JPH08293736A - 多次サンプリングを用いた信号復調方法及びその装置 - Google Patents
多次サンプリングを用いた信号復調方法及びその装置Info
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- JPH08293736A JPH08293736A JP7084351A JP8435195A JPH08293736A JP H08293736 A JPH08293736 A JP H08293736A JP 7084351 A JP7084351 A JP 7084351A JP 8435195 A JP8435195 A JP 8435195A JP H08293736 A JPH08293736 A JP H08293736A
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- phase signal
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力される信号から同位相信号とそれに対応
する異位相信号とをサンプリング時点の差による誤差を
著しく減少させて発生する多次サンプリングを用いた信
号復調方法及びその装置を提供する。 【構成】 複数のＡ／Ｄ変換器のそれぞれ４１は、該当
チャネルを通じて入力される入力信号のサンプリング周
期によるサンプリング時点と入力信号のサンプリング周
期より短いサンプリング間隔を有する他のサンプリング
時点で受信信号をサンプリングし、第１同位相信号と第
１同位相信号に隣接する少なくとも２つの第１異位相信
号を生成する。各チャネルの異位相成分演算器４４は、
第１同位相信号のサンプリング時点に対する第１異位相
信号のサンプリング時点の差による誤差が減少した第２
異位相信号を生成する。第１積算器４３は全てのチャネ
ルの第１同位相信号を積算し、第２積算器４５は全ての
チャネルの第２異位相信号を積算する。積算された夫々
の信号は、受信信号の包絡線信号の検出に用いられる。
この装置は超音波映像機器のみならず音波検知機，レー
ダ等で使用される。
する異位相信号とをサンプリング時点の差による誤差を
著しく減少させて発生する多次サンプリングを用いた信
号復調方法及びその装置を提供する。 【構成】 複数のＡ／Ｄ変換器のそれぞれ４１は、該当
チャネルを通じて入力される入力信号のサンプリング周
期によるサンプリング時点と入力信号のサンプリング周
期より短いサンプリング間隔を有する他のサンプリング
時点で受信信号をサンプリングし、第１同位相信号と第
１同位相信号に隣接する少なくとも２つの第１異位相信
号を生成する。各チャネルの異位相成分演算器４４は、
第１同位相信号のサンプリング時点に対する第１異位相
信号のサンプリング時点の差による誤差が減少した第２
異位相信号を生成する。第１積算器４３は全てのチャネ
ルの第１同位相信号を積算し、第２積算器４５は全ての
チャネルの第２異位相信号を積算する。積算された夫々
の信号は、受信信号の包絡線信号の検出に用いられる。
この装置は超音波映像機器のみならず音波検知機，レー
ダ等で使用される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は多次サンプリングを用い
た信号復調に係り、特に入力される信号から同位相（in
phase ）信号とそれに対応する異位相（quadrature）信
号を発生するための多次（multi-ary ）サンプリングを
用いた信号復調方法及びその装置に関する。
た信号復調に係り、特に入力される信号から同位相（in
phase ）信号とそれに対応する異位相（quadrature）信
号を発生するための多次（multi-ary ）サンプリングを
用いた信号復調方法及びその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】入力信号から得られた同位相信号と異位
相信号とを用いるシステムの一例としては、ディジタル
ビームフォーミングのためのシステムがある。ディジタ
ルビームフォーミング技術を用いる音波探知機（sona
r)，レーダあるいは超音波映像機器等は、バラツキ粒子
やインタペースで反射される信号をセンサアレイを通し
て受信し、受信された信号から包絡線を検出して所望の
物体などに関する映像情報を得る。
相信号とを用いるシステムの一例としては、ディジタル
ビームフォーミングのためのシステムがある。ディジタ
ルビームフォーミング技術を用いる音波探知機（sona
r)，レーダあるいは超音波映像機器等は、バラツキ粒子
やインタペースで反射される信号をセンサアレイを通し
て受信し、受信された信号から包絡線を検出して所望の
物体などに関する映像情報を得る。
【０００３】医療診断用として用いられる超音波映像装
置の場合、映像の解像度を向上させるために、連続的な
ダイナミックフォーカシングとかじ取（steering）とを
用いる。受信モードにおける連続的なダイナミックフォ
ーカシングは、トランスデューサアレイのそれぞれのア
レイ素子またはチャネルを通じて受信された適切に遅延
された後に加えられる信号を用いて、全ての映像地点に
ついて最適の解像度を得る。超音波映像の質を定める最
も大事な要素のひとつである側面解像度（lateral res
olution)は、超音波ビームのフォーカシングにより定め
られる。良好なフォーカシングのためには、トランスデ
ューサアレイの素子（またはチャネル）の数を増加すべ
きである。
置の場合、映像の解像度を向上させるために、連続的な
ダイナミックフォーカシングとかじ取（steering）とを
用いる。受信モードにおける連続的なダイナミックフォ
ーカシングは、トランスデューサアレイのそれぞれのア
レイ素子またはチャネルを通じて受信された適切に遅延
された後に加えられる信号を用いて、全ての映像地点に
ついて最適の解像度を得る。超音波映像の質を定める最
も大事な要素のひとつである側面解像度（lateral res
olution)は、超音波ビームのフォーカシングにより定め
られる。良好なフォーカシングのためには、トランスデ
ューサアレイの素子（またはチャネル）の数を増加すべ
きである。
【０００４】既存のアナログ超音波映像システムでは、
受信された信号を適切に遅延させるためにＬＣ遅延回路
を用いた。しかし、このシステムの場合、所望の各地点
に対するフォーカシングパターンとそれぞれのかじ取方
向に対する遅延パターンを得るためには極めて複雑なス
イッチ回路を要してシステム全体の体積が大きくなる問
題点があった。そして、連続的なダイナミックフォーカ
シングとかじ取のために要求される精度でＬＣ遅延回路
を具現するのは経済的にも困難である。
受信された信号を適切に遅延させるためにＬＣ遅延回路
を用いた。しかし、このシステムの場合、所望の各地点
に対するフォーカシングパターンとそれぞれのかじ取方
向に対する遅延パターンを得るためには極めて複雑なス
イッチ回路を要してシステム全体の体積が大きくなる問
題点があった。そして、連続的なダイナミックフォーカ
シングとかじ取のために要求される精度でＬＣ遅延回路
を具現するのは経済的にも困難である。
【０００５】最近、ディジタル技術を用いて連続的なダ
イナミックフォーカシングとかじ取りをする方法が注目
されている。その理由は、ディジタル技術を用いれば受
信遅延時間をさらに正確かつ高速に調整でき、その結果
いずれのかじ取り方向についても必要とする反射信号が
追跡できるからである。一般に、ディジタル超音波映像
システムの場合、各アレイ素子で受信される反射信号が
サンプリングされて、ディジタルデータとして貯蔵され
る。貯蔵されたディジタルデータは、所望の地点の映像
を得るために、時間遅延されてから加えられる。かかる
ディジタルビームフォーミングを用いれば、超音波映像
のための信号処理の全過程をディジタル化できるので、
超音波映像装置はＬＣ遅延回路がなくとも簡単に実現で
きる。
イナミックフォーカシングとかじ取りをする方法が注目
されている。その理由は、ディジタル技術を用いれば受
信遅延時間をさらに正確かつ高速に調整でき、その結果
いずれのかじ取り方向についても必要とする反射信号が
追跡できるからである。一般に、ディジタル超音波映像
システムの場合、各アレイ素子で受信される反射信号が
サンプリングされて、ディジタルデータとして貯蔵され
る。貯蔵されたディジタルデータは、所望の地点の映像
を得るために、時間遅延されてから加えられる。かかる
ディジタルビームフォーミングを用いれば、超音波映像
のための信号処理の全過程をディジタル化できるので、
超音波映像装置はＬＣ遅延回路がなくとも簡単に実現で
きる。
【０００６】ディジタルビームフォーミングを実現に際
して重要なのは、受信信号の包絡線を得るために、誤差
が無視できるほど小さくて簡単なハードウェアで実現で
きるサンプリング方法を見付けることである。特に、同
一のサンプリング回路がトランスデューサアレイの各素
子に１つずつ使われるので、アレイ素子の数程必要とな
るサンプリング回路のハードウェアを減らすことが重要
である。一方、高いサンプリング周波数は、広帯域ディ
ジタル回路と多量のディジタルメモリと必要とする。
して重要なのは、受信信号の包絡線を得るために、誤差
が無視できるほど小さくて簡単なハードウェアで実現で
きるサンプリング方法を見付けることである。特に、同
一のサンプリング回路がトランスデューサアレイの各素
子に１つずつ使われるので、アレイ素子の数程必要とな
るサンプリング回路のハードウェアを減らすことが重要
である。一方、高いサンプリング周波数は、広帯域ディ
ジタル回路と多量のディジタルメモリと必要とする。
【０００７】従って、サンプリング周波数を低めるため
に帯域幅サンプリング方式が使われ、その種類としては
直角サンプリング方式，解析信号サンプリング方式，２
次サンプリング方式などがある。直角サンプリング方式
と解析信号サンプリング方式は実現上で困難があるの
で、超音波映像システムには適用しにくい。一方、２次
サンプリング方式は、ディジタル回路のみで極めて簡単
に作れる長所があるので、ディジタルビームフォーミン
グを実現するのに最も適したサンプリング方式と考えら
れる。
に帯域幅サンプリング方式が使われ、その種類としては
直角サンプリング方式，解析信号サンプリング方式，２
次サンプリング方式などがある。直角サンプリング方式
と解析信号サンプリング方式は実現上で困難があるの
で、超音波映像システムには適用しにくい。一方、２次
サンプリング方式は、ディジタル回路のみで極めて簡単
に作れる長所があるので、ディジタルビームフォーミン
グを実現するのに最も適したサンプリング方式と考えら
れる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、受信さ
れる信号を相異なるサンプリング時間にサンプリングし
て同位相信号と異位相信号とを得る２次サンプリング方
式は、ディジタル回路のみで極めて簡単に実現できる
が、受信信号の広い帯域幅を要する超音波映像機器など
では、包絡線検出に多くの誤差が生じて使用しにくい問
題点がある。
れる信号を相異なるサンプリング時間にサンプリングし
て同位相信号と異位相信号とを得る２次サンプリング方
式は、ディジタル回路のみで極めて簡単に実現できる
が、受信信号の広い帯域幅を要する超音波映像機器など
では、包絡線検出に多くの誤差が生じて使用しにくい問
題点がある。
【０００９】本発明の目的は、２次サンプリング方法の
多くの長所をそのまま保ちながら、２次サンプリングで
生ずる誤差を大幅に減らせる多次サンプリングを用いた
信号復調方法を提供することである。本発明の他の目的
は、受信される各チャネルの信号について２次サンプリ
ングで生ずる誤差が減らした同位相信号と異位相信号と
を得た後、全てのチャネルの同位相信号と異位相信号と
を別途に積算してビームフォーミングのための包絡線信
号を検出する多次サンプリングを用いた信号復調方法を
提供することである。
多くの長所をそのまま保ちながら、２次サンプリングで
生ずる誤差を大幅に減らせる多次サンプリングを用いた
信号復調方法を提供することである。本発明の他の目的
は、受信される各チャネルの信号について２次サンプリ
ングで生ずる誤差が減らした同位相信号と異位相信号と
を得た後、全てのチャネルの同位相信号と異位相信号と
を別途に積算してビームフォーミングのための包絡線信
号を検出する多次サンプリングを用いた信号復調方法を
提供することである。
【００１０】本発明のさらに他の目的は、受信される各
チャネルについて得られる同位相信号と異位相信号とを
別途に積算した後、積算結果による異位相信号を用いて
サンプリング時点の差による誤差が減った新たな異位相
信号を生成し、積算された層位相信号と前述した新たな
異位相信号とを用いてビームフォーミングのための包絡
線信号を検出する多次サンプリングを用いた信号復調方
法を提供することである。
チャネルについて得られる同位相信号と異位相信号とを
別途に積算した後、積算結果による異位相信号を用いて
サンプリング時点の差による誤差が減った新たな異位相
信号を生成し、積算された層位相信号と前述した新たな
異位相信号とを用いてビームフォーミングのための包絡
線信号を検出する多次サンプリングを用いた信号復調方
法を提供することである。
【００１１】本発明のさらに他の目的は、受信される信
号のビームフォーミングのための多次サンプリングを用
いた信号復調装置を提供することである。
号のビームフォーミングのための多次サンプリングを用
いた信号復調装置を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】前述した本発明の目的を
達成するための多次サンプリングを用いた入力信号の復
調方法は、入力信号を復調する信号復調方法において、
入力信号を入力信号のサンプリング周期を有するサンプ
リング時点と入力信号のサンプリング周期より短いサン
プリング間隔を有する他のサンプリング時点でサンプリ
ングして、第１位相信号と第１位相信号に隣接する少な
くとも２つの第２位相信号を生成するサンプリング段階
と、前記サンプリング段階で生成された第２位相信号を
印加され、第１位相信号のサンプリング時点に対する第
２位相信号のサンプリング時点の差による誤差を減少さ
せて対応する第２位相信号を発生する信号発生段階とを
含むことを特徴とする。
達成するための多次サンプリングを用いた入力信号の復
調方法は、入力信号を復調する信号復調方法において、
入力信号を入力信号のサンプリング周期を有するサンプ
リング時点と入力信号のサンプリング周期より短いサン
プリング間隔を有する他のサンプリング時点でサンプリ
ングして、第１位相信号と第１位相信号に隣接する少な
くとも２つの第２位相信号を生成するサンプリング段階
と、前記サンプリング段階で生成された第２位相信号を
印加され、第１位相信号のサンプリング時点に対する第
２位相信号のサンプリング時点の差による誤差を減少さ
せて対応する第２位相信号を発生する信号発生段階とを
含むことを特徴とする。
【００１３】前述した本発明の他の目的を達成するため
の受信される信号のビームフォーミングのための多次サ
ンプリングを用いた入力信号の復調方法は、受信される
信号のビームフォーミングのための信号復調方法におい
て、複数のチャネルのそれぞれを通じて入力される夫々
の入力信号を各チャネルごとに設定し、入力信号のサン
プリング周期を有するサンプリング時点と第１位相信号
のサンプリング周期より短いサンプリング間隔を有する
他のサンプリング時点でサンプリングして、同位相信号
と該同位相信号に隣接する少なくとも２つの異位相信号
を生成するサンプリング段階と、前記サンプリング段階
で生成された異位相信号から、同位相信号のサンプリン
グ時点に対する異位相信号のサンプリング時点の差によ
る誤差を減少させて対応する異位相信号を各チャネルご
とに生成する信号生成段階と、前記信号生成段階で生成
された同位相信号及び対応する異位相信号を同種の位相
信号同士積算して、積算された同位相信号と積算された
異位相信号を生成する積算段階と、積算された同位相信
号と積算された異位相信号とを印加され、入力信号のビ
ームフォーミングのための包絡線信号を検出する包絡線
検出段階とを含むことを特徴とする。
の受信される信号のビームフォーミングのための多次サ
ンプリングを用いた入力信号の復調方法は、受信される
信号のビームフォーミングのための信号復調方法におい
て、複数のチャネルのそれぞれを通じて入力される夫々
の入力信号を各チャネルごとに設定し、入力信号のサン
プリング周期を有するサンプリング時点と第１位相信号
のサンプリング周期より短いサンプリング間隔を有する
他のサンプリング時点でサンプリングして、同位相信号
と該同位相信号に隣接する少なくとも２つの異位相信号
を生成するサンプリング段階と、前記サンプリング段階
で生成された異位相信号から、同位相信号のサンプリン
グ時点に対する異位相信号のサンプリング時点の差によ
る誤差を減少させて対応する異位相信号を各チャネルご
とに生成する信号生成段階と、前記信号生成段階で生成
された同位相信号及び対応する異位相信号を同種の位相
信号同士積算して、積算された同位相信号と積算された
異位相信号を生成する積算段階と、積算された同位相信
号と積算された異位相信号とを印加され、入力信号のビ
ームフォーミングのための包絡線信号を検出する包絡線
検出段階とを含むことを特徴とする。
【００１４】前述したさらに他の目的を達成するための
受信される信号のビームフォーミングのための多次サン
プリングを用いた信号復調方法は、受信される信号のビ
ームフォーミングのための信号復調方法において、複数
のチャネルのそれぞれを通じて入力されるそれぞれの入
力信号を各チャネルごとに設定し、入力信号のサンプリ
ング周期を有するサンプリング時点と入力信号のサンプ
リング周期より短いサンプリング間隔を有する他のサン
プリング時点でサンプリングし、第１同位相信号と該第
１同位相信号に隣接する少なくとも２つの第１異位相信
号を生成するサンプリング段階と、前記サンプリング段
階で生成された前記第１同位相信号と第１異位相信号と
を印加され、前記サンプリング段階により生成された順
に互いに関連のある位相信号同士積算して、第２同位相
信号と第２異位相信号とを生成する第１信号生成段階
と、前記第１信号生成段階で生成された第２異位相信号
を印加され、前記サンプリング段階における各チャネル
の第１同位相信号のサンプリング時点と第１異位相信号
のサンプリング時点の差による誤差を減少させた第３異
位相信号を生成する第２信号生成段階と、前記第２同位
相信号と第３異位相信号とを印加され、ビームフォーミ
ングのための包絡線信号を検出する包絡線検出段階とを
含むことを特徴とする。
受信される信号のビームフォーミングのための多次サン
プリングを用いた信号復調方法は、受信される信号のビ
ームフォーミングのための信号復調方法において、複数
のチャネルのそれぞれを通じて入力されるそれぞれの入
力信号を各チャネルごとに設定し、入力信号のサンプリ
ング周期を有するサンプリング時点と入力信号のサンプ
リング周期より短いサンプリング間隔を有する他のサン
プリング時点でサンプリングし、第１同位相信号と該第
１同位相信号に隣接する少なくとも２つの第１異位相信
号を生成するサンプリング段階と、前記サンプリング段
階で生成された前記第１同位相信号と第１異位相信号と
を印加され、前記サンプリング段階により生成された順
に互いに関連のある位相信号同士積算して、第２同位相
信号と第２異位相信号とを生成する第１信号生成段階
と、前記第１信号生成段階で生成された第２異位相信号
を印加され、前記サンプリング段階における各チャネル
の第１同位相信号のサンプリング時点と第１異位相信号
のサンプリング時点の差による誤差を減少させた第３異
位相信号を生成する第２信号生成段階と、前記第２同位
相信号と第３異位相信号とを印加され、ビームフォーミ
ングのための包絡線信号を検出する包絡線検出段階とを
含むことを特徴とする。
【００１５】前述したさらに他の目的を達成するための
受信される信号のビームフォーミングのための多次サン
プリングを用いた信号復調装置は、受信される信号のビ
ームフォーミングのための信号復調装置において、複数
のチャネルのそれぞれを通じて入力されるそれぞれの入
力信号を各チャネル毎に設定し、入力信号のサンプリン
グ周期を有するサンプリング時点と入力信号のサンプリ
ング周期より短いサンプリング間隔を有する他のサンプ
リング時点でサンプリングし、第１同位相信号と該第１
同位相信号に隣接する少なくとも２つの第１異位相信号
を各チャネル毎に生成するサンプリング手段と、前記サ
ンプリング手段により生成された第１同位相信号及び第
１異位相信号を印加され、第１同位相信号のサンプリン
グ時点に対する第１異位相信号のサンプリング時点の差
による誤差を減少させて、全てのチャネルについて積算
された第２同位相信号及び第２異位相信号を生成する信
号生成手段と、前記信号生成手段により生成された第２
同位相信号及び第２異位相信号を印加されて、入力信号
のビームフォーミングのための包絡線信号を検出する包
絡線検出手段とを含むことを特徴とする。
受信される信号のビームフォーミングのための多次サン
プリングを用いた信号復調装置は、受信される信号のビ
ームフォーミングのための信号復調装置において、複数
のチャネルのそれぞれを通じて入力されるそれぞれの入
力信号を各チャネル毎に設定し、入力信号のサンプリン
グ周期を有するサンプリング時点と入力信号のサンプリ
ング周期より短いサンプリング間隔を有する他のサンプ
リング時点でサンプリングし、第１同位相信号と該第１
同位相信号に隣接する少なくとも２つの第１異位相信号
を各チャネル毎に生成するサンプリング手段と、前記サ
ンプリング手段により生成された第１同位相信号及び第
１異位相信号を印加され、第１同位相信号のサンプリン
グ時点に対する第１異位相信号のサンプリング時点の差
による誤差を減少させて、全てのチャネルについて積算
された第２同位相信号及び第２異位相信号を生成する信
号生成手段と、前記信号生成手段により生成された第２
同位相信号及び第２異位相信号を印加されて、入力信号
のビームフォーミングのための包絡線信号を検出する包
絡線検出手段とを含むことを特徴とする。
【００１６】本発明のさらに他の目的を達成するための
３次サンプリングを用いた入力信号の信号復調装置は、
入力信号を復調する信号復調装置において、入力信号の
サンプリング周期を有する第１サンプリング時点と入力
信号のサンプリング周期により短い間隔を有し、前記第
１サンプリング時点に時間的に隣接した２つの第２サン
プリング時点で入力信号をサンプリングするためのサン
プリング信号に応じて、入力信号をサンプリングして出
力するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を
サンプリング信号に応じてラッチングするための第１ラ
ッチと、前記第１ラッチの出力信号をサンプリング信号
に応じてラッチングし、前記３つのサンプリング時点の
うち最先のサンプリング時点に同期するクリア信号に応
じてクリアされる第２ラッチと、前記第２ラッチの出力
信号をサンプリング信号に応じてラッチングし、前記ク
リア信号に応じてクリアされる第３ラッチと、前記第１
ラッチの出力信号を加算入力端に、前記第３ラッチの出
力信号を減算入力端に印加されるよう連結された減算器
とを含み、前記減算器は、前記サンプリング信号に応じ
て発生される３つの信号のうち第１信号及び第２信号が
前記第１ラッチにラッチングされる場合は、そのラッチ
される信号をそのまま出力し、第３信号が第１ラッチに
ラッチングされる場合は、前記第１ラッチの出力信号か
ら前記第３ラッチの出力信号を減算し、減算結果により
生成された信号を２で割って第４信号を発生及び出力す
るよう動作することを特徴とする。
３次サンプリングを用いた入力信号の信号復調装置は、
入力信号を復調する信号復調装置において、入力信号の
サンプリング周期を有する第１サンプリング時点と入力
信号のサンプリング周期により短い間隔を有し、前記第
１サンプリング時点に時間的に隣接した２つの第２サン
プリング時点で入力信号をサンプリングするためのサン
プリング信号に応じて、入力信号をサンプリングして出
力するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を
サンプリング信号に応じてラッチングするための第１ラ
ッチと、前記第１ラッチの出力信号をサンプリング信号
に応じてラッチングし、前記３つのサンプリング時点の
うち最先のサンプリング時点に同期するクリア信号に応
じてクリアされる第２ラッチと、前記第２ラッチの出力
信号をサンプリング信号に応じてラッチングし、前記ク
リア信号に応じてクリアされる第３ラッチと、前記第１
ラッチの出力信号を加算入力端に、前記第３ラッチの出
力信号を減算入力端に印加されるよう連結された減算器
とを含み、前記減算器は、前記サンプリング信号に応じ
て発生される３つの信号のうち第１信号及び第２信号が
前記第１ラッチにラッチングされる場合は、そのラッチ
される信号をそのまま出力し、第３信号が第１ラッチに
ラッチングされる場合は、前記第１ラッチの出力信号か
ら前記第３ラッチの出力信号を減算し、減算結果により
生成された信号を２で割って第４信号を発生及び出力す
るよう動作することを特徴とする。
【００１７】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明の多次サ
ンプリングを用いた信号復調方法及びその装置を具体化
した実施例を詳細に説明する。本実施例は、超音波映像
機器における多次サンプリングを用いたディジタルビー
ムフォーミングシステムに関連して説明される。
ンプリングを用いた信号復調方法及びその装置を具体化
した実施例を詳細に説明する。本実施例は、超音波映像
機器における多次サンプリングを用いたディジタルビー
ムフォーミングシステムに関連して説明される。
【００１８】＜従来の２次サンプリング方式の説明＞ま
ず、本実施例を説明する前に、超音波映像機器で使われ
た既存の２次サンプリング方式を図１に基づき説明す
る。図１は既存の２次サンプリング方式を概念的に示し
た図である。図１において、トランスデューサアレイ
（図示せず）のそれぞれのチャネル（またはアレイ素
子）を通して、入力する超音波信号は電気的信号に変換
される。受信される信号ｒi(t)は、各チャネル（または
アレイ素子）に対応する下付ｉにより区分される。従っ
て、実際の回路に於いては下付ｉに対応する夫々のサン
プリング機器が使われるが、表現の簡単さのため図１で
は１つのチャネル（またはアレイ素子）に対するサンプ
リング機器１１，１２のみを示した。アレイ素子から出
力される信号ｒi(t)は、相異なる２つの経路に分離され
て、サンプリング機器１１と他のサンプリング機器１２
とによりそれぞれサンプリングされる。サンプリング機
器１１とサンプリング機器１２とのサンプリング時点の
時間差は、１/(４ｆ0)となる。ここで、ｆ0 は中心周波
数である。
ず、本実施例を説明する前に、超音波映像機器で使われ
た既存の２次サンプリング方式を図１に基づき説明す
る。図１は既存の２次サンプリング方式を概念的に示し
た図である。図１において、トランスデューサアレイ
（図示せず）のそれぞれのチャネル（またはアレイ素
子）を通して、入力する超音波信号は電気的信号に変換
される。受信される信号ｒi(t)は、各チャネル（または
アレイ素子）に対応する下付ｉにより区分される。従っ
て、実際の回路に於いては下付ｉに対応する夫々のサン
プリング機器が使われるが、表現の簡単さのため図１で
は１つのチャネル（またはアレイ素子）に対するサンプ
リング機器１１，１２のみを示した。アレイ素子から出
力される信号ｒi(t)は、相異なる２つの経路に分離され
て、サンプリング機器１１と他のサンプリング機器１２
とによりそれぞれサンプリングされる。サンプリング機
器１１とサンプリング機器１２とのサンプリング時点の
時間差は、１/(４ｆ0)となる。ここで、ｆ0 は中心周波
数である。
【００１９】即ち、サンプリング機器１１がｎＴの時間
に信号をサンプリングすれば、サンプリング機器１２は
ｎＴ＋１/(４ｆ0)の時間に信号をサンプリングする。こ
こで、Ｔは信号の周期である。かかるサンプリング時点
の差により同位相成分及び異位相成分に対する信号Ｉ，
Ｑが得られる。サンプリングされた信号は、積算器１３
及び１４により個別的に累算される。積算器１３は全て
のチャネルに対する同位相信号を積算して出力し、積算
器１４は全てのチャネルに対する異位相信号を積算して
に力する。累算された信号は、包絡線検出器１５により
包絡線信号Ｅn(nT) に変換され出力される。
に信号をサンプリングすれば、サンプリング機器１２は
ｎＴ＋１/(４ｆ0)の時間に信号をサンプリングする。こ
こで、Ｔは信号の周期である。かかるサンプリング時点
の差により同位相成分及び異位相成分に対する信号Ｉ，
Ｑが得られる。サンプリングされた信号は、積算器１３
及び１４により個別的に累算される。積算器１３は全て
のチャネルに対する同位相信号を積算して出力し、積算
器１４は全てのチャネルに対する異位相信号を積算して
に力する。累算された信号は、包絡線検出器１５により
包絡線信号Ｅn(nT) に変換され出力される。
【００２０】図１に関連して説明された２次サンプリン
グ方式により生ずる誤差を分析すれば、次のとおりであ
る。超音波映像機器で受信される超音波信号をｒ(t) と
し、これを数式で表現すれば、 ｒ(t) ＝ｇ(t) ｃｏｓ（ｗ0・ｔ＋θ） …（１） となる。ここで、ｇ(t) はガウシアン包絡線、ｗ0 ＝２
πｆ0 、θは位相、そしてｆ0 は中心周波数である。ガ
ウシアン包絡線は、 ｇ(t) ＝ｅｘｐ［−（ｗ0・ｔ／σ）2 ］ …（２） である。ここで、σは定数であって包絡線の帯域幅を定
める値である。
グ方式により生ずる誤差を分析すれば、次のとおりであ
る。超音波映像機器で受信される超音波信号をｒ(t) と
し、これを数式で表現すれば、 ｒ(t) ＝ｇ(t) ｃｏｓ（ｗ0・ｔ＋θ） …（１） となる。ここで、ｇ(t) はガウシアン包絡線、ｗ0 ＝２
πｆ0 、θは位相、そしてｆ0 は中心周波数である。ガ
ウシアン包絡線は、 ｇ(t) ＝ｅｘｐ［−（ｗ0・ｔ／σ）2 ］ …（２） である。ここで、σは定数であって包絡線の帯域幅を定
める値である。
【００２１】図２は超音波映像装置で普通使う超音波信
号ｒ(t)(実線）とその信号の包絡線（点線）とを示した
もので、ｆ0 ＝３．５ＭＨｚとσ＝２．５πを用いた。
式（１）に、２次サンプリング方法によるサンプリング
関数Σδ(nT)とΣδ(nT+α)とをそれぞれかけ、α＝１/
(４ｆ0)とすれば次の式（３）及び（４）のとおりであ
る。
号ｒ(t)(実線）とその信号の包絡線（点線）とを示した
もので、ｆ0 ＝３．５ＭＨｚとσ＝２．５πを用いた。
式（１）に、２次サンプリング方法によるサンプリング
関数Σδ(nT)とΣδ(nT+α)とをそれぞれかけ、α＝１/
(４ｆ0)とすれば次の式（３）及び（４）のとおりであ
る。
【００２２】 ｒI(nT) ＝ｇ(nT)ｃｏｓ（ｗ0・ｎｔ＋θ） …（３） ｒQ(nT＋α) ＝−ｇ(nT+α) ｓｉｎ（ｗ0・ｎｔ＋θ） …（４） 式（３）を同位相信号とすれば、式（４）は異位相信号
となる。包絡線Ｅ(nT)は次の式（５）のように表され
る。
となる。包絡線Ｅ(nT)は次の式（５）のように表され
る。
【００２３】
【数１】 式（５）は、２次サンプリング方法により最終的に包絡
線を抽出する数式である。しかし、式（５）では ｒI(nT) ≒ｒI(nT＋α) …（６） を仮定している。従って、２次サンプリングで誤差を減
らすのは、式（６）の右辺の値が左辺の値に対してどの
ぐらいの近似値を有するかによる。誤差分析を容易に理
解するために、ガウシアン包絡線ｇ(nT+α) をテーラ
（Tayler）級数展開して２番目の項までを取れば、次の
式（７）に表示される。
線を抽出する数式である。しかし、式（５）では ｒI(nT) ≒ｒI(nT＋α) …（６） を仮定している。従って、２次サンプリングで誤差を減
らすのは、式（６）の右辺の値が左辺の値に対してどの
ぐらいの近似値を有するかによる。誤差分析を容易に理
解するために、ガウシアン包絡線ｇ(nT+α) をテーラ
（Tayler）級数展開して２番目の項までを取れば、次の
式（７）に表示される。
【００２４】 ｒI(nT＋α) ≒−［ｇ(nT)＋αｇ'(nT) ］ｓｉｎ（ｗ0・ｎｔ＋θ …（７） 式（７）で右辺の２番目の項が２次サンプリングで求め
た異位相信号の誤差である。この誤差は、ｔ＝ｎＴにお
ける包絡線の傾きとサンプリング間隔αとにより定めら
れる。従って、同位相信号を得てから異位相信号を得る
までかかる時間αが大きければ大きいほど誤差が大きく
なる。また、包絡線の傾きが大きければ、異位相信号を
得る地点の包絡線の値は同位相信号を得る時の包絡線の
値と大幅に相異することになって、誤差が大きくなる。
誤差をさらに詳しく分析するために式（７）を式（５）
に代入して整理すれば、次の式（８）のとおりである。
た異位相信号の誤差である。この誤差は、ｔ＝ｎＴにお
ける包絡線の傾きとサンプリング間隔αとにより定めら
れる。従って、同位相信号を得てから異位相信号を得る
までかかる時間αが大きければ大きいほど誤差が大きく
なる。また、包絡線の傾きが大きければ、異位相信号を
得る地点の包絡線の値は同位相信号を得る時の包絡線の
値と大幅に相異することになって、誤差が大きくなる。
誤差をさらに詳しく分析するために式（７）を式（５）
に代入して整理すれば、次の式（８）のとおりである。
【００２５】
【数２】 ｇ(t) の１番目の微分ｇ'(t)は次の式（９）のとおりで
ある。 ｇ'(t)＝−２（ω0 ／σ）2 ｔｇ(t) …（９） 式（９）を式（８）に代入すれば、次の式（１０）のと
おりである。
ある。 ｇ'(t)＝−２（ω0 ／σ）2 ｔｇ(t) …（９） 式（９）を式（８）に代入すれば、次の式（１０）のと
おりである。
【００２６】
【数３】 式（１０）で２乗根内の２番目の項はｇ(nT ＋α) がｇ
(nT)と等しくないから生ずる誤差を示し、これは受信信
号の周波数と関係がある。図３は理想的な包絡線（実
線）、そして２次サンプリングをコンピュータでシミュ
レーションして得る包絡線（点線）を示す。図３におい
て、点線で示された包絡線はｆ0 ＝３．５ＭＨｚ、σ＝
２．５πの条件下で得られる。式（１０）と図３とから
見られるように、２次サンプリングの誤差はサイン成分
を有して周期的な波形で示される。また、サイン関数が
“０”となる時点毎に誤差が全然ないことがわかる。
(nT)と等しくないから生ずる誤差を示し、これは受信信
号の周波数と関係がある。図３は理想的な包絡線（実
線）、そして２次サンプリングをコンピュータでシミュ
レーションして得る包絡線（点線）を示す。図３におい
て、点線で示された包絡線はｆ0 ＝３．５ＭＨｚ、σ＝
２．５πの条件下で得られる。式（１０）と図３とから
見られるように、２次サンプリングの誤差はサイン成分
を有して周期的な波形で示される。また、サイン関数が
“０”となる時点毎に誤差が全然ないことがわかる。
【００２７】しかし、一般には、反射された超音波信号
の位相が分からなくてサイン関数の値が“０”となる地
点がわからない。要するに、２次サンプリングを用いて
普通使う超音波信号の包絡線を得れば、図３に示した通
り大きい誤差が生ずることがわかる。２次サンプリング
における誤差は、同位相信号を求める視覚では異位相信
号を求められないことによる。このような誤差は超音波
映像に変形を起こすので、包絡線検出に２次サンプリン
グを使うのは不向きである。
の位相が分からなくてサイン関数の値が“０”となる地
点がわからない。要するに、２次サンプリングを用いて
普通使う超音波信号の包絡線を得れば、図３に示した通
り大きい誤差が生ずることがわかる。２次サンプリング
における誤差は、同位相信号を求める視覚では異位相信
号を求められないことによる。このような誤差は超音波
映像に変形を起こすので、包絡線検出に２次サンプリン
グを使うのは不向きである。
【００２８】従って、本実施例では、同位相信号と異位
相信号とのサンプリング差によるサンプリング誤差を軽
減する多次サンプリングを用いたディジタルビームフォ
ーミング方法を提示する。 ＜本実施例の多次サンプリング信号復調方法＞本実施例
により提示された多次サンプリングを用いた信号復調方
法を説明すれば次のとおりである。
相信号とのサンプリング差によるサンプリング誤差を軽
減する多次サンプリングを用いたディジタルビームフォ
ーミング方法を提示する。 ＜本実施例の多次サンプリング信号復調方法＞本実施例
により提示された多次サンプリングを用いた信号復調方
法を説明すれば次のとおりである。
【００２９】式（３）のように、ｔ＝ｎＴで得た同位相
信号について±（９０°＋１８０°×ｋ）の位相差を有
する位置で異位相信号を得るために、受信信号をｔ＝ｎ
Ｔ＋（１−２ｋ）αでサンプリングする。この際ｋは整
数であり、α＝１/(４ｆ0)である。このように得た異位
相信号は次の式（１１）で示される。
信号について±（９０°＋１８０°×ｋ）の位相差を有
する位置で異位相信号を得るために、受信信号をｔ＝ｎ
Ｔ＋（１−２ｋ）αでサンプリングする。この際ｋは整
数であり、α＝１/(４ｆ0)である。このように得た異位
相信号は次の式（１１）で示される。
【００３０】
【数４】 式（１１）の異位相信号は式（３）に示された同位相信
号に対応する信号であるが、誤差が含まれているのでサ
ンプリングされる位置を示すｋ値により符号が代わりそ
の大きさも異なる。誤差の最も小さい異位相信号はｋ＝
１の時に得られ、その値は式（４）と同様である。式
（４）のように得られた異位相信号を超音波映像信号で
そのまま使うのは誤差が大き過ぎるということは、図３
と関連して前述された。式（１１）に含まれた誤差を分
析するために、ｇ［ｎＴ＋（１−２ｋ）α］をｍ次微分
項までテーラー級数展開すれば次の式（１２）のとおり
である。
号に対応する信号であるが、誤差が含まれているのでサ
ンプリングされる位置を示すｋ値により符号が代わりそ
の大きさも異なる。誤差の最も小さい異位相信号はｋ＝
１の時に得られ、その値は式（４）と同様である。式
（４）のように得られた異位相信号を超音波映像信号で
そのまま使うのは誤差が大き過ぎるということは、図３
と関連して前述された。式（１１）に含まれた誤差を分
析するために、ｇ［ｎＴ＋（１−２ｋ）α］をｍ次微分
項までテーラー級数展開すれば次の式（１２）のとおり
である。
【００３１】
【数５】 正確な異位相信号はｇ(nT)ｓｉｎ（ｗ0・ｎＴ＋θ）とな
るべきであるが、実際に得た異位相信号は式（１２）の
ようにｍ個の微分項に示される誤差が含まれている。本
発明ではかかる誤差項を取り除き誤差が極めて減った異
位相信号を求めようとする。
るべきであるが、実際に得た異位相信号は式（１２）の
ようにｍ個の微分項に示される誤差が含まれている。本
発明ではかかる誤差項を取り除き誤差が極めて減った異
位相信号を求めようとする。
【００３２】ｍの値により整数ｋの範囲を次の式（１
３）のように定める。 ｍが奇数の場合、（−ｍ＋１）／２≦ｋ≦（ｍ＋１）／２ ｍが偶数の場合、 −（ｍ／２）≦ｋ≦ｍ／２ …（１３） 先ず、ｍが奇数の場合にｋの全ての値を式（１２）に代
入してそれに対応する式（１４），（１５），（１
６），（１７）を次のように求める。
３）のように定める。 ｍが奇数の場合、（−ｍ＋１）／２≦ｋ≦（ｍ＋１）／２ ｍが偶数の場合、 −（ｍ／２）≦ｋ≦ｍ／２ …（１３） 先ず、ｍが奇数の場合にｋの全ての値を式（１２）に代
入してそれに対応する式（１４），（１５），（１
６），（１７）を次のように求める。
【００３３】
【数６】 これを行列で表示すれば、次の式（１８）の通りであ
る。 Ｒ＝Ａ・Ｇｓｉｎ（ｗ0・ｎＴ＋θ） …（１８） ここで、ＲとＧは、（ｍ＋１）×１の行列でそれぞれ次
の式（１９）及び（２０）のように示される。
る。 Ｒ＝Ａ・Ｇｓｉｎ（ｗ0・ｎＴ＋θ） …（１８） ここで、ＲとＧは、（ｍ＋１）×１の行列でそれぞれ次
の式（１９）及び（２０）のように示される。
【００３４】
【数７】 Ａは、（ｍ＋１）×（ｍ＋１）の行列で次の式（２１）
のように示される。
のように示される。
【００３５】
【数８】 ｍが偶数の場合についてもｍが奇数の場合と類似した方
法で式を展開すれば、行列Ｇは式（２０）と等しく、行
列ＲとＡは次の式（２２），（２３）のように得られ
る。
法で式を展開すれば、行列Ｇは式（２０）と等しく、行
列ＲとＡは次の式（２２），（２３）のように得られ
る。
【００３６】
【数９】 式（１８）をＧについて解けば、 Ｇ・ｓｉｎ（ｗ0・ｎＴ＋θ）≒Ａ-1・Ｒ …（２４） ここで、行列Ａの逆行列を行列Ｂと定義すれば、行列Ｂ
は次のように表現できる。
は次のように表現できる。
【００３７】
【数１０】 誤差が減った異位相信号は、式（２０）の行列Ｇの１番
目の行にある値から得られ、ｍが奇数のときは式（１
９），（２０），（２４）及び（２５）から次の式（２
６）のように求められる。
目の行にある値から得られ、ｍが奇数のときは式（１
９），（２０），（２４）及び（２５）から次の式（２
６）のように求められる。
【００３８】
【数１１】 また、ｍが偶数の場合は式（２０），（２２），（２
３）及び（２４）から次の式（２７）のように求められ
る。
３）及び（２４）から次の式（２７）のように求められ
る。
【００３９】
【数１２】 式（２６）や（２７）から得られる異位相信号は、式
（４）で得られる異位相信号に比べて誤差が極めて小さ
い。これは、式（４）からはｇ(nT)の代わりにｇ(nT ＋
α) が得られてしまうが、式（２６）からはｇ(nT ＋
α) 内のｍ番目の微分項までを取り除いたｇ(nT)にさら
に近い値が得られるからである。従って、ｍが大きいほ
どさらに正確な値が得られる。即ち、データが多ければ
多いほど行列Ａを用いてさらに正確なｇ(nT)が推定でき
る。しかし、この場合これを実現するためのハードウェ
アが複雑になる。
（４）で得られる異位相信号に比べて誤差が極めて小さ
い。これは、式（４）からはｇ(nT)の代わりにｇ(nT ＋
α) が得られてしまうが、式（２６）からはｇ(nT ＋
α) 内のｍ番目の微分項までを取り除いたｇ(nT)にさら
に近い値が得られるからである。従って、ｍが大きいほ
どさらに正確な値が得られる。即ち、データが多ければ
多いほど行列Ａを用いてさらに正確なｇ(nT)が推定でき
る。しかし、この場合これを実現するためのハードウェ
アが複雑になる。
【００４０】ｍ＝１の場合、ｋは“０”と“１”の値を
有し、行列式（１８）は次の式（２８）のように示され
る。
有し、行列式（１８）は次の式（２８）のように示され
る。
【００４１】
【数１３】 上記式（２８）を式（２４）のように行列Ｇについて解
けば、次の式（２９）が得られる。
けば、次の式（２９）が得られる。
【００４２】
【数１４】 従って、誤差が減った異位相信号は次の式（３０）のよ
うに得られる。 ｒQ(nT) ＝−ｇ(nT)ｓｉｎ（ｗ0・ｎＴ＋θ） ≒１／２［ｒQ(nT＋α) −ｒQ(nT−α）］ …（３０） 式（３０）はｔ＝ｎＴで同位相信号を得られた時に、ｔ
＝ｎＴ±αの２つの位置でサンプリングして得た値の差
を２で割ればαｇ'(nT) 項に相当する分誤差が減った異
位相信号が得られることを意味する。
うに得られる。 ｒQ(nT) ＝−ｇ(nT)ｓｉｎ（ｗ0・ｎＴ＋θ） ≒１／２［ｒQ(nT＋α) −ｒQ(nT−α）］ …（３０） 式（３０）はｔ＝ｎＴで同位相信号を得られた時に、ｔ
＝ｎＴ±αの２つの位置でサンプリングして得た値の差
を２で割ればαｇ'(nT) 項に相当する分誤差が減った異
位相信号が得られることを意味する。
【００４３】一方、ｍ＝２の場合、ｋの値は“−１”，
“０”，“１”となる。ｍ＝２の場合、行列式（１８）
は次の式（３１）のように示される。
“０”，“１”となる。ｍ＝２の場合、行列式（１８）
は次の式（３１）のように示される。
【００４４】
【数１５】 式（３１）から行列Ｇについて解けば、式（３３）の通
りである。
りである。
【００４５】
【数１６】 従って、誤差の減った異位相信号は次の式（３３）の通
りである。 ｒQ(nT) ＝−ｇ(nT)ｓｉｎ（ｗ0・ｎＴ＋θ） ≒ 1/8［ｒ(nT+＋３α）＋６ｒ(nT ＋α) −３ｒ(nT −α）］ …（３３） 式（３３）で得た異位相信号はαｇ'(nT) とα2 ｇ"(n
T) にあたる誤差が減ったものであり、よって式（３
０）で求めた結果よりさらに正確である。
りである。 ｒQ(nT) ＝−ｇ(nT)ｓｉｎ（ｗ0・ｎＴ＋θ） ≒ 1/8［ｒ(nT+＋３α）＋６ｒ(nT ＋α) −３ｒ(nT −α）］ …（３３） 式（３３）で得た異位相信号はαｇ'(nT) とα2 ｇ"(n
T) にあたる誤差が減ったものであり、よって式（３
０）で求めた結果よりさらに正確である。
【００４６】＜本実施例の具体的適用例＞図４は本発明
の多次サンプリングを用いた信号復調方法をディジタル
ビームフォーミングに適用した第１実施例を説明するた
めのブロック図である。トランスデューサアレイ（図示
せず）の夫々のチャネル（またはアレイ素子）を通し
て、入力する超音波信号は電気的信号に変換される。受
信される信号ｒi(t)は、チャネル（またはアレイ素子）
に対応する下付ｉにより区分される。ここで、１つのチ
ャネルｉは１つのアレイ素子を通して入力する信号に対
応する。
の多次サンプリングを用いた信号復調方法をディジタル
ビームフォーミングに適用した第１実施例を説明するた
めのブロック図である。トランスデューサアレイ（図示
せず）の夫々のチャネル（またはアレイ素子）を通し
て、入力する超音波信号は電気的信号に変換される。受
信される信号ｒi(t)は、チャネル（またはアレイ素子）
に対応する下付ｉにより区分される。ここで、１つのチ
ャネルｉは１つのアレイ素子を通して入力する信号に対
応する。
【００４７】図４に於いては表現の簡便さのため、１チ
ャネルに対応するＡ／Ｄ変換器４１、スイッチング回路
４２、Ｑ成分演算器４４を示したが、各チャネルにはか
かる回路が同一に使われる。そして、Ａ／Ｄ変換器４１
及びスイッチング回路４２は各チャネルに適するように
設計される。これは、バラツキ粒子から反射された超音
波信号が各アレイ素子（またはチャネル）毎に受信され
る時点が相異なるからである。
ャネルに対応するＡ／Ｄ変換器４１、スイッチング回路
４２、Ｑ成分演算器４４を示したが、各チャネルにはか
かる回路が同一に使われる。そして、Ａ／Ｄ変換器４１
及びスイッチング回路４２は各チャネルに適するように
設計される。これは、バラツキ粒子から反射された超音
波信号が各アレイ素子（またはチャネル）毎に受信され
る時点が相異なるからである。
【００４８】ｉチャネルを通じてアレイに受信される信
号ｒi(t)はＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）４１に印加される。
Ａ／Ｄ変換器４１はアレイ素子から印加される信号をア
ナログ／ディジタル変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器４
１は、ｔ＝ｎＴで得た受信される信号ｒi(t)の同位相信
号ｒi,I(t)について±（９０°＋１８０°・ｋ）の位相
差を有する位置で異位相信号ｒi,Q(t)を得るために、受
信信号をｔ＝ｎＴ＋（１−２ｋ）αでサンプリングす
る。この際ｋは整数であり、α＝１/(４ｆ0)である。ス
イッチング回路４２は、Ａ／Ｄ変換器４１の出力信号を
積算器４３とＱ成分演算器４４とに供給する。スイッチ
ング回路４２は各チャネルに応ずる複数のスイッチを備
え、各スイッチは同位相信号ｒi,I(t)の周りに位置した
異位相信号ｒi,Q(t)を幾つか用いてＩ成分信号に応ずる
適切な異位相信号ｒi,Q(t)を求めるように、そのスイッ
チング動作が定められる。このようなスイッチング回路
４２の動作の一例は次の図５に関連して説明される。
号ｒi(t)はＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）４１に印加される。
Ａ／Ｄ変換器４１はアレイ素子から印加される信号をア
ナログ／ディジタル変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器４
１は、ｔ＝ｎＴで得た受信される信号ｒi(t)の同位相信
号ｒi,I(t)について±（９０°＋１８０°・ｋ）の位相
差を有する位置で異位相信号ｒi,Q(t)を得るために、受
信信号をｔ＝ｎＴ＋（１−２ｋ）αでサンプリングす
る。この際ｋは整数であり、α＝１/(４ｆ0)である。ス
イッチング回路４２は、Ａ／Ｄ変換器４１の出力信号を
積算器４３とＱ成分演算器４４とに供給する。スイッチ
ング回路４２は各チャネルに応ずる複数のスイッチを備
え、各スイッチは同位相信号ｒi,I(t)の周りに位置した
異位相信号ｒi,Q(t)を幾つか用いてＩ成分信号に応ずる
適切な異位相信号ｒi,Q(t)を求めるように、そのスイッ
チング動作が定められる。このようなスイッチング回路
４２の動作の一例は次の図５に関連して説明される。
【００４９】積算器４３は、Ａ／Ｄ変換器４１から印加
される同位相信号ｒi,I(t)と他のチャネルについて得ら
れた同位相信号とを積算する。Ｑ成分演算器４４は上記
式（２６）または（２７）を実現したもので、スイッチ
ング回路４２を通じて印加される信号からｉチャネルに
対する異位相信号ｒi, Q(t)を生ずる。Ｑ成分演算器４４
から出力される信号と他のチャネルについて得られた該
当信号は積算器４５で積算される。
される同位相信号ｒi,I(t)と他のチャネルについて得ら
れた同位相信号とを積算する。Ｑ成分演算器４４は上記
式（２６）または（２７）を実現したもので、スイッチ
ング回路４２を通じて印加される信号からｉチャネルに
対する異位相信号ｒi, Q(t)を生ずる。Ｑ成分演算器４４
から出力される信号と他のチャネルについて得られた該
当信号は積算器４５で積算される。
【００５０】前述したように、反射物体からアレイの各
チャネルへの信号到達距離が相異なるので、アレイの各
素子は同一時点に反射物体から反射された超音波信号を
相異なる時点で受信するようになる。積算器４３または
４５は、入力される信号を積算して各アレイ素子におけ
る超音波信号の受信時点間の差を解消できる。包絡線検
出器４６は、積算器４３，４５から入力する信号Ｉ，Ｑ
を用いて、受信される超音波信号に対する包絡線信号Ｅ
(nT)を検出する。図４の装置により、前述した式（６）
に関連して説明したサンプリング誤差を図１のような既
存の２次サンプリング方式よりさらに減らした包絡線信
号Ｅ(nT)が得られる。
チャネルへの信号到達距離が相異なるので、アレイの各
素子は同一時点に反射物体から反射された超音波信号を
相異なる時点で受信するようになる。積算器４３または
４５は、入力される信号を積算して各アレイ素子におけ
る超音波信号の受信時点間の差を解消できる。包絡線検
出器４６は、積算器４３，４５から入力する信号Ｉ，Ｑ
を用いて、受信される超音波信号に対する包絡線信号Ｅ
(nT)を検出する。図４の装置により、前述した式（６）
に関連して説明したサンプリング誤差を図１のような既
存の２次サンプリング方式よりさらに減らした包絡線信
号Ｅ(nT)が得られる。
【００５１】図５は、本発明の第２実施例による多次サ
ンプリングを用いたディジタルビームフォーミング装置
を示したブロック図であり、３次サンプリングを用いた
ディジタルビームフォーミング装置を示す。即ち、テー
ラー級数展開の微分項の次数ｍが１である上記式（３
０）を用いる場合の回路図である。図６は図５の回路が
信号のサンプルに用いるクロックを示した波形図であ
る。図７はｍ＝１の場合の受信信号のサンプリング位置
を示す図である。
ンプリングを用いたディジタルビームフォーミング装置
を示したブロック図であり、３次サンプリングを用いた
ディジタルビームフォーミング装置を示す。即ち、テー
ラー級数展開の微分項の次数ｍが１である上記式（３
０）を用いる場合の回路図である。図６は図５の回路が
信号のサンプルに用いるクロックを示した波形図であ
る。図７はｍ＝１の場合の受信信号のサンプリング位置
を示す図である。
【００５２】図５において、積算器５３，５５より左側
の回路は、図４と同様に各チャネルについて同一な構成
を有する。図５において、ｉチャネルと通じてアレイに
受信される信号ｒi(t)は、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）５１
に印加される。Ａ／Ｄ変換器５１は、入力される信号を
図６に示されるサンプリングクロックＳS によりサンプ
リング及びアナログ／ディジタル変換して出力する。サ
ンプリングクロックＳS は受信信号が有する中心周波数
ｆ0 についてＴ／４［＝１/(４ｆ0)］の周期を有する。
の回路は、図４と同様に各チャネルについて同一な構成
を有する。図５において、ｉチャネルと通じてアレイに
受信される信号ｒi(t)は、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）５１
に印加される。Ａ／Ｄ変換器５１は、入力される信号を
図６に示されるサンプリングクロックＳS によりサンプ
リング及びアナログ／ディジタル変換して出力する。サ
ンプリングクロックＳS は受信信号が有する中心周波数
ｆ0 についてＴ／４［＝１/(４ｆ0)］の周期を有する。
【００５３】さらに詳しくは、Ａ／Ｄ変換部５１はｔ＝
ｎＴで得る同位相信号Ｉi と、同位相信号に対してｔ＝
ｎＴ±αの２つに位置で得られる異位相信号Ｑ１i ，Ｑ
２iを出力する。チャネルｉについて、Ｑ１i は式（３
０）のｒQ(nT−α）であり、Ｑ２i はｒQ(nT＋α) であ
る。スイッチング回路５２は、Ａ／Ｄ変換器５１の出力
信号を３つの出力端Ａ，ＢまたはＣを通じて選択的に出
力する。
ｎＴで得る同位相信号Ｉi と、同位相信号に対してｔ＝
ｎＴ±αの２つに位置で得られる異位相信号Ｑ１i ，Ｑ
２iを出力する。チャネルｉについて、Ｑ１i は式（３
０）のｒQ(nT−α）であり、Ｑ２i はｒQ(nT＋α) であ
る。スイッチング回路５２は、Ａ／Ｄ変換器５１の出力
信号を３つの出力端Ａ，ＢまたはＣを通じて選択的に出
力する。
【００５４】スイッチング回路５２は、同位相信号Ｉi
より先立つｔ＝ｎＴ−αの異位相信号Ｑ１i が印加され
れば出力端Ａを通じて出力し、ｔ＝ｎＴの同位相信号Ｉ
i が印加されれば出力端Ｂを通じて出力し、ｔ＝ｎＴ＋
αの異位相信号Ｑ２i が印加されれば出力端Ｃを通じて
出力する。Ｑ成分演算器５４は、１番目と３番目のサン
プリング値である異位相信号Ｑ１ i とＱ２i とを印加さ
れ、２つの信号の差を求めてからこれを２で割って同位
相信号Ｉi に対応する異位相信号Ｑi を求める。更に詳
しくは、Ｑ成分演算器５４は（Ｑ２i −Ｑ１i ）／２の
演算を行って異位相信号Ｑi を求める。Ｑ１i とＱ２i
の位置は図７に示した。
より先立つｔ＝ｎＴ−αの異位相信号Ｑ１i が印加され
れば出力端Ａを通じて出力し、ｔ＝ｎＴの同位相信号Ｉ
i が印加されれば出力端Ｂを通じて出力し、ｔ＝ｎＴ＋
αの異位相信号Ｑ２i が印加されれば出力端Ｃを通じて
出力する。Ｑ成分演算器５４は、１番目と３番目のサン
プリング値である異位相信号Ｑ１ i とＱ２i とを印加さ
れ、２つの信号の差を求めてからこれを２で割って同位
相信号Ｉi に対応する異位相信号Ｑi を求める。更に詳
しくは、Ｑ成分演算器５４は（Ｑ２i −Ｑ１i ）／２の
演算を行って異位相信号Ｑi を求める。Ｑ１i とＱ２i
の位置は図７に示した。
【００５５】積算器５３はアレイの全ての素子に対する
同位相信号を積算して出力し、積算器５５はアレイの全
ての素子に対する異位相信号を積算して出力する。包絡
線検出器５６は、積算器５３からの同位相信号Ｉと積算
器５５からの異位相信号Ｑとをそれぞれ２乗してその和
の２乗根をとって、包絡線信号Ｅ(nT)を生成する。直角
サンプリング方式やヒルベルト（Hilbert ）サンプリン
グ方式では各チャネルについて２つのＡ／Ｄ変換器が必
要であるが、図５の回路は各チャネルについて１つのＡ
／Ｄ変換器しか使わないので、ハードウェアが大幅に減
って経済的である。のみならず、この回路は前記の従来
の２つの方法とは異なり、アナログ回路を使わないので
具体化しやすく性能が優秀であり、ディジタル回路のみ
でフォーカシングできる全ディジタルシステムである。
同位相信号を積算して出力し、積算器５５はアレイの全
ての素子に対する異位相信号を積算して出力する。包絡
線検出器５６は、積算器５３からの同位相信号Ｉと積算
器５５からの異位相信号Ｑとをそれぞれ２乗してその和
の２乗根をとって、包絡線信号Ｅ(nT)を生成する。直角
サンプリング方式やヒルベルト（Hilbert ）サンプリン
グ方式では各チャネルについて２つのＡ／Ｄ変換器が必
要であるが、図５の回路は各チャネルについて１つのＡ
／Ｄ変換器しか使わないので、ハードウェアが大幅に減
って経済的である。のみならず、この回路は前記の従来
の２つの方法とは異なり、アナログ回路を使わないので
具体化しやすく性能が優秀であり、ディジタル回路のみ
でフォーカシングできる全ディジタルシステムである。
【００５６】しかし、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波
数を低めるためには、図５の装置を図８のように２つの
Ａ／Ｄ変換器を用いて変形しうる。図８は本発明の第３
実施例による３次サンプリングを用いたディジタルビー
ムフォーミング装置を示したブロック図である。図８の
装置は各チャネルについて２つのＡ／Ｄ変換器７１，７
２を使う。Ａ／Ｄ変換器７１，７２でそれぞれ使われる
サンプリングクロックは、図９の（Ａ）及び（Ｂ）に示
した。図８の装置は、図５の装置と同一なブロック５
３，５４，５５及び５６を有する。図５のブロックと同
一な参照番号を有するブロックは、前記図５Ａの対応ブ
ロックと同一な機能を遂行する。
数を低めるためには、図５の装置を図８のように２つの
Ａ／Ｄ変換器を用いて変形しうる。図８は本発明の第３
実施例による３次サンプリングを用いたディジタルビー
ムフォーミング装置を示したブロック図である。図８の
装置は各チャネルについて２つのＡ／Ｄ変換器７１，７
２を使う。Ａ／Ｄ変換器７１，７２でそれぞれ使われる
サンプリングクロックは、図９の（Ａ）及び（Ｂ）に示
した。図８の装置は、図５の装置と同一なブロック５
３，５４，５５及び５６を有する。図５のブロックと同
一な参照番号を有するブロックは、前記図５Ａの対応ブ
ロックと同一な機能を遂行する。
【００５７】Ａ／Ｄ変換器７１は図９の（Ａ）に示した
サンプリングクロックＳI により動作し、Ａ／Ｄ変換器
７２は図９の（Ｂ）に示したサンプリングクロックＳQ
により動作する。サンプリングクロックＳI とＳQ とは
同一な周波数を有する別途のクロックであるが、Ａ／Ｄ
変換器７１及び７２に印加される時点が１/(４ｆ0)ほど
相異なる。そして、サンプリングクロックＳQ の隣接す
る２つのパルス間にサンプリングクロックＳI のパルス
が位置する。よって、サンプリングクロックＳ I とＳQ
とは、図５の装置で使うサンプリングクロックの１／２
の周波数を有する。即ち、Ａ／Ｄ変換器７１及び７２の
速度は２ｆ0 となって、Ａ／Ｄ変換器に対する条件を緩
和しうる。Ａ／Ｄ変換器７１はｉチャネルの信号をＡ／
Ｄ変換して同位相信号Ｉi を生成し、Ａ／Ｄ変換器７２
はＡ／Ｄ変換器７１により出力される同位相信号Ｉi に
対応する異位相信号Ｑ１i ，Ｑ２i を生成して出力す
る。スイッチング回路７３は、Ｑ成分演算器５４が正確
な演算を行えるように異位相信号Ｑ１i ，Ｑ２i をＱ成
分演算器５４に出力する。以下の信号処理は図５の装置
と同一なので、その詳細な説明は省く。
サンプリングクロックＳI により動作し、Ａ／Ｄ変換器
７２は図９の（Ｂ）に示したサンプリングクロックＳQ
により動作する。サンプリングクロックＳI とＳQ とは
同一な周波数を有する別途のクロックであるが、Ａ／Ｄ
変換器７１及び７２に印加される時点が１/(４ｆ0)ほど
相異なる。そして、サンプリングクロックＳQ の隣接す
る２つのパルス間にサンプリングクロックＳI のパルス
が位置する。よって、サンプリングクロックＳ I とＳQ
とは、図５の装置で使うサンプリングクロックの１／２
の周波数を有する。即ち、Ａ／Ｄ変換器７１及び７２の
速度は２ｆ0 となって、Ａ／Ｄ変換器に対する条件を緩
和しうる。Ａ／Ｄ変換器７１はｉチャネルの信号をＡ／
Ｄ変換して同位相信号Ｉi を生成し、Ａ／Ｄ変換器７２
はＡ／Ｄ変換器７１により出力される同位相信号Ｉi に
対応する異位相信号Ｑ１i ，Ｑ２i を生成して出力す
る。スイッチング回路７３は、Ｑ成分演算器５４が正確
な演算を行えるように異位相信号Ｑ１i ，Ｑ２i をＱ成
分演算器５４に出力する。以下の信号処理は図５の装置
と同一なので、その詳細な説明は省く。
【００５８】図１０は本発明の第４実施例による３次サ
ンプリングを用いたディジタルビームフォーミング装置
を示した回路図である。図１１の（Ａ）乃至（Ｃ）は、
図１０の回路で使われる信号ＳCK，ＳCLS ，ＳF をそれ
ぞれ示す。図１０の回路は同位相信号と異位相信号とを
別途に処理せず１つの経路またはチャネルを用いて信号
を処理する点で、前述した図５または図８の装置と区分
される。図１０の回路は１つのチャネルに対するＡ／Ｄ
変換器８１、Ｉ及びＱ成分演算器８２及びＦＩＦＯメモ
リ８３を有する。ディジタルビームフォーミング装置で
許される全てのチャネルの信号は、前述したブロックと
同一なブロックにより処理され、積算器８４に入力され
る。
ンプリングを用いたディジタルビームフォーミング装置
を示した回路図である。図１１の（Ａ）乃至（Ｃ）は、
図１０の回路で使われる信号ＳCK，ＳCLS ，ＳF をそれ
ぞれ示す。図１０の回路は同位相信号と異位相信号とを
別途に処理せず１つの経路またはチャネルを用いて信号
を処理する点で、前述した図５または図８の装置と区分
される。図１０の回路は１つのチャネルに対するＡ／Ｄ
変換器８１、Ｉ及びＱ成分演算器８２及びＦＩＦＯメモ
リ８３を有する。ディジタルビームフォーミング装置で
許される全てのチャネルの信号は、前述したブロックと
同一なブロックにより処理され、積算器８４に入力され
る。
【００５９】図１０において、ｉチャネルを通じて入力
される信号ｒi(t)はＡ／Ｄ変換器８１に入力される。Ａ
／Ｄ変換器８１は、図１１の（Ａ）のクロック信号ＳCK
に応じて入力信号ｒi(t)を８ビットのディジタル信号に
出力する。Ｉ及びＱ成分演算器８２はラッチ８２１，８
２３，８２５及び減算器８２７より構成される。ラッチ
８２１，８２３，８２５は同一なクロックにより動作
し、第２ラッチ８２３及び第３ラッチ８２５は図１１の
（Ｂ）に示したクリア信号ＳCLS を印加される。
される信号ｒi(t)はＡ／Ｄ変換器８１に入力される。Ａ
／Ｄ変換器８１は、図１１の（Ａ）のクロック信号ＳCK
に応じて入力信号ｒi(t)を８ビットのディジタル信号に
出力する。Ｉ及びＱ成分演算器８２はラッチ８２１，８
２３，８２５及び減算器８２７より構成される。ラッチ
８２１，８２３，８２５は同一なクロックにより動作
し、第２ラッチ８２３及び第３ラッチ８２５は図１１の
（Ｂ）に示したクリア信号ＳCLS を印加される。
【００６０】クロックパルスＳ１により第１ラッチ８２
１からＱ１が出力されれば、Ｑ１は減算器８２７の＋入
力端に入力される。この際、第３ラッチ８２５はクリア
信号ＳCLS によりクリアされるので、減算器８２７の−
入力端に“０”を出力する。つまり、減算器８２７はク
ロックパルスＳ１が印加される瞬間にはＱ１を出力す
る。
１からＱ１が出力されれば、Ｑ１は減算器８２７の＋入
力端に入力される。この際、第３ラッチ８２５はクリア
信号ＳCLS によりクリアされるので、減算器８２７の−
入力端に“０”を出力する。つまり、減算器８２７はク
ロックパルスＳ１が印加される瞬間にはＱ１を出力す
る。
【００６１】図１１の（Ｃ）の書込信号ＳF はクロック
パルスＳ１に対応するパルスを有しないので、クロック
パルスＳ１により発生されたデータＱ１はＦＩＦＯメモ
リ８３に貯蔵されなくなる。クロックパルスＳ２が印加
されれば、減算器８２７は同位相データＩi を出力し、
ＦＩＦＯメモリ８３は入力する同位相データＩi を書込
信号ＳF のクロックパルスに応じて貯蔵する。クロック
パルスＳ３が印加されれば、減算器８２７で割った値Ｑ
i ［＝（Ｑ２i −Ｑ１i ）／２］を出力する。
パルスＳ１に対応するパルスを有しないので、クロック
パルスＳ１により発生されたデータＱ１はＦＩＦＯメモ
リ８３に貯蔵されなくなる。クロックパルスＳ２が印加
されれば、減算器８２７は同位相データＩi を出力し、
ＦＩＦＯメモリ８３は入力する同位相データＩi を書込
信号ＳF のクロックパルスに応じて貯蔵する。クロック
パルスＳ３が印加されれば、減算器８２７で割った値Ｑ
i ［＝（Ｑ２i −Ｑ１i ）／２］を出力する。
【００６２】前述した減算器８２７が９ビット減算器な
ら、２で割る演算は（Ｑ２i −Ｑ１ i ）の上位８ビット
を出力する動作によりなされる。ＦＩＦＯメモリ８３
は、減算器８２７から印加される異位相データＱi を書
込信号ＳF のクロックに応じて貯蔵する。言い換えれ
ば、クロックパルスＳ２及びＳ３により生成される同位
相データＩi と異位相データＱi とは、減算器８２７か
ら出力される順にＦＩＦＯメモリ８３に貯蔵される。従
って、ＦＩＦＯメモリ８３は、減算器８２７から連続的
に出力される同位相データと異位相データとを交互に貯
蔵する。Ｉ及びＱ成分演算器８２の動作を要約すれば次
の表１の通りである。
ら、２で割る演算は（Ｑ２i −Ｑ１ i ）の上位８ビット
を出力する動作によりなされる。ＦＩＦＯメモリ８３
は、減算器８２７から印加される異位相データＱi を書
込信号ＳF のクロックに応じて貯蔵する。言い換えれ
ば、クロックパルスＳ２及びＳ３により生成される同位
相データＩi と異位相データＱi とは、減算器８２７か
ら出力される順にＦＩＦＯメモリ８３に貯蔵される。従
って、ＦＩＦＯメモリ８３は、減算器８２７から連続的
に出力される同位相データと異位相データとを交互に貯
蔵する。Ｉ及びＱ成分演算器８２の動作を要約すれば次
の表１の通りである。
【００６３】
【表１】 積算器８４は、全てのチャネルのＦＩＦＯメモリから順
に印加される同位相データと異位相データとを各成分別
に積算する。積算された同位相データと異位相データと
は、包絡線検出器（図示せず）に印加され包絡線検出に
使われる。
に印加される同位相データと異位相データとを各成分別
に積算する。積算された同位相データと異位相データと
は、包絡線検出器（図示せず）に印加され包絡線検出に
使われる。
【００６４】図１０の回路はアレイの各チャネルについ
て１つのＡ／Ｄ変換器と１つのＦＩＦＯメモリを使うの
で、２つのＡ／Ｄ変換器と２つのＦＩＦＯメモリとを要
する直交サンプリング方式や解析信号サンプリング式に
比べて回路を簡単化でき、既存の２時サンプリングより
正確に異位相信号を検出できる。図１２ないし図１６は
σ＝２．５πの条件下でコンピュータシミュレーション
を通じて得られた結果を示す。σの値を２．５πと固定
にしたのは、コンピュータシミュレーションで使われる
信号の帯域幅を超音波映像装置でよく使われる信号の帯
域幅にするためである。
て１つのＡ／Ｄ変換器と１つのＦＩＦＯメモリを使うの
で、２つのＡ／Ｄ変換器と２つのＦＩＦＯメモリとを要
する直交サンプリング方式や解析信号サンプリング式に
比べて回路を簡単化でき、既存の２時サンプリングより
正確に異位相信号を検出できる。図１２ないし図１６は
σ＝２．５πの条件下でコンピュータシミュレーション
を通じて得られた結果を示す。σの値を２．５πと固定
にしたのは、コンピュータシミュレーションで使われる
信号の帯域幅を超音波映像装置でよく使われる信号の帯
域幅にするためである。
【００６５】図１２は超音波信号の理想的な包絡線（点
線）と本発明の３次サンプリング方法で求めた包絡線
（実線）とを示す。図１２において、実線で示した包絡
線はｆ 0 ＝３．５ＭＨｚ、ｍが１の場合に本発明の３次
サンプリング方法を用いて求めた包絡線である。本実施
例の３次サンプリング方法による信号対雑音比と既存の
２次ンプリング方法による信号対雑音比とを、図１３に
示した。図１３からわかるように、本実施例による３次
サンプリング方法は図３のような既存の２次サンプリン
グ方式により生ずる誤差を著しく減少させうることがわ
かる。
線）と本発明の３次サンプリング方法で求めた包絡線
（実線）とを示す。図１２において、実線で示した包絡
線はｆ 0 ＝３．５ＭＨｚ、ｍが１の場合に本発明の３次
サンプリング方法を用いて求めた包絡線である。本実施
例の３次サンプリング方法による信号対雑音比と既存の
２次ンプリング方法による信号対雑音比とを、図１３に
示した。図１３からわかるように、本実施例による３次
サンプリング方法は図３のような既存の２次サンプリン
グ方式により生ずる誤差を著しく減少させうることがわ
かる。
【００６６】図１４及び図１５は中心周波数ｆ0 の変動
による誤差を分析した結果である。分析に使われた信号
のｆ0 は図１４の場合は６ＭＨｚ、図１５の場合は１０
ＭＨｚである。図１４と図１５を比較すれば、本発明で
提案された方法が中心周波数の変動にあまり影響されな
いことがわかる。図１６は４次サンプリング方式、即ち
ｍ＝２の場合であり、式（３３）でαｇ"(nT) による誤
差をさらに取り除いた方式を用いて包絡線を求めた。ｍ
＝２の場合も、ｍ＝１の場合と類似したハードウェアで
構成できる。しかし、異位相信号を得るためには、信号
をサンプリングする位置がｔ＝ｎＴ±α、ｎＴ＋３αの
３か所であり、式（２０）の代わりに式（３３）の演算
をする点が異なる。この方法はｇ'(nT) を取り除く方法
より誤差が減らせるが、３つのデータを処理する必要が
あるので、ハードウェアがその分複雑である。しかし、
ＡＳＩＣチップを用いれば実時間処理も可能である。
による誤差を分析した結果である。分析に使われた信号
のｆ0 は図１４の場合は６ＭＨｚ、図１５の場合は１０
ＭＨｚである。図１４と図１５を比較すれば、本発明で
提案された方法が中心周波数の変動にあまり影響されな
いことがわかる。図１６は４次サンプリング方式、即ち
ｍ＝２の場合であり、式（３３）でαｇ"(nT) による誤
差をさらに取り除いた方式を用いて包絡線を求めた。ｍ
＝２の場合も、ｍ＝１の場合と類似したハードウェアで
構成できる。しかし、異位相信号を得るためには、信号
をサンプリングする位置がｔ＝ｎＴ±α、ｎＴ＋３αの
３か所であり、式（２０）の代わりに式（３３）の演算
をする点が異なる。この方法はｇ'(nT) を取り除く方法
より誤差が減らせるが、３つのデータを処理する必要が
あるので、ハードウェアがその分複雑である。しかし、
ＡＳＩＣチップを用いれば実時間処理も可能である。
【００６７】図１７は本発明の第５実施例による多次サ
ンプリングを用いたディジタルビームフォーミング装置
を示したブロック図である。図１７の装置は前述した実
施例とは異なり包絡線信号、すなわちトランスデューサ
アレイのアレイ素子のそれぞれを通じて入力された信
号、から得られた包絡線信号を用いて、多次サンプリン
グを行う。図１７において、Ａ／Ｄ変換器９１ (1) ，
…，９１(j) ，…，９１(N) はトランスデューサアレイ
（図示せず）のアレイ素子のそれぞれを通して、入力す
るアナログ信号をディジタル信号に変換して出力する。
ここで、１からＮまでの下付は夫々のアレイ素子に対応
する。ＦＩＦＯメモリ９３(1) ，…，９１(j) ，…，９
３(N) は、対応するＡ／Ｄ変換器９１(1) ，…，９１
(j) ，…，９１(N) から印加される信号を貯蔵する。Ｆ
ＩＦＯメモリ９３(1) ，…，９３(j) ，…，９３(N)
は、貯蔵していた信号を入力された順に出力し、トラン
スデューサアレイの各素子が同一時点で反射物体から反
射されるが相異なる時点で受信する信号を、互いに同期
させて出力する。ＦＩＦＯメモリ９３(1) ，…，９３
(j) ，…，９３(N) が同一時点に反射物体から得られる
信号を同期させて出力するよう設計する技術は、公知な
のでその具体的な説明は省く。
ンプリングを用いたディジタルビームフォーミング装置
を示したブロック図である。図１７の装置は前述した実
施例とは異なり包絡線信号、すなわちトランスデューサ
アレイのアレイ素子のそれぞれを通じて入力された信
号、から得られた包絡線信号を用いて、多次サンプリン
グを行う。図１７において、Ａ／Ｄ変換器９１ (1) ，
…，９１(j) ，…，９１(N) はトランスデューサアレイ
（図示せず）のアレイ素子のそれぞれを通して、入力す
るアナログ信号をディジタル信号に変換して出力する。
ここで、１からＮまでの下付は夫々のアレイ素子に対応
する。ＦＩＦＯメモリ９３(1) ，…，９１(j) ，…，９
３(N) は、対応するＡ／Ｄ変換器９１(1) ，…，９１
(j) ，…，９１(N) から印加される信号を貯蔵する。Ｆ
ＩＦＯメモリ９３(1) ，…，９３(j) ，…，９３(N)
は、貯蔵していた信号を入力された順に出力し、トラン
スデューサアレイの各素子が同一時点で反射物体から反
射されるが相異なる時点で受信する信号を、互いに同期
させて出力する。ＦＩＦＯメモリ９３(1) ，…，９３
(j) ，…，９３(N) が同一時点に反射物体から得られる
信号を同期させて出力するよう設計する技術は、公知な
のでその具体的な説明は省く。
【００６８】積算器９５は、ＦＩＦＯメモリ９３(1) ，
…，９３(j) ，…，９３(N) から同一時点に印加される
信号を積算して出力する。Ｑ成分演算器９７は、本実施
例で提示した多次サンプリングを用いて、積算器９５か
ら入力される多数の信号から同位相信号と殆ど同一な時
点で得られた異位相信号をと発生する。包絡線検出器９
９は、Ｑ成分演算器９７により発生される異位相信号と
それに対応する同位相信号とから包絡線信号を計算して
出力する。図１７の装置を用いる場合も、前述した装
置、すなわちアレイ素子の夫々の出力について多次サン
プリングを適用する装置と同一な程度で、サンプリング
データを得る時点の差による誤差を減らすことが出来
る。
…，９３(j) ，…，９３(N) から同一時点に印加される
信号を積算して出力する。Ｑ成分演算器９７は、本実施
例で提示した多次サンプリングを用いて、積算器９５か
ら入力される多数の信号から同位相信号と殆ど同一な時
点で得られた異位相信号をと発生する。包絡線検出器９
９は、Ｑ成分演算器９７により発生される異位相信号と
それに対応する同位相信号とから包絡線信号を計算して
出力する。図１７の装置を用いる場合も、前述した装
置、すなわちアレイ素子の夫々の出力について多次サン
プリングを適用する装置と同一な程度で、サンプリング
データを得る時点の差による誤差を減らすことが出来
る。
【００６９】上記実施例では、同位相信号を基準にして
２つ以上の異位相信号を得て同位相信号に応ずる異位相
信号を計算したが、異位相信号を基準にして２つ以上の
同位相信号を得て異位相信号に応ずる同位相信号を計算
する変形も可能であり、本発明に含まれるものである。
２つ以上の異位相信号を得て同位相信号に応ずる異位相
信号を計算したが、異位相信号を基準にして２つ以上の
同位相信号を得て異位相信号に応ずる同位相信号を計算
する変形も可能であり、本発明に含まれるものである。
【００７０】
【発明の効果】以上述べたように、本発明の多次サンプ
リングを用いた信号復調方法及び装置は、既存の２次サ
ンプリング方式に比べて簡単なディジタルハードウェア
を用いながらも、さらに正確に同位相信号とそれに応ず
る異位相信号が得られる。そして、本発明の多次サンプ
リングを用いた信号復調方法及び装置を超音波映像装置
に用いる場合、一般に使われる全体周波数帯域で既存の
２次サンプリング方法から包絡線検出の誤差を減らすこ
とができるので、超音波映像装置で信号の包絡線検出に
効率良く使える。
リングを用いた信号復調方法及び装置は、既存の２次サ
ンプリング方式に比べて簡単なディジタルハードウェア
を用いながらも、さらに正確に同位相信号とそれに応ず
る異位相信号が得られる。そして、本発明の多次サンプ
リングを用いた信号復調方法及び装置を超音波映像装置
に用いる場合、一般に使われる全体周波数帯域で既存の
２次サンプリング方法から包絡線検出の誤差を減らすこ
とができるので、超音波映像装置で信号の包絡線検出に
効率良く使える。
【００７１】詳細には、２次サンプリング方法の多くの
長所をそのまま保ちながら、２次サンプリングで生ずる
誤差を大幅に減らせる多次サンプリングを用いた信号復
調方法を提供できる。又、受信される各チャネルの信号
について２次サンプリングで生ずる誤差が減らした同位
相信号と異位相信号とを得た後、全てのチャネルの同位
相信号と異位相信号とを別途に積算してビームフォーミ
ングのための包絡線信号を検出する多次サンプリングを
用いた信号復調方法を提供できる。又、受信される各チ
ャネルについて得られる同位相信号と異位相信号とを別
途に積算した後、積算結果による異位相信号を用いてサ
ンプリング時点の差による誤差が減った新たな異位相信
号を生成し、積算された層位相信号と前述した新たな異
位相信号とを用いてビームフォーミングのための包絡線
信号を検出する多次サンプリングを用いた信号復調方法
を提供できる。又、受信される信号のビームフォーミン
グのための多次サンプリングを用いた信号復調装置を提
供できる。
長所をそのまま保ちながら、２次サンプリングで生ずる
誤差を大幅に減らせる多次サンプリングを用いた信号復
調方法を提供できる。又、受信される各チャネルの信号
について２次サンプリングで生ずる誤差が減らした同位
相信号と異位相信号とを得た後、全てのチャネルの同位
相信号と異位相信号とを別途に積算してビームフォーミ
ングのための包絡線信号を検出する多次サンプリングを
用いた信号復調方法を提供できる。又、受信される各チ
ャネルについて得られる同位相信号と異位相信号とを別
途に積算した後、積算結果による異位相信号を用いてサ
ンプリング時点の差による誤差が減った新たな異位相信
号を生成し、積算された層位相信号と前述した新たな異
位相信号とを用いてビームフォーミングのための包絡線
信号を検出する多次サンプリングを用いた信号復調方法
を提供できる。又、受信される信号のビームフォーミン
グのための多次サンプリングを用いた信号復調装置を提
供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】既存の２次サンプリング方式を説明するための
構成図である。
構成図である。
【図２】超音波映像装置において普通使う超音波信号の
一例を示す図である。
一例を示す図である。
【図３】２次サンプリング方式によりサンプリング誤差
を説明するための図である。
を説明するための図である。
【図４】第１実施例による多次サンプリングを用いたデ
ィジタルビームフォーミング装置を示したブロック図で
ある。
ィジタルビームフォーミング装置を示したブロック図で
ある。
【図５】第２実施例による多次サンプリングを用いたデ
ィジタルビームフォーミング装置を示したブロック図で
ある。
ィジタルビームフォーミング装置を示したブロック図で
ある。
【図６】図５の装置が信号のサンプリングに使うクロッ
クを示した波形図である。
クを示した波形図である。
【図７】ｍ＝１の場合の受信信号のサンプリング位置を
示した図である。
示した図である。
【図８】第３実施例による多次サンプリングを用いたデ
ィジタルビームフォーミング装置を示したブロック図で
ある。
ィジタルビームフォーミング装置を示したブロック図で
ある。
【図９】Ａ／Ｄ変換器７１、７２でそれぞれ使われるサ
ンプリングクロックを示した図である。
ンプリングクロックを示した図である。
【図１０】第４実施例による多次サンプリングを用いた
ディジタルビームフォーミング装置を示したブロック図
である。
ディジタルビームフォーミング装置を示したブロック図
である。
【図１１】図１０の装置で使われるクロックを示すタイ
ミング図である。
ミング図である。
【図１２】σ＝２．５πの条件下でコンピュータシミュ
レーションを通じて得られた結果を示す図である。
レーションを通じて得られた結果を示す図である。
【図１３】σ＝２．５πの条件下でコンピュータシミュ
レーションを通じて得られた結果を示す図である。
レーションを通じて得られた結果を示す図である。
【図１４】σ＝２．５πの条件下でコンピュータシミュ
レーションを通じて得られた結果を示す図である。
レーションを通じて得られた結果を示す図である。
【図１５】σ＝２．５πの条件下でコンピュータシミュ
レーションを通じて得られた結果を示す図である。
レーションを通じて得られた結果を示す図である。
【図１６】σ＝２．５πの条件下でコンピュータシミュ
レーションを通じて得られた結果を示す図である。
レーションを通じて得られた結果を示す図である。
【図１７】第５実施例による多次サンプリングを用いた
ディジタルビームフォーミング装置を示したブロック図
である。
ディジタルビームフォーミング装置を示したブロック図
である。
４１，５１，７１，８１，９１ Ａ／Ｄ変換器 ４２，５２，７３， スイッチング回路 ４３，４５，５３，５５，８５ 積算器 ４４，４５，８２，９７ Ｑ成分演算器 ５６，９９ 包絡線検出器 ８４ ＦＩＦＯ
Claims (21)
- 【請求項１】 入力信号を復調する信号復調方法におい
て、 入力信号を入力信号のサンプリング周期を有するサンプ
リング時点と入力信号のサンプリング周期より短いサン
プリング間隔を有する他のサンプリング時点でサンプリ
ングして、第１位相信号と第１位相信号に隣接する少な
くとも２つの第２位相信号を生成するサンプリング段階
と、 前記サンプリング段階で生成された第２位相信号を印加
され、第１位相信号のサンプリング時点に対する第２位
相信号のサンプリング時点の差による誤差を減少させて
対応する第２位相信号を発生する信号発生段階とを含む
ことを特徴とする多次サンプリングを用いた信号復調方
法。 - 【請求項２】 前記サンプリング段階は、 同位相信号と、該同位相信号からの位相差が整数ｋによ
り可変とされる±（９０°＋１８０°×ｋ）である異位
相信号のうちで、該同位相信号との位相差が最も少ない
信号から少なくとも２つの異位相信号を得るためのサン
プリング信号を発生する段階と、 発生されたサンプリング信号に応じて入力信号をサンプ
リングして、同位相信号を有する第１位相信号及び異位
相信号を有する第２位相信号を発生する段階とを含むこ
とを特徴とする請求項１記載の多次サンプリングを用い
た信号復調方法。 - 【請求項３】 前記サンプリング段階は、 異位相信号と、該異位相信号からの位相差が整数ｋによ
り可変とされる±（９０°＋１８０°×ｋ）である同位
相信号のうちで、該異位相信号との位相差が最も少ない
信号から少なくとも２つの同位相信号を得るためのサン
プリング信号を発生する段階と、 発生されたサンプリング信号に応じて入力信号をサンプ
リングして、異位相信号を有する第１位相信号及び同位
相信号を有する第２位相信号を発生する段階とを含むこ
とを特徴とする請求項１記載の多次サンプリングを用い
た信号復調方法。 - 【請求項４】 前記信号発生段階では、少なくとも２つ
の第２位相信号を補間して対応する第２位相信号を生成
することを特徴とする請求項１記載の多次サンプリング
を用いた信号復調方法。 - 【請求項５】 前記第１位相信号と対応する第２位相信
号とを用いて入力信号の包絡線信号を検出する段階をさ
らに含むことを特徴とする請求項１記載の多次サンプリ
ングを用いた信号復調方法。 - 【請求項６】 受信される信号のビームフォーミングの
ための信号復調方法において、 複数のチャネルのそれぞれを通じて入力される夫々の入
力信号を各チャネルごとに設定し、入力信号のサンプリ
ング周期を有するサンプリング時点と第１位相信号のサ
ンプリング周期より短いサンプリング間隔を有する他の
サンプリング時点でサンプリングして、同位相信号と該
同位相信号に隣接する少なくとも２つの異位相信号を生
成するサンプリング段階と、 前記サンプリング段階で生成された異位相信号から、同
位相信号のサンプリング時点に対する異位相信号のサン
プリング時点の差による誤差を減少させて対応する異位
相信号を各チャネルごとに生成する信号生成段階と、 前記信号生成段階で生成された同位相信号及び対応する
異位相信号を同種の位相信号同士積算して、積算された
同位相信号と積算された異位相信号を生成する積算段階
と、 積算された同位相信号と積算された異位相信号とを印加
され、入力信号のビームフォーミングのための包絡線信
号を検出する包絡線検出段階とを含むことを特徴とする
多次サンプリングを用いた信号復調方法。 - 【請求項７】 前記サンプリング段階は、 同位相信号と、該同位相信号から整数ｋにより可変とさ
れる±（９０°＋１８０°×ｋ）の位相差を有する異位
相信号のうち前記同位相信号との位相差が最も少ない信
号から少なくとも２つの異位相信号を得るためのサンプ
リング信号を各チャネルごとに発生する段階と、 発生されたサンプリング信号に応じて該当チャネルの受
信信号をサンプリングして、同位相信号及び異位相信号
を発生する段階とを含むことを特徴とする請求項６記載
の多次サンプリングを用いた信号復調方法。 - 【請求項８】 前記信号生成段階は、各チャネルの少な
くとも２つの異位相信号を保管して対応する異位相信号
を生成することを特徴とする請求項６記載の多次サンプ
リングを用いた信号復調方法。 - 【請求項９】 受信される信号のビームフォーミングの
ための信号復調方法において、 複数のチャネルのそれぞれを通じて入力されるそれぞれ
の入力信号を各チャネルごとに設定し、入力信号のサン
プリング周期を有するサンプリング時点と入力信号のサ
ンプリング周期より短いサンプリング間隔を有する他の
サンプリング時点でサンプリングし、第１同位相信号と
該第１同位相信号に隣接する少なくとも２つの第１異位
相信号を生成するサンプリング段階と、 前記サンプリング段階で生成された前記第１同位相信号
と第１異位相信号とを印加され、前記サンプリング段階
により生成された順に互いに関連のある位相信号同士積
算して、第２同位相信号と第２異位相信号とを生成する
第１信号生成段階と、 前記第１信号生成段階で生成された第２異位相信号を印
加され、前記サンプリング段階における各チャネルの第
１同位相信号のサンプリング時点と第１異位相信号のサ
ンプリング時点の差による誤差を減少させた第３異位相
信号を生成する第２信号生成段階と前記第２同位相信号
と第３異位相信号とを印加され、ビームフォーミングの
ための包絡線信号を検出する包絡線検出段階とを含むこ
とを特徴とする多次サンプリングを用いた信号復調方
法。 - 【請求項１０】 前記サンプリング段階は、 第１同位相信号と、該第１同位相信号から整数ｋにより
可変とされる±（９０°＋１８０°×ｋ）の位相差を有
する第１異位相信号のうちで、前記第１同位相信号との
位相差が最も少ない信号から少なくとも２つの第１異位
相信号を得るためのサンプリング信号を各チャネル毎に
発生する段階と、 発生されたサンプリング信号に応じて該当チャネルの入
力信号をサンプリングして、第１同位相信号及び第１異
位相信号を発生する段階とを含むことを特徴とする請求
項９記載の多次サンプリングを用いた信号復調方法。 - 【請求項１１】 前記第２信号生成段階は、少なくとも
２つの第２異位相信号を保管して第３異位相信号を生成
することを特徴とする請求項９記載の多次サンプリング
を用いた信号復調方法。 - 【請求項１２】 受信される信号のビームフォーミング
のための信号復調装置において、 複数のチャネルのそれぞれを通じて入力されるそれぞれ
の入力信号を各チャネル毎に設定し、入力信号のサンプ
リング周期を有するサンプリング時点と入力信号のサン
プリング周期より短いサンプリング間隔を有する他のサ
ンプリング時点でサンプリングし、第１同位相信号と該
第１同位相信号に隣接する少なくとも２つの第１異位相
信号を各チャネル毎に生成するサンプリング手段と、 前記サンプリング手段により生成された第１同位相信号
及び第１異位相信号を印加され、第１同位相信号のサン
プリング時点に対する第１異位相信号のサンプリング時
点の差による誤差を減少させて、全てのチャネルについ
て積算された第２同位相信号及び第２異位相信号を生成
する信号生成手段と、 前記信号生成手段により生成された第２同位相信号及び
第２異位相信号を印加されて、入力信号のビームフォー
ミングのための包絡線信号を検出する包絡線検出手段と
を含むことを特徴とする多次サンプリングを用いた信号
復調装置。 - 【請求項１３】 前記サンプリング手段は、第１同位相
信号と該第１同位相信号から整数ｋにより可変とされる
±（９０°＋１８０°×ｋ）の位相差を有する第１異位
相信号のうちで、前記第１同位相信号の位相差が最も少
ない信号から少なくとも２つの第１異位相信号を得るた
め、各チャネルごとのサンプリング信号に応じて各チャ
ネルの入力信号をサンプリングして、第１同位相信号と
第１異位相信号とを生成する複数のＡ／Ｄ変換部を含む
ことを特徴とする請求項１２記載の多次サンプリングを
用いた信号復調装置。 - 【請求項１４】 前記複数のＡ／Ｄ変換部のそれぞれ
は、入力信号が有する搬送周波数の４倍にあたるサンプ
リング間隔を有する各チャネルごとの第１サンプリング
信号に応じて入力信号をサンプリングして、第１同位相
信号と第１異位相信号を生成することを特徴とする請求
項１３に記載多次サンプリングを用いた信号復調装置。 - 【請求項１５】 前記複数のＡ／Ｄ変換部のそれぞれ
は、入力信号が有する搬送周波数にあたるサンプリング
間隔を有する第１サンプリングクロック信号に応じて入
力信号をサンプリングし、第１同位相信号を生成する第
１Ａ／Ｄ変換器と、 入力信号が有する搬送周波数の２倍にあたるサンプリン
グ間隔を有する第２サンプリングクロック信号に応じて
入力信号をサンプリングし、第１異位相信号を生成する
第２Ａ／Ｄ変換器とを含み、 前記第１サンプリングクロック信号のサンプリングパル
スに最も隣接した前記第２サンプリングクロック信号の
サンプリングパルスは、入力信号が有する搬送周波数の
４倍にあたる間隔程、前記第１サンプリングクロック信
号のサンプリングパルスから離隔されることを特徴とす
る請求項１３記載の多次サンプリングを用いた信号復調
装置。 - 【請求項１６】 前記信号生成手段は、 前記サンプリング手段により生成された全てのチャネル
の第１同位相信号を積算し、積算結果により第２同位相
信号を出力する第１積算器と、 前記サンプリング手段により生成された各チャネルの第
１異位相信号を印加され、第１同位相信号のサンプリン
グ時点に対する第１異位相信号のサンプリング時点の差
により誤差を減らした第３異位相信号を各チャネル毎に
生成する複数の第１異位相成分演算器と、 前記第１異位相成分演算器から第３異位相信号を積算
し、積算結果によル第２異位相信号を出力する第２積算
器とを含むことを特徴とする請求項１２記載の多次サン
プリングを用いた信号復調装置。 - 【請求項１７】 前記複数の第１異位相成分演算器のそ
れぞれは、少なくとも２つの第１異位相信号を保管して
第３異位相信号を生成することを特徴とする請求項１６
記載の多次サンプリングを用いた信号復調装置。 - 【請求項１８】 前記信号生成手段は、 前記サンプリング手段により生成された全てのチャネル
の第１同位相信号及び第１異位相信号を印加され、ビー
ムフォーミングのためのサンプリング時点により互いに
関連のある位相信号同士積算し、積算結果による第２同
位相信号と第４異位相信号を生成する積算器と、 前記積算器により生成された第４異位相信号を印加さ
れ、各チャネルの第１同位相信号のサンプリング時点と
第１異位相信号のサンプリング時点の差による誤差を減
少させた第２異位相信号を各チャネル毎に生成する複数
の第２異位相成分演算器とを含むことを特徴とする請求
項１２記載の多次サンプリングを用いた信号復調装置。 - 【請求項１９】 前記複数の第２異位相成分演算器のそ
れぞれは、少なくとも２つの第４異位相信号を補間して
第２異位相信号を生成することを特徴とする請求項１８
に記載の多次サンプリングを用いた信号復調装置。 - 【請求項２０】 入力信号を復調する信号復調装置にお
いて、 入力信号のサンプリング周期を有する第１サンプリング
時点と入力信号のサンプリング周期により短い間隔を有
し、前記第１サンプリング時点に時間的に隣接した２つ
の第２サンプリング時点で入力信号をサンプリングする
ためのサンプリング信号に応じて、入力信号をサンプリ
ングして出力するＡ／Ｄ変換器と、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号をサンプリング信号に応じ
てラッチングするための第１ラッチと、 前記第１ラッチの出力信号をサンプリング信号に応じて
ラッチングし、前記３つのサンプリング時点のうち最先
のサンプリング時点に同期するクリア信号に応じてクリ
アされる第２ラッチと、 前記第２ラッチの出力信号をサンプリング信号に応じて
ラッチングし、前記クリア信号に応じてクリアされる第
３ラッチと、 前記第１ラッチの出力信号を加算入力端に、前記第３ラ
ッチの出力信号を減算入力端に印加されるよう連結され
た減算器とを含み、 前記減算器は、前記サンプリング信号に応じて発生され
る３つの信号のうち第１信号及び第２信号が前記第１ラ
ッチにラッチングされる場合は、そのラッチされる信号
をそのまま出力し、第３信号が第１ラッチにラッチング
される場合は、前記第１ラッチの出力信号から前記第３
ラッチの出力信号を減算し、減算結果により生成された
信号を２で割って第４信号を発生及び出力するよう動作
することを特徴とする３次サンプリングを用いた信号復
調装置。 - 【請求項２１】 前記減算器の出力信号を印加されるよ
う連結され、前記減算器から出力される信号のうち第２
信号及び第４信号を貯蔵及び出力するＦＩＦＯメモリを
さらに含むことを特徴とする請求項２０に記載の３次サ
ンプリングを用いた信号復調装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP95105013A EP0736965A1 (en) | 1995-04-04 | 1995-04-04 | Signal demodulation method and apparatus therefor using multi-ary sampling |
| US08/418,569 US5774499A (en) | 1995-04-04 | 1995-04-07 | Signal demodulation method and apparatus therefor using multi-ary sampling |
| JP7084351A JPH08293736A (ja) | 1995-04-04 | 1995-04-10 | 多次サンプリングを用いた信号復調方法及びその装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP95105013A EP0736965A1 (en) | 1995-04-04 | 1995-04-04 | Signal demodulation method and apparatus therefor using multi-ary sampling |
| US08/418,569 US5774499A (en) | 1995-04-04 | 1995-04-07 | Signal demodulation method and apparatus therefor using multi-ary sampling |
| JP7084351A JPH08293736A (ja) | 1995-04-04 | 1995-04-10 | 多次サンプリングを用いた信号復調方法及びその装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08293736A true JPH08293736A (ja) | 1996-11-05 |
Family
ID=27236507
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7084351A Pending JPH08293736A (ja) | 1995-04-04 | 1995-04-10 | 多次サンプリングを用いた信号復調方法及びその装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5774499A (ja) |
| EP (1) | EP0736965A1 (ja) |
| JP (1) | JPH08293736A (ja) |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20000414 |