JPH05273265A - 周波数測定回路 - Google Patents
周波数測定回路Info
- Publication number
- JPH05273265A JPH05273265A JP7403792A JP7403792A JPH05273265A JP H05273265 A JPH05273265 A JP H05273265A JP 7403792 A JP7403792 A JP 7403792A JP 7403792 A JP7403792 A JP 7403792A JP H05273265 A JPH05273265 A JP H05273265A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output signal
- operational amplifier
- changeover switch
- comparator
- zero
- Prior art date
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は周波数測定回路に関し、その目的
は、外形の大きなコンデンサを用いることなく安定した
周波数測定が行えるゼロクロスコンパレータを用いた周
波数測定回路を提供することにある。 【構成】 反転入力端子に交流信号が加えられる演算増
幅器と、この演算増幅器の出力信号のゼロクロスを検出
する第１，第２のコンパレータと、この第１のコンパレ
ータの出力信号を計数するカウンタと、前記第２のコン
パレータの出力信号に従って切り換え駆動されプラス電
圧またはマイナス電圧を選択的に出力する切換スイッチ
と、この切換スイッチの出力信号を積分する積分器と、
この積分器の出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子
の間に接続されたローパスフィルタとで構成した。
は、外形の大きなコンデンサを用いることなく安定した
周波数測定が行えるゼロクロスコンパレータを用いた周
波数測定回路を提供することにある。 【構成】 反転入力端子に交流信号が加えられる演算増
幅器と、この演算増幅器の出力信号のゼロクロスを検出
する第１，第２のコンパレータと、この第１のコンパレ
ータの出力信号を計数するカウンタと、前記第２のコン
パレータの出力信号に従って切り換え駆動されプラス電
圧またはマイナス電圧を選択的に出力する切換スイッチ
と、この切換スイッチの出力信号を積分する積分器と、
この積分器の出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子
の間に接続されたローパスフィルタとで構成した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は周波数測定回路に関し、
更に詳しくは、電圧，電流，電力等の測定と並行して周
波数が測定できるように構成された交流測定器における
交流のゼロクロス検出で周波数を測定する場合のトリガ
ポイントのオートプリセットに関するものである。
更に詳しくは、電圧，電流，電力等の測定と並行して周
波数が測定できるように構成された交流測定器における
交流のゼロクロス検出で周波数を測定する場合のトリガ
ポイントのオートプリセットに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は電圧，電流，電力等の測定と並行
して周波数が測定できるように構成された従来の交流測
定器の一例を示すブロック図である。図３では、周波数
は交流信号の一方向のゼロクロス検出信号をカウントす
ることにより測定される。Ｔinは測定対象となる交流信
号の入力端子であり、ゼロキャリブレーションモードと
メジャーモードとを切り換える切換スイッチＳＷのメジ
ャー接点Ｍに接続されている。該切換スイッチＳＷのゼ
ロ接点Ｚはアースに接続されている。該切換スイッチＳ
Ｗの出力信号はプリアンプＰＡを介して電圧，電流，電
力等を測定する測定回路ＭＥＡＳに入力されるととも
に、抵抗Ｒ1を介してトリガポイントプリセット回路Ｔ
ＲＩＧを構成する演算増幅器ＯＰ1の反転入力端子に入
力されている。演算増幅器ＯＰ1の反転入力端子と出力
端子は抵抗Ｒ2で接続され、演算増幅器ＯＰ1の非反転入
力端子には可変抵抗ＶＲのブラシが接続され、可変抵抗
ＶＲの一端にはプラス電圧＋Ｖが印加され、可変抵抗Ｖ
Ｒの他端にはマイナス電圧−Ｖが印加されている。測定
回路ＭＥＡＳからは切換スイッチＳＷを選択的にゼロキ
ャリブレーションモードに切り換えるためのＺＥＲＯ
ＣＡＬ制御信号ＺＣが出力され、該ゼロキャリブレーシ
ョンモードでの測定値に基づいて測定回路ＭＥＡＳのア
ナログ回路部分のオフセット電圧の自動補償（オートゼ
ロ）演算が行われる。
して周波数が測定できるように構成された従来の交流測
定器の一例を示すブロック図である。図３では、周波数
は交流信号の一方向のゼロクロス検出信号をカウントす
ることにより測定される。Ｔinは測定対象となる交流信
号の入力端子であり、ゼロキャリブレーションモードと
メジャーモードとを切り換える切換スイッチＳＷのメジ
ャー接点Ｍに接続されている。該切換スイッチＳＷのゼ
ロ接点Ｚはアースに接続されている。該切換スイッチＳ
Ｗの出力信号はプリアンプＰＡを介して電圧，電流，電
力等を測定する測定回路ＭＥＡＳに入力されるととも
に、抵抗Ｒ1を介してトリガポイントプリセット回路Ｔ
ＲＩＧを構成する演算増幅器ＯＰ1の反転入力端子に入
力されている。演算増幅器ＯＰ1の反転入力端子と出力
端子は抵抗Ｒ2で接続され、演算増幅器ＯＰ1の非反転入
力端子には可変抵抗ＶＲのブラシが接続され、可変抵抗
ＶＲの一端にはプラス電圧＋Ｖが印加され、可変抵抗Ｖ
Ｒの他端にはマイナス電圧−Ｖが印加されている。測定
回路ＭＥＡＳからは切換スイッチＳＷを選択的にゼロキ
ャリブレーションモードに切り換えるためのＺＥＲＯ
ＣＡＬ制御信号ＺＣが出力され、該ゼロキャリブレーシ
ョンモードでの測定値に基づいて測定回路ＭＥＡＳのア
ナログ回路部分のオフセット電圧の自動補償（オートゼ
ロ）演算が行われる。
【０００３】トリガポイントプリセット回路ＴＲＩＧの
出力信号はゼロクロスコンパレータＣＭＰに入力され、
このゼロクロスコンパレータＣＭＰから交流入力の周波
数信号が出力される。ゼロクロスコンパレータＣＭＰか
ら出力される周波数信号はカウンタＣＴＲのクロック端
子に入力される。ところで、図４（ａ）のＰ1波形のよ
うに直流（ＤＣ）成分が重畳されたＤＣオフセットを有
する交流も測定可能にするためには、トリガポイントプ
リセット回路ＴＲＩＧの可変抵抗ＶＲによって（ｂ）の
Ｐ2波形のようにＤＣオフセットをキャンセルし、カウ
ンタＣＴＲのトリガポイントが波形のほぼ中央にくるよ
うにすればよい。
出力信号はゼロクロスコンパレータＣＭＰに入力され、
このゼロクロスコンパレータＣＭＰから交流入力の周波
数信号が出力される。ゼロクロスコンパレータＣＭＰか
ら出力される周波数信号はカウンタＣＴＲのクロック端
子に入力される。ところで、図４（ａ）のＰ1波形のよ
うに直流（ＤＣ）成分が重畳されたＤＣオフセットを有
する交流も測定可能にするためには、トリガポイントプ
リセット回路ＴＲＩＧの可変抵抗ＶＲによって（ｂ）の
Ｐ2波形のようにＤＣオフセットをキャンセルし、カウ
ンタＣＴＲのトリガポイントが波形のほぼ中央にくるよ
うにすればよい。
【０００４】ところが、図３のような可変抵抗ＶＲによ
るトリガポイントの調整では、ＤＣオフセット成分が変
化する都度再調整しなければならない。そこで、このよ
うな調整の煩雑さを解決するために、図５のようにトリ
ガポイントプリセット回路ＴＲＩＧの代わりにハイパス
フィルタＨＰＦを接続してＤＣ成分を除去することが考
えられる。
るトリガポイントの調整では、ＤＣオフセット成分が変
化する都度再調整しなければならない。そこで、このよ
うな調整の煩雑さを解決するために、図５のようにトリ
ガポイントプリセット回路ＴＲＩＧの代わりにハイパス
フィルタＨＰＦを接続してＤＣ成分を除去することが考
えられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような構
成の回路には次のような問題点がある。 低周波数から測定可能とするためにはコンデンサの容
量を大きくする必要があるが、高周波特性が優れた大容
量のものは物理的制約が大きい。例えば、ＤＣ成分の除
去率を２６ｄＢ以上とすると、１次のハイパスフィルタ
で１２ｄＢ／ＤＥＣであることから、２６ｄＢ点を図６
のように１０ｍＨｚ（ミリＨｚ）とするならｆcは２０
ｍＨｚになる。そして、例えばＲ＝１００ｋΩとする
と、ｆc＝１／２πＲＣよりＣは８０μＦと大きい値が
必要になる。このような容量で高周波特性の優れたコン
デンサは外形が大きくなり、実用的でない。
成の回路には次のような問題点がある。 低周波数から測定可能とするためにはコンデンサの容
量を大きくする必要があるが、高周波特性が優れた大容
量のものは物理的制約が大きい。例えば、ＤＣ成分の除
去率を２６ｄＢ以上とすると、１次のハイパスフィルタ
で１２ｄＢ／ＤＥＣであることから、２６ｄＢ点を図６
のように１０ｍＨｚ（ミリＨｚ）とするならｆcは２０
ｍＨｚになる。そして、例えばＲ＝１００ｋΩとする
と、ｆc＝１／２πＲＣよりＣは８０μＦと大きい値が
必要になる。このような容量で高周波特性の優れたコン
デンサは外形が大きくなり、実用的でない。
【０００６】電圧，電流，電力等を測定する測定回路
ＭＥＡＳのアナログ部のオフセット電圧を自動補償する
目的で周期的に切換スイッチＳＷによりゼロキャリブレ
ーションモードとメジャーモードとを切り換える場合に
は、Ｐ2波形は図７（ｂ）のようになればよいが、実際
にはで説明したようなＲ・Ｃの値になって時定数が大
きくなるので、ゼロキャリブレーションモードからメジ
ャーモードに切り換える場合に過渡応答による微分パル
スが発生して周期変化が生じ、図７（ｃ）のようにな
る。この結果、入力周波数は一定であっても、ゼロキャ
リブレーションを行う度に周波数の測定値が変化してし
まう。
ＭＥＡＳのアナログ部のオフセット電圧を自動補償する
目的で周期的に切換スイッチＳＷによりゼロキャリブレ
ーションモードとメジャーモードとを切り換える場合に
は、Ｐ2波形は図７（ｂ）のようになればよいが、実際
にはで説明したようなＲ・Ｃの値になって時定数が大
きくなるので、ゼロキャリブレーションモードからメジ
ャーモードに切り換える場合に過渡応答による微分パル
スが発生して周期変化が生じ、図７（ｃ）のようにな
る。この結果、入力周波数は一定であっても、ゼロキャ
リブレーションを行う度に周波数の測定値が変化してし
まう。
【０００７】本発明はこのような問題点に鑑みてなされ
たものであり、その目的は、外形の大きなコンデンサを
用いることなく安定した周波数測定が行えるゼロクロス
コンパレータを用いた周波数測定回路を提供することに
ある。
たものであり、その目的は、外形の大きなコンデンサを
用いることなく安定した周波数測定が行えるゼロクロス
コンパレータを用いた周波数測定回路を提供することに
ある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明に係る周波数測定
回路は、反転入力端子に交流信号が加えられる演算増幅
器と、この演算増幅器の出力信号のゼロクロスを検出す
る第１，第２のコンパレータと、この第１のコンパレー
タの出力信号を計数するカウンタと、前記第２のコンパ
レータの出力信号に従って切り換え駆動されプラス電圧
またはマイナス電圧を選択的に出力する切換スイッチ
と、この切換スイッチの出力信号を積分する積分器と、
この積分器の出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子
の間に接続されたローパスフィルタ、とで構成されたこ
とを特徴とするものである。
回路は、反転入力端子に交流信号が加えられる演算増幅
器と、この演算増幅器の出力信号のゼロクロスを検出す
る第１，第２のコンパレータと、この第１のコンパレー
タの出力信号を計数するカウンタと、前記第２のコンパ
レータの出力信号に従って切り換え駆動されプラス電圧
またはマイナス電圧を選択的に出力する切換スイッチ
と、この切換スイッチの出力信号を積分する積分器と、
この積分器の出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子
の間に接続されたローパスフィルタ、とで構成されたこ
とを特徴とするものである。
【０００９】
【作用】第２のコンパレータと切換スイッチと積分器と
ローパスフィルタにより、直流オフセット検出回路が構
成され、演算増幅器は直流オフセット減算回路として機
能する。そして、積分器により、演算増幅器の出力信号
の周期が５０：５０になるように制御される。
ローパスフィルタにより、直流オフセット検出回路が構
成され、演算増幅器は直流オフセット減算回路として機
能する。そして、積分器により、演算増幅器の出力信号
の周期が５０：５０になるように制御される。
【００１０】これにより、交流信号に重畳されている直
流オフセット成分は自動的にキャンセルされ、安定した
周波数測定が行える。
流オフセット成分は自動的にキャンセルされ、安定した
周波数測定が行える。
【００１１】
【実施例】以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳
細に説明する。図１は本発明に基づく周波数測定回路の
一実施例を示す回路図であり、図３と同一部分には同一
符号を付けている。図において、演算増幅器ＯＰ2の反
転入力端子には抵抗Ｒ3を介してプリアンプＰＡの出力
信号が加えられるとともに抵抗Ｒ4を介してその出力端
子が接続され、演算増幅器ＯＰ2の非反転入力端子はア
ースに接続されている。演算増幅器ＯＰ2の出力端子は
切換スイッチＳＷ１−１のメジャー接点Ｍに接続され、
切換スイッチＳＷ１−１のゼロ接点Ｚはアースに接続さ
れ、切換スイッチＳＷ１−１の出力端子は第１のゼロク
ロスコンパレータＣＭＰ１に接続されている。この第１
のコンパレータＣＭＰ１の出力信号はカウンタＣＴＲに
より計数される。演算増幅器ＯＰ2の出力端子は第２の
ゼロクロスコンパレータＣＭＰ２にも接続されている。
この第２のコンパレータＣＭＰ２の出力信号は切換スイ
ッチＳＷ２を切り換え駆動する。この切換スイッチＳＷ
２の一方の入力端子にはプラス電圧＋Ｖが加えられ、他
方の入力端子にはマイナス電圧−Ｖが加えられていて、
これらの電圧を抵抗Ｒ5を介して切換スイッチＳＷ１−
２のメジャー接点Ｍに選択的に出力する。この切換スイ
ッチＳＷ１−２のゼロ接点Ｚもアースに接続されてい
る。切換スイッチＳＷ１−２の出力端子はコンデンサＣ
1を含む積分器ＩＮＴの入力端子に接続されている。積
分器ＩＮＴの出力端子はローパスフィルタＬＰＦを構成
する抵抗Ｒ6の一端に接続されている。抵抗Ｒ6の他端は
コンデンサＣ2を介してアースに接続されるとともにア
ンプＡの入力端子に接続されている。そして、アンプＡ
の出力端子は抵抗Ｒ7を介して演算増幅器ＯＰ2の反転入
力端子に接続されている。
細に説明する。図１は本発明に基づく周波数測定回路の
一実施例を示す回路図であり、図３と同一部分には同一
符号を付けている。図において、演算増幅器ＯＰ2の反
転入力端子には抵抗Ｒ3を介してプリアンプＰＡの出力
信号が加えられるとともに抵抗Ｒ4を介してその出力端
子が接続され、演算増幅器ＯＰ2の非反転入力端子はア
ースに接続されている。演算増幅器ＯＰ2の出力端子は
切換スイッチＳＷ１−１のメジャー接点Ｍに接続され、
切換スイッチＳＷ１−１のゼロ接点Ｚはアースに接続さ
れ、切換スイッチＳＷ１−１の出力端子は第１のゼロク
ロスコンパレータＣＭＰ１に接続されている。この第１
のコンパレータＣＭＰ１の出力信号はカウンタＣＴＲに
より計数される。演算増幅器ＯＰ2の出力端子は第２の
ゼロクロスコンパレータＣＭＰ２にも接続されている。
この第２のコンパレータＣＭＰ２の出力信号は切換スイ
ッチＳＷ２を切り換え駆動する。この切換スイッチＳＷ
２の一方の入力端子にはプラス電圧＋Ｖが加えられ、他
方の入力端子にはマイナス電圧−Ｖが加えられていて、
これらの電圧を抵抗Ｒ5を介して切換スイッチＳＷ１−
２のメジャー接点Ｍに選択的に出力する。この切換スイ
ッチＳＷ１−２のゼロ接点Ｚもアースに接続されてい
る。切換スイッチＳＷ１−２の出力端子はコンデンサＣ
1を含む積分器ＩＮＴの入力端子に接続されている。積
分器ＩＮＴの出力端子はローパスフィルタＬＰＦを構成
する抵抗Ｒ6の一端に接続されている。抵抗Ｒ6の他端は
コンデンサＣ2を介してアースに接続されるとともにア
ンプＡの入力端子に接続されている。そして、アンプＡ
の出力端子は抵抗Ｒ7を介して演算増幅器ＯＰ2の反転入
力端子に接続されている。
【００１２】このような構成において、第２のコンパレ
ータＣＭＰ２と切換スイッチＳＷ２と積分器ＩＮＴとロ
ーパスフィルタＬＰＦにより直流オフセット検出回路が
構成され、演算増幅器ＯＰ2は直流オフセット減算回路
として機能する。図２は図１の各部の波形図である。
（ａ）はプリアンプＰＡの出力信号ｅOであり、ステッ
プ状のＤＣオフセット電圧ＶDCが重畳されている。
（ｂ）は切換スイッチＳＷ１−１を介して出力される演
算増幅器ＯＰ2の出力波形Ｐ1であり、ＤＣオフセット成
分は（ｅ）に示すローパスフィルタＬＰＦの出力信号に
より所定時間経過後にキャンセルされる。（ｃ）は第２
のコンパレータＣＭＰ２の出力信号Ｐ2であり、Ｐ1＞０
のときＬレベルになり、Ｐ1≦０のときＨレベルにな
る。そして、Ｈレベルの状態では切換スイッチＳＷ２か
ら＋Ｖを出力させ、Ｌレベルの状態では切換スイッチＳ
Ｗ２から−Ｖを出力させる。（ｄ）は積分器ＩＮＴの出
力信号Ｐ3であり、切換スイッチＳＷ２を介して入力さ
れる電圧＋Ｖまたは−Ｖを積分してローパスフィルタＬ
ＰＦに出力する。ここで、積分器ＩＮＴはＤＣオフセッ
ト成分をキャンセルするためのＤＣオフセット成分と逆
極性の電圧を出力し、この結果、演算増幅器ＯＰ2の出
力波形Ｐ1の周期は５０：５０になるように制御され
る。積分器ＩＮＴの出力信号Ｐ3はローパスフィルタＬ
ＰＦに入力される。これにより、ローパスフィルタＬＰ
Ｆの出力信号Ｐ4は（ｅ）に示すように高周波成分が除
去された電圧−ＶDCになり、この電圧−ＶDCはＤＣオフ
セット電圧ＶDCをキャンセルするものとして演算増幅器
ＯＰ2に入力される。
ータＣＭＰ２と切換スイッチＳＷ２と積分器ＩＮＴとロ
ーパスフィルタＬＰＦにより直流オフセット検出回路が
構成され、演算増幅器ＯＰ2は直流オフセット減算回路
として機能する。図２は図１の各部の波形図である。
（ａ）はプリアンプＰＡの出力信号ｅOであり、ステッ
プ状のＤＣオフセット電圧ＶDCが重畳されている。
（ｂ）は切換スイッチＳＷ１−１を介して出力される演
算増幅器ＯＰ2の出力波形Ｐ1であり、ＤＣオフセット成
分は（ｅ）に示すローパスフィルタＬＰＦの出力信号に
より所定時間経過後にキャンセルされる。（ｃ）は第２
のコンパレータＣＭＰ２の出力信号Ｐ2であり、Ｐ1＞０
のときＬレベルになり、Ｐ1≦０のときＨレベルにな
る。そして、Ｈレベルの状態では切換スイッチＳＷ２か
ら＋Ｖを出力させ、Ｌレベルの状態では切換スイッチＳ
Ｗ２から−Ｖを出力させる。（ｄ）は積分器ＩＮＴの出
力信号Ｐ3であり、切換スイッチＳＷ２を介して入力さ
れる電圧＋Ｖまたは−Ｖを積分してローパスフィルタＬ
ＰＦに出力する。ここで、積分器ＩＮＴはＤＣオフセッ
ト成分をキャンセルするためのＤＣオフセット成分と逆
極性の電圧を出力し、この結果、演算増幅器ＯＰ2の出
力波形Ｐ1の周期は５０：５０になるように制御され
る。積分器ＩＮＴの出力信号Ｐ3はローパスフィルタＬ
ＰＦに入力される。これにより、ローパスフィルタＬＰ
Ｆの出力信号Ｐ4は（ｅ）に示すように高周波成分が除
去された電圧−ＶDCになり、この電圧−ＶDCはＤＣオフ
セット電圧ＶDCをキャンセルするものとして演算増幅器
ＯＰ2に入力される。
【００１３】このように構成することにより、積分器Ｉ
ＮＴを構成するコンデンサＣ1の外形は従来のハイパス
フィルタを構成するコンデンサに比べて小さくなり、実
装スペースが節約でき、コストダウンも図れる。そし
て、ＤＣオフセット電圧ＶDCをキャンセルする電圧は積
分器で生成されるので安定した出力が得られ、ゼロキャ
リブレーションモードからメジャーモードに切り換える
場合に従来のような過渡応答による微分パルスが発生す
ることはなく、安定した周波数測定が行える。
ＮＴを構成するコンデンサＣ1の外形は従来のハイパス
フィルタを構成するコンデンサに比べて小さくなり、実
装スペースが節約でき、コストダウンも図れる。そし
て、ＤＣオフセット電圧ＶDCをキャンセルする電圧は積
分器で生成されるので安定した出力が得られ、ゼロキャ
リブレーションモードからメジャーモードに切り換える
場合に従来のような過渡応答による微分パルスが発生す
ることはなく、安定した周波数測定が行える。
【００１４】
【発明の効果】以上詳細に説明した本発明によれば、外
形の大きなコンデンサを用いることなく安定した周波数
測定が行えるゼロクロスコンパレータを用いた周波数測
定回路が実現できる。
形の大きなコンデンサを用いることなく安定した周波数
測定が行えるゼロクロスコンパレータを用いた周波数測
定回路が実現できる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１の各部の波形図である。
【図３】従来のゼロクロス検出による周波数測定回路が
組み込まれた交流測定器の一例を示す回路図である。
組み込まれた交流測定器の一例を示す回路図である。
【図４】図４の各部の波形図である。
【図５】ハイパスフィルタの一例の接続図である。
【図６】ハイパスフィルタの特性説明図である。
【図７】ハイパスフィルタを用いた場合の波形図であ
る。
る。
【符号の説明】 ＣＭＰ ゼロクロスコンパレータ ＣＴＲ カウンタ ＩＮＴ 積分器 ＬＰＦ ローパスフィルタ ＯＰ 演算増幅器 ＳＷ 切換スイッチ
Claims (1)
- 【請求項１】反転入力端子に交流信号が加えられる演算
増幅器と、 この演算増幅器の出力信号のゼロクロスを検出する第
１，第２のコンパレータと、 この第１のコンパレータの出力信号を計数するカウンタ
と、 前記第２のコンパレータの出力信号に従って切り換え駆
動されプラス電圧またはマイナス電圧を選択的に出力す
る切換スイッチと、 この切換スイッチの出力信号を積分する積分器と、 この積分器の出力端子と前記演算増幅器の反転入力端子
の間に接続されたローパスフィルタ、とで構成されたこ
とを特徴とする周波数測定回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7403792A JPH05273265A (ja) | 1992-03-30 | 1992-03-30 | 周波数測定回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7403792A JPH05273265A (ja) | 1992-03-30 | 1992-03-30 | 周波数測定回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05273265A true JPH05273265A (ja) | 1993-10-22 |
Family
ID=13535564
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7403792A Pending JPH05273265A (ja) | 1992-03-30 | 1992-03-30 | 周波数測定回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05273265A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6591670B1 (en) | 1999-09-21 | 2003-07-15 | Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho | Device for detecting wheel speed signal frequency |
-
1992
- 1992-03-30 JP JP7403792A patent/JPH05273265A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6591670B1 (en) | 1999-09-21 | 2003-07-15 | Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho | Device for detecting wheel speed signal frequency |
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