１２
が半波整流器として働くようになされている。かくし
て、第１独立電極１３２および第２独立電極１３４から
のＡＣ電流信号は、それぞれ第１および第２半波電極信
号としてピン８および１４からアナログスイッチング手
段２１０を出る。
【００２６】第１半波電極信号の電流Ｉ1 は、Ｃ1 の変
化に比例して３および６μAavgの間で変わる。同様に、
第２半波電極信号の電流Ｉ2 は、Ｃ2 の変化に比例して
３および６μAavgの間で変わる。第１および第２電流−
周波数コンバータ２２０，２２５、それぞれ第１および
第２半波電極信号を、変化する周波数を有する第１およ
び第２電極信号に変換する。本発明の第１および第２電
流−周波数コンバータ２２０，２２５は、I1およびI2の
ような小電流信号を周波数信号に変換するのに理想的に
適合される。小電流の場合、第１および第２電流−周波
数コンバータ２２０，２２５は、その直線性を維持し、
本質的に無限の解像度を与える。
化に比例して３および６μAavgの間で変わる。同様に、
第２半波電極信号の電流Ｉ2 は、Ｃ2 の変化に比例して
３および６μAavgの間で変わる。第１および第２電流−
周波数コンバータ２２０，２２５、それぞれ第１および
第２半波電極信号を、変化する周波数を有する第１およ
び第２電極信号に変換する。本発明の第１および第２電
流−周波数コンバータ２２０，２２５は、I1およびI2の
ような小電流信号を周波数信号に変換するのに理想的に
適合される。小電流の場合、第１および第２電流−周波
数コンバータ２２０，２２５は、その直線性を維持し、
本質的に無限の解像度を与える。
【００２７】図４を参照すると、この図には、第１電流
−周波数コンバータ２２０の基本的概略図が示されてい
る。第１半波電極信号は、0.1 μF のコンデンサ２４５
およびコンパレータ２４０の正入力に結合される。0.1
μF コンデンサ２４５は、第１半波電極信号を濾波し、
コンパレータ２４０の正入力に連続的正向き電圧ランプ
を創出する。コンパレータ２４０に対する正入力がコン
パレータ２４０に対する負向き入力以下であると仮定す
ると（コンパレータ２３０の出力は低電位）、コンパレ
ータ２４０に対する正入力の電圧が傾斜している間、コ
ンパレータ２４０の出力は低電位である。コンパレータ
２４０の出力が低電位であると、インバータ２５０、２
６０は高電位に切り替わり、基準電源VCC からインバー
タ２５０，２６０の供給ピンを介して1500pFのコンデン
サ２７０に電流を流す。1500pFコンデンサ２７０が充電
する電圧は、VCC の電位とトランジスタ２８０の電圧降
下の関数である。
−周波数コンバータ２２０の基本的概略図が示されてい
る。第１半波電極信号は、0.1 μF のコンデンサ２４５
およびコンパレータ２４０の正入力に結合される。0.1
μF コンデンサ２４５は、第１半波電極信号を濾波し、
コンパレータ２４０の正入力に連続的正向き電圧ランプ
を創出する。コンパレータ２４０に対する正入力がコン
パレータ２４０に対する負向き入力以下であると仮定す
ると（コンパレータ２３０の出力は低電位）、コンパレ
ータ２４０に対する正入力の電圧が傾斜している間、コ
ンパレータ２４０の出力は低電位である。コンパレータ
２４０の出力が低電位であると、インバータ２５０、２
６０は高電位に切り替わり、基準電源VCC からインバー
タ２５０，２６０の供給ピンを介して1500pFのコンデン
サ２７０に電流を流す。1500pFコンデンサ２７０が充電
する電圧は、VCC の電位とトランジスタ２８０の電圧降
下の関数である。
【００２８】コンパレータ２４０の正入力におけるラン
プが十分に正に移行すると、コンパレータ２４０の出力
は高電位に移行し、インバータ２５０，２６０は低電位
に切り替わり、1500pFコンデンサ２７０からインバータ
２５０，２６０を介して接地に電流を流す。このため、
電流がコンパレータ２４０の正入力の0.1 μF コンデン
サ２４５からトランジスタ２９０を経て1500pFコンデン
サ２７０に引き込まれる。もしもコンパレータ２４０に
対する負入力が不変のままであると、コンパレータ２４
０の出力はほとんど直ちに低電位に移行するであろう。
しかしながら、コンパレータ２４０の出力が高電位に移
行すると、インバータ２５５も低電位に切り替わり、47
pFコンデンサ２９５を放電させ、コンパレータ２４０の
負入力にフィードバックを与える。フィードバックはコ
ンパレータ２４０の負入力を降下させ、それによりコン
パレータ２４０の出力が低電位に移行するのを遅らせ、
1500pFコンデンサの完全な放電を可能にする。ショット
キーダイオード２９８は、コンパレータ２４０の負入力
がその負の共通モード限界外に駆動されるのを防ぐ。47
pFコンデンサ２９５からのフィードバックが崩壊する
と、コンパレータ２４０は低電位に切り替わり、全サイ
クルが繰り返される。サイクルの周期は、第１半波電極
信号の電流に直接依存する。かくして、第１電流−周波
数コンバータ２２０により出力される第１電極信号の周
波数ｆ1 は、第１半波電極信号の電流Ｉ1 の変化に比例
して変わる。
プが十分に正に移行すると、コンパレータ２４０の出力
は高電位に移行し、インバータ２５０，２６０は低電位
に切り替わり、1500pFコンデンサ２７０からインバータ
２５０，２６０を介して接地に電流を流す。このため、
電流がコンパレータ２４０の正入力の0.1 μF コンデン
サ２４５からトランジスタ２９０を経て1500pFコンデン
サ２７０に引き込まれる。もしもコンパレータ２４０に
対する負入力が不変のままであると、コンパレータ２４
０の出力はほとんど直ちに低電位に移行するであろう。
しかしながら、コンパレータ２４０の出力が高電位に移
行すると、インバータ２５５も低電位に切り替わり、47
pFコンデンサ２９５を放電させ、コンパレータ２４０の
負入力にフィードバックを与える。フィードバックはコ
ンパレータ２４０の負入力を降下させ、それによりコン
パレータ２４０の出力が低電位に移行するのを遅らせ、
1500pFコンデンサの完全な放電を可能にする。ショット
キーダイオード２９８は、コンパレータ２４０の負入力
がその負の共通モード限界外に駆動されるのを防ぐ。47
pFコンデンサ２９５からのフィードバックが崩壊する
と、コンパレータ２４０は低電位に切り替わり、全サイ
クルが繰り返される。サイクルの周期は、第１半波電極
信号の電流に直接依存する。かくして、第１電流−周波
数コンバータ２２０により出力される第１電極信号の周
波数ｆ1 は、第１半波電極信号の電流Ｉ1 の変化に比例
して変わる。
【００２９】第２電流−周波数コンバータ２２５は、構
造および機能上第１電流−周波数コンバータ２２０に同
一である。したがって、第２電流−周波数コンバータ２
２５の概略図は含まれていない。第２電流−周波数コン
バータ２２５は、第２半波電極信号の電流Ｉ2 の変化と
比例して変わる周波数ｆ2 を有する第２電極信号を発生
するように動作する。
造および機能上第１電流−周波数コンバータ２２０に同
一である。したがって、第２電流−周波数コンバータ２
２５の概略図は含まれていない。第２電流−周波数コン
バータ２２５は、第２半波電極信号の電流Ｉ2 の変化と
比例して変わる周波数ｆ2 を有する第２電極信号を発生
するように動作する。
【００３０】図２を再度参照して説明すると、第１およ
び第２電流−周波数コンバータ２２０，２２５からの第
１および第２電極信号は、マイクロコントローラ２５０
の入力に理想的に適合する。何故ならば、これらの信号
は、800 ないし1600Hzの範囲を有する周波数信号である
からである。マイクロコントローラ２５０は、MCU Eク
ロック（図示せず）により駆動される４段階プリスケー
ラー（図示せず）の出力によりクロックされる16ビット
フリーランニングカウンタ（図示せず）を有するモトロ
ーラ製MC68H ８ビットマイクロコントローラである。第
１および第２電極信号は、マイクロコントローラ２５０
内の第１および第２チャンネル（図示せず）により受信
される。第１および第２入力チャンネルは、第１および
第２入力捕捉エッジ検出器（図示せず）によりそれぞれ
監視される。第１および第２入力捕捉エッジ検出器は、
それぞれ第１および第２電極信号の立下りエッジを感知
する。
び第２電流−周波数コンバータ２２０，２２５からの第
１および第２電極信号は、マイクロコントローラ２５０
の入力に理想的に適合する。何故ならば、これらの信号
は、800 ないし1600Hzの範囲を有する周波数信号である
からである。マイクロコントローラ２５０は、MCU Eク
ロック（図示せず）により駆動される４段階プリスケー
ラー（図示せず）の出力によりクロックされる16ビット
フリーランニングカウンタ（図示せず）を有するモトロ
ーラ製MC68H ８ビットマイクロコントローラである。第
１および第２電極信号は、マイクロコントローラ２５０
内の第１および第２チャンネル（図示せず）により受信
される。第１および第２入力チャンネルは、第１および
第２入力捕捉エッジ検出器（図示せず）によりそれぞれ
監視される。第１および第２入力捕捉エッジ検出器は、
それぞれ第１および第２電極信号の立下りエッジを感知
する。
【００３１】第１入力捕捉エッジ検出器が、サンプル周
期中、第１電極信号に最初の立下りエッジを検出する
と、カウンタの開始値が第１入力捕捉レジスタに保持さ
れる。第１入力捕捉エッジ検出器が、サンプル周期中、
第１電極信号に最後の立下りエッジを検出すると、カウ
ンタの終了値が第１入力捕捉レジスタに保持される。開
始カウンタ値が終了カウンタ値から減算され、差がサン
プル周期中検出された立下りエッジの数により分割さ
れ、周波数値ｆ1 を生ずる。
期中、第１電極信号に最初の立下りエッジを検出する
と、カウンタの開始値が第１入力捕捉レジスタに保持さ
れる。第１入力捕捉エッジ検出器が、サンプル周期中、
第１電極信号に最後の立下りエッジを検出すると、カウ
ンタの終了値が第１入力捕捉レジスタに保持される。開
始カウンタ値が終了カウンタ値から減算され、差がサン
プル周期中検出された立下りエッジの数により分割さ
れ、周波数値ｆ1 を生ずる。
【００３２】同様に、第２入力捕捉エッジ検出器が、サ
ンプル周期中第２電極信号に最初の立下りエッジを検出
すると、カウンタの開始値が第２の入力捕捉レジスタに
保持される。第２入力捕捉エッジ検出器が、サンプル周
期中第２電極信号に最後の立下りエッジを検出すると、
カウンタの終了値が第２入力捕捉レジスタに保持され
る。開始カウンタ値は終了カウンタ値から減算され、差
がサンプル周期中検出される立下りエッジの数により分
割され、周波数値ｆ2 を生ずる。立下りエッジの代わり
に第１および第２の電極信号内の立上りエッジを感知す
るようにコード化された入力捕捉エッジ検出器を備える
ことによってｆ1 およびｆ2 に対して同じ値が得られる
ことが理解されよう。
ンプル周期中第２電極信号に最初の立下りエッジを検出
すると、カウンタの開始値が第２の入力捕捉レジスタに
保持される。第２入力捕捉エッジ検出器が、サンプル周
期中第２電極信号に最後の立下りエッジを検出すると、
カウンタの終了値が第２入力捕捉レジスタに保持され
る。開始カウンタ値は終了カウンタ値から減算され、差
がサンプル周期中検出される立下りエッジの数により分
割され、周波数値ｆ2 を生ずる。立下りエッジの代わり
に第１および第２の電極信号内の立上りエッジを感知す
るようにコード化された入力捕捉エッジ検出器を備える
ことによってｆ1 およびｆ2 に対して同じ値が得られる
ことが理解されよう。
【００３３】マイクロプロセッサ２５０のリードオンリ
ーメモリ(ROM) 部分（図示せず）のプログラムが第１お
よび第２入力捕捉レジスタにアクセスし、それにより第
１および第２電極信号の周波数値ｆ1 およびｆ2 を得
る。ROM プログラムは、ｆ1 およびｆ2 を使用して、下
記の関係
ーメモリ(ROM) 部分（図示せず）のプログラムが第１お
よび第２入力捕捉レジスタにアクセスし、それにより第
１および第２電極信号の周波数値ｆ1 およびｆ2 を得
る。ROM プログラムは、ｆ1 およびｆ2 を使用して、下
記の関係
【数２５】 にしたがって、
【数２６】 に等しい比Ｒを計算する。ここで、Ｃ1 およびＣ2 はそ
れぞれｆ1 およびｆ2 に正比例し、ｆ1 およびｆ2 に対
する定数パラメータは比においては消えるから、ＲはＲ
f に等しい。ROM プログラムは、Ｒを使用して、ハーフ
プレートロータ１２０、したがってアーマチュア１５の
角度変位を計算する。ｆ1 およびｆ2 が互いに逆関係に
ある他の比を使用できる、すなわちｆ1 が分子にありｆ
2 が分母にあるか、またはｆ2 が分子にありｆ1 が分母
にある比を使用することも認められよう。
れぞれｆ1 およびｆ2 に正比例し、ｆ1 およびｆ2 に対
する定数パラメータは比においては消えるから、ＲはＲ
f に等しい。ROM プログラムは、Ｒを使用して、ハーフ
プレートロータ１２０、したがってアーマチュア１５の
角度変位を計算する。ｆ1 およびｆ2 が互いに逆関係に
ある他の比を使用できる、すなわちｆ1 が分子にありｆ
2 が分母にあるか、またはｆ2 が分子にありｆ1 が分母
にある比を使用することも認められよう。
【００３４】初較正手続き中、アーマチュア１５（図１
に図示される）はその二つの極端位置に移動される、す
なわち０°変位および90°変位に移動される。ROM プロ
グラムは０°および90°変位にてＲを計算し、それによ
り較正周波数比値Ｒ0 およびＲ90を生ずる。値Ｒ0 およ
びＲ90は、測定回路２００の通常の動作中に使用のた
め、マイクロコントローラ２５０の電気的に消去可能な
プログラマブルリードオンリーメモリ(EEPROM)に格納さ
れる。
に図示される）はその二つの極端位置に移動される、す
なわち０°変位および90°変位に移動される。ROM プロ
グラムは０°および90°変位にてＲを計算し、それによ
り較正周波数比値Ｒ0 およびＲ90を生ずる。値Ｒ0 およ
びＲ90は、測定回路２００の通常の動作中に使用のた
め、マイクロコントローラ２５０の電気的に消去可能な
プログラマブルリードオンリーメモリ(EEPROM)に格納さ
れる。
【００３５】二つのコンパクトディスクの容量は、ハー
フプレートロータ１２０（図１に図示）の角度変位Ａの
変化に関して直線的に変わるから、第１および第２独立
電極１３２，１３４（図１に図示される）に生ずるＡＣ
電流信号の電流、したがってそれから生ずる半波電極信
号は、直線的に変わる。したがって、ｆ1 およびｆ2、
それゆえＲは、Ａに関して直線的に変わる。かくして、
測定回路２００の通常の動作中、ROM プログラムは、下
記の直線的関係、すなわち
フプレートロータ１２０（図１に図示）の角度変位Ａの
変化に関して直線的に変わるから、第１および第２独立
電極１３２，１３４（図１に図示される）に生ずるＡＣ
電流信号の電流、したがってそれから生ずる半波電極信
号は、直線的に変わる。したがって、ｆ1 およびｆ2、
それゆえＲは、Ａに関して直線的に変わる。かくして、
測定回路２００の通常の動作中、ROM プログラムは、下
記の直線的関係、すなわち
【数２７】 にしたがってＡを計算する。
【００３６】測定回路は、比であるＲを使ってＡを計算
するから、ｆ1 およびｆ2 に対する定数パラメータは消
え、Ａを計算するために使用される直線関係に現われな
い。加えて、環境から起こる第１および第２コンデンサ
に生ずることのある相互ドリフトやＡＣ電源１４０の周
波数または振幅に生ずることのあるドリフトは、消去さ
れる。かくして、測定回路２００は、第１および第２コ
ンデンサの相互ドリフトやＡＣ電源１４０のドリフトに
感応することなしに、差動コンデンサ１００の容量値Ｃ
1 およびＣ2 の変化を測定する。測定回路２００は、５
ミリワット以下の電力しか消費せずに上述の動作を遂行
する。このような低電力消費は、固有の安全性の問題を
緩和する。
するから、ｆ1 およびｆ2 に対する定数パラメータは消
え、Ａを計算するために使用される直線関係に現われな
い。加えて、環境から起こる第１および第２コンデンサ
に生ずることのある相互ドリフトやＡＣ電源１４０の周
波数または振幅に生ずることのあるドリフトは、消去さ
れる。かくして、測定回路２００は、第１および第２コ
ンデンサの相互ドリフトやＡＣ電源１４０のドリフトに
感応することなしに、差動コンデンサ１００の容量値Ｃ
1 およびＣ2 の変化を測定する。測定回路２００は、５
ミリワット以下の電力しか消費せずに上述の動作を遂行
する。このような低電力消費は、固有の安全性の問題を
緩和する。
【００３７】本発明の測定回路は一方のコンデンサが固
定で他方のコンデンサが可変であるデュアルコンデンサ
との使用に等しくよく適合している。可変コンデンサの
容量（したがって周波数値）の変化は、必要な変位の測
定値を提供し、他方コンデンサの相互ドリフトやＡＣ電
源内のドリフトとにより惹き起こされることがある固定
コンデンサの容量（したがって対応する周波数値）の変
動は、可変コンデンサの容量（したがって対応する周波
数値）の対応する変動の必要な消去を可能にする。
定で他方のコンデンサが可変であるデュアルコンデンサ
との使用に等しくよく適合している。可変コンデンサの
容量（したがって周波数値）の変化は、必要な変位の測
定値を提供し、他方コンデンサの相互ドリフトやＡＣ電
源内のドリフトとにより惹き起こされることがある固定
コンデンサの容量（したがって対応する周波数値）の変
動は、可変コンデンサの容量（したがって対応する周波
数値）の対応する変動の必要な消去を可能にする。
【００３８】好ましい具体例についての上の記述は、本
発明を開示しつくしたものでなく単なる例示であること
を意図するものである。斯界に精通したものであれば、
本発明の技術思想から逸脱することなく開示の具体例に
ついてのある種の追加、消去または変更をなし得ること
は明らかである。
発明を開示しつくしたものでなく単なる例示であること
を意図するものである。斯界に精通したものであれば、
本発明の技術思想から逸脱することなく開示の具体例に
ついてのある種の追加、消去または変更をなし得ること
は明らかである。
【図１】本発明に従って具体化された測定回路を含む変
位測定装置の概略図である。
位測定装置の概略図である。
【図２】本発明に従って具体化された測定回路の概略図
である。
である。
【図３】本発明に従って具体化された測定回路に使用さ
れるアナログスイッチング手段の基本概略図である。
れるアナログスイッチング手段の基本概略図である。
【図４】本発明に従って具体化された測定回路に使用さ
れる電流−周波数コンバータの基本概略図である。
れる電流−周波数コンバータの基本概略図である。
５ 変位測定装置 １２ ブラケット １５ アーマチュア ２０ ロッド ３０ 基部 ４０ ハウジング １００ 差動コンデンサ １１０ 共通電極 １２０ ハーフプレートロータ １３２ 第１独立電極 １３４ 第２独立電極 １４０ ＡＣ電源 ２００ 測定回路 ２１０ アナログスイッチング手段 ２１１，２１２ 内部スイッチ ２２０ 第１電流−周波数コンバータ ２２５ 第２電流−周波数コンバータ ２５０ マイクロコントローラ
Claims (14)
- 【請求項１】 各々独立の電極を有し一つの共通電極を
共有しており、それぞれ第１および第２の容量値Ｃ1 お
よびＣ2 を有する第１および第２のコンデンサに接続さ
れ、Ｃ1 がＣ2 に対して逆関係にある比Ｒを計算する回
路であって、（ａ）ＡＣ電圧Ｖs を発生し、かつこの電
圧Ｖs を前記第１および第２コンデンサの前記共通電極
に供給して、前記第１および第２コンデンサの前記独立
電極に第１および第２の電流信号をそれぞれ発生する手
段と、（ｂ）前記独立電極に接続されていて、前記第１
および第２ＡＣ電流信号を第１および第２の半波電流信
号にそれぞれ変換するための整流手段と、（ｃ）該整流
手段に接続されていて、前記第１および第２半波電流信
号を周波数値ｆ1 およびｆ2 値をそれぞれ有する第１お
よび第２周波数信号にそれぞれ変換するための手段と、
（ｄ）周波数値ｆ1 およびｆ2 から比Ｒを計算するため
の手段とを備えることを特徴とする回路。 - 【請求項２】 前記比Ｒが 【数１】 に等しく、 前記の比Ｒを計算するための手段が、 【数２】 にしたがって比Ｒを計算する請求項１記載の回路。
- 【請求項３】 前記比Ｒが 【数３】 に等しく、前記のＲを計算するための手段が、 【数４】 にしたがってＲを計算する請求項１記載の回路。
- 【請求項４】 前記比Ｒが 【数５】 に等しく、前記のＲを計算するための手段が、 【数６】 にしたがってＲを計算する請求項１記載の回路。
- 【請求項５】 前記第１および第２コンデンサがデュア
ルの逆可変コンデンサである請求項１記載の回路。 - 【請求項６】 前記第１コンデンサが可変であり、前記
第２コンデンサが固定である請求項１記載の回路。 - 【請求項７】 前記整流手段がデュアルスイッチ付きコ
ンデンサ集積回路より成る請求項１記載の回路。 - 【請求項８】 前記変換手段が二つの電流−周波数コン
バータより成る請求項７記載の回路。 - 【請求項９】 前記デュアル逆可変コンデンサが差動コ
ンデンサである請求項５記載の回路。 - 【請求項１０】 第２の物体に対する第１の物体の変位
であって、最大Ｄma x と最小Ｄmin を有する範囲内にあ
る変位Ｄを測定するための装置であって、（ａ）各々独
立の電極を有し一つの共通電極を共有しており、それぞ
れ容量値Ｃ1 およびＣ2 値を有し前記第１物体および第
２物体に接続された第１および第２コンデンサであっ
て、前記第１物体の変位がＣ1 に比例的変化を生じさせ
るように配置された第１および第２のコンデンサと、
（ｂ）ＡＣ電圧Ｖs を発生し、かつこの電圧Ｖs を前記
第１および第２コンデンサの前記共通電極に供給して、
前記第１および第２コンデンサの前記独立電極に第１お
よび第２の電流信号をそれぞれ発生するための手段と、
（ｃ）前記独立電極に接続されていて、前記第１および
第２ＡＣ電流信号を第１および第２の半波電流信号にそ
れぞれ変換するための整流手段と、（ｄ）この整流手段
に接続されていて、前記第１および第２半波電流信号を
周波数値ｆ1 およびｆ2 値をそれぞれ有する第１および
第２周波数信号にそれぞれ変換するための手段と、
（ｅ）周波数値ｆ1 およびｆ2 からＣ1 がＣ2 に対して
逆関係にある比Ｒを計算するための手段と、（ｆ）前記
第１物体の変位がＤmin であるときＲmin のＲの値を格
納し、前記第１物体の変位がＤmax であるときＲmax の
Ｒの値を格納するための手段と、（ｇ）下式、すなわち 【数７】 に従ってＤを計算するための手段とを備えることを特徴
とする変位測定装置。 - 【請求項１１】 Ｒが 【数８】 に等しく、前記のＲを計算するための手段が、下式すな
わち 【数９】 に従ってＲを計算する請求項１０記載の変位測定装置。 - 【請求項１２】 前記第１および第２コンデンサが、前
記第１物体の変位がＣ2 に負の比例的変化をも生じさせ
るように配置されたデュアル逆可変コンデンサである請
求項１０記載の変位測定装置。 - 【請求項１３】 各々独立電極を有し一つの共通電極を
共有する第１および第２コンデンサの容量値を表わす容
量値Ｃ1 およびＣ2 の比であって、容量値Ｃ1 が容量値
Ｃ2 に関して逆関係にある比Ｒを計算する方法であっ
て、（ａ）ＡＣ電圧Ｖs を発生し、この電圧Ｖs を前記
第１および第２コンデンサの前記共通電極に供給して、
前記第１および第２コンデンサの前記独立電極に第１お
よび第２のＡＣ信号電流をそれぞれ発生し、（ｂ）前記
第１ＡＣ電流信号を第１の半波電流信号に変換し、
（ｃ）前記第２ＡＣ電流信号を第２の半波電流信号に変
換し、（ｄ）前記第１半波電流信号を周波数値ｆ1 を有
する第１の周波数信号に変換し、（ｅ）前記第２半波電
流信号を周波数値ｆ2 を有する第２の周波数信号に変換
し、（ｆ）ｆ1 およびｆ2 からＲを計算する諸段階を含
むことを特徴とする容量値比計算方法。 - 【請求項１４】 Ｒが 【数１０】 に等しく、前記のＲを計算するための手段が、下式、す
なわち 【数１１】 に従ってＲを計算する請求項１３記載の容量値比計算方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US439305 | 1995-05-11 | ||
| US08/439,305 US5594353A (en) | 1995-05-11 | 1995-05-11 | Method and apparatus for measuring the change in capacitance values in dual capacitors |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08304488A true JPH08304488A (ja) | 1996-11-22 |
Family
ID=23744158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8139731A Withdrawn JPH08304488A (ja) | 1995-05-11 | 1996-05-10 | デュアルコンデンサの容量値の変化を測定する方法及び装置 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5594353A (ja) |
| EP (1) | EP0742445A3 (ja) |
| JP (1) | JPH08304488A (ja) |
| KR (1) | KR960042073A (ja) |
| CN (1) | CN1140260A (ja) |
| AU (1) | AU676125B2 (ja) |
| BR (1) | BR9602205A (ja) |
| CA (1) | CA2174900C (ja) |
| NO (1) | NO961858L (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101472001B1 (ko) * | 2012-12-06 | 2014-12-15 | 이성호 | Ac 전원에 연동한 커패시턴스 검출 수단 및 방법 |
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-
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- 1996-04-25 EP EP96302883A patent/EP0742445A3/en not_active Withdrawn
- 1996-05-07 AU AU52127/96A patent/AU676125B2/en not_active Ceased
- 1996-05-08 NO NO961858A patent/NO961858L/no unknown
- 1996-05-09 BR BR9602205A patent/BR9602205A/pt not_active Application Discontinuation
- 1996-05-10 KR KR1019960015323A patent/KR960042073A/ko not_active Application Discontinuation
- 1996-05-10 CN CN96100299A patent/CN1140260A/zh active Pending
- 1996-05-10 JP JP8139731A patent/JPH08304488A/ja not_active Withdrawn
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