JPH0824244B2 - 多フィルタマイクロ波フィルタリング装置 - Google Patents
多フィルタマイクロ波フィルタリング装置Info
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- JPH0824244B2 JPH0824244B2 JP61103277A JP10327786A JPH0824244B2 JP H0824244 B2 JPH0824244 B2 JP H0824244B2 JP 61103277 A JP61103277 A JP 61103277A JP 10327786 A JP10327786 A JP 10327786A JP H0824244 B2 JPH0824244 B2 JP H0824244B2
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- JP
- Japan
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- filter
- group
- resonator
- resonators
- transformer
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
- H01P1/2136—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies using comb or interdigital filters; using cascaded coaxial cavities
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Transceivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ＜発明の背景＞ 本発明は単一フレーム内の多インタデイジタル型フイ
ルタを含む送受切換器に関し、より詳しくはノツチフイ
ルタリング機能を果たす内部「ノツチ共振器」を有する
インタデイジタル型フイルタに関する。
ルタを含む送受切換器に関し、より詳しくはノツチフイ
ルタリング機能を果たす内部「ノツチ共振器」を有する
インタデイジタル型フイルタに関する。
インタデイジタル型フイルタはマイクロ波周波数装置
技術業者には周知であり、またIRE Transactions on Mi
crowave Theory Techniques,1962年11月号第479ページ
記載のG.L.Matthaeiによる“Interdigital Band−Pass
Filters"やArtech house,Inc.により1980年に出版され
たG.Matthaei,L.YoungおよびE.M.T.Jones著の“Microwa
ve Filter,Impedance−Matching Networks and Couplin
g Structures"の本文に記述されている。インタデイジ
タル型フイルタは一列になつて一定の間隔をおいた平行
な導電性４分の１波長共振器を含み、それらは矩型導電
性ハウジング内にあつて隣りあう共振器の反対側がハウ
ジングに接地されるという意味でインタデイジタル型様
式に配置されている。インタデイジタル型帯域フィルタ
の中心周波数はその共振器の長さによつて決定される。
インタデイジタル型フイルタの帯域幅は隣りあう共振器
の間隔によつて決定され、また各共振器の幅がそのイン
ピーダンスを決定する。共振器の数がインタデイジタル
型フイルタの選択度、即ちその帯域特性の「スカート」
のしゆん度を決定する。インタデイジタル型フイルタの
１つの欠点は、高い選択度が要求される場合に所定の
幅、長さおよび間隔を持つより多くの共振器を付加しな
ければならないので、構造の長さが増大することであ
る。そのような長さの増大はもしインタデイジタル型フ
イルタが他のマイクロ波モジユールと一緒に標準的な装
置架に据えつけるべきものであるなら実際上容認しがた
いこともある。
技術業者には周知であり、またIRE Transactions on Mi
crowave Theory Techniques,1962年11月号第479ページ
記載のG.L.Matthaeiによる“Interdigital Band−Pass
Filters"やArtech house,Inc.により1980年に出版され
たG.Matthaei,L.YoungおよびE.M.T.Jones著の“Microwa
ve Filter,Impedance−Matching Networks and Couplin
g Structures"の本文に記述されている。インタデイジ
タル型フイルタは一列になつて一定の間隔をおいた平行
な導電性４分の１波長共振器を含み、それらは矩型導電
性ハウジング内にあつて隣りあう共振器の反対側がハウ
ジングに接地されるという意味でインタデイジタル型様
式に配置されている。インタデイジタル型帯域フィルタ
の中心周波数はその共振器の長さによつて決定される。
インタデイジタル型フイルタの帯域幅は隣りあう共振器
の間隔によつて決定され、また各共振器の幅がそのイン
ピーダンスを決定する。共振器の数がインタデイジタル
型フイルタの選択度、即ちその帯域特性の「スカート」
のしゆん度を決定する。インタデイジタル型フイルタの
１つの欠点は、高い選択度が要求される場合に所定の
幅、長さおよび間隔を持つより多くの共振器を付加しな
ければならないので、構造の長さが増大することであ
る。そのような長さの増大はもしインタデイジタル型フ
イルタが他のマイクロ波モジユールと一緒に標準的な装
置架に据えつけるべきものであるなら実際上容認しがた
いこともある。
従つて、構造の物理的な大きさを実質的に増大させる
ことなく帯域選択度を増大させるための進歩したインタ
デイジタル型フイルタ構造および技術に対する未だ満た
されざる要求が存する。米国特許明細書第4,488,130号
が選択度を増大させるためにインタデイジタル型（コム
・ライン）フイルタ内での共振器部間の結合を述べてい
るが、その技術はここに述べる種類のインタデイジタル
型フイルタにはすぐに適用できない。米国特許明細書第
4,281,302号がその低周波数スカートの勾配を改善すべ
くマイクロストリツプインタデイジタル型フイルタ用の
特別なハウジングを開示している。この技術はここに述
べる種類のインタデイジタル型フイルタには適用できな
い。
ことなく帯域選択度を増大させるための進歩したインタ
デイジタル型フイルタ構造および技術に対する未だ満た
されざる要求が存する。米国特許明細書第4,488,130号
が選択度を増大させるためにインタデイジタル型（コム
・ライン）フイルタ内での共振器部間の結合を述べてい
るが、その技術はここに述べる種類のインタデイジタル
型フイルタにはすぐに適用できない。米国特許明細書第
4,281,302号がその低周波数スカートの勾配を改善すべ
くマイクロストリツプインタデイジタル型フイルタ用の
特別なハウジングを開示している。この技術はここに述
べる種類のインタデイジタル型フイルタには適用できな
い。
送受切換器は送信機と受信機を共同アンテナに結合す
るのに広く用いられている。多空洞インタデイジタル型
フイルタも公知である。米国特許明細書第3,597,709号
は２つの別個のインタデイジタル型フイルタが２つの空
洞間で無線周波数エネルギーの結合を可能にすべく中に
開口を有する共通の壁によつて接合される構造を開示し
ている。米国特許明細書第3,818,389号は平行な同じ面
プレートにより境界づけられた２つの空洞が共同の出力
共振器を共有するインタデイジタル型フイルタ構造を開
示している。しかしながらそれらの空洞は共同共振器を
それらの間に位置させて端と端をつないだ関係として開
示されている。この構造は高い選択度と構造の最小限度
の物理的長さが要求される場合には実用的ではない。前
述のいずれの双対空洞インタデイジタル型フイルタ構造
もインタデイジタル型フイルタ構造による最小限度の大
きさの送受切換器の作成に伴う問題を解決するものでは
ない。
るのに広く用いられている。多空洞インタデイジタル型
フイルタも公知である。米国特許明細書第3,597,709号
は２つの別個のインタデイジタル型フイルタが２つの空
洞間で無線周波数エネルギーの結合を可能にすべく中に
開口を有する共通の壁によつて接合される構造を開示し
ている。米国特許明細書第3,818,389号は平行な同じ面
プレートにより境界づけられた２つの空洞が共同の出力
共振器を共有するインタデイジタル型フイルタ構造を開
示している。しかしながらそれらの空洞は共同共振器を
それらの間に位置させて端と端をつないだ関係として開
示されている。この構造は高い選択度と構造の最小限度
の物理的長さが要求される場合には実用的ではない。前
述のいずれの双対空洞インタデイジタル型フイルタ構造
もインタデイジタル型フイルタ構造による最小限度の大
きさの送受切換器の作成に伴う問題を解決するものでは
ない。
第５図に示されるような送受切換器がインタデイジタ
ル型フイルタを用いて構成されているが、そこでは送信
機91と受信機96が共同アンテナ101に結合されていて、
インタデイジタル型フイルタ93と98をアンテナケーブル
100に接続されるＴコネクタ95に各々結合するケーブル9
4と99の長さを非常に正確に裁断する必要がある。
ル型フイルタを用いて構成されているが、そこでは送信
機91と受信機96が共同アンテナ101に結合されていて、
インタデイジタル型フイルタ93と98をアンテナケーブル
100に接続されるＴコネクタ95に各々結合するケーブル9
4と99の長さを非常に正確に裁断する必要がある。
送信機と受信機の間の最大限度の分離を与えながらも
装置架内で最小限度のフロントパネルスペースを占め、
送受切換器の「送信機」フイルタと「受信機」フイルタ
を共同アンテナに接続すべくケーブルの長さを厳密に裁
断する必要が回避される実用的なインタデイジタル型フ
イルタ送受切換器構造に対する未だ満たされざる要求が
ある。
装置架内で最小限度のフロントパネルスペースを占め、
送受切換器の「送信機」フイルタと「受信機」フイルタ
を共同アンテナに接続すべくケーブルの長さを厳密に裁
断する必要が回避される実用的なインタデイジタル型フ
イルタ送受切換器構造に対する未だ満たされざる要求が
ある。
＜発明の要約＞ 本発明のもう１つの目的はその多フイルタ間の効率の
良い内部結合を伴う進歩したインタデイジタル型フイル
タ送受切換器構造を提供することである。
良い内部結合を伴う進歩したインタデイジタル型フイル
タ送受切換器構造を提供することである。
本発明のさらに１つの目的はそのフイルタ間のケーブ
ル結合を必要としない送受切換器を提供することであ
る。
ル結合を必要としない送受切換器を提供することであ
る。
本発明のさらに１つの目的は最小限度のフロントパネ
ルスペースを占める進歩したインタデイジタル型フイル
タ送受切換器構造を提供することである。
ルスペースを占める進歩したインタデイジタル型フイル
タ送受切換器構造を提供することである。
簡略に述べかつその１つの実施例に従うなら、本発明
は単一のフレーム内に配置されてその間に幅の狭い共同
導電壁がある複数の共振器を各々含んだ送信機フイルタ
と受信機フイルタとを含み、また送信機フイルタからの
無線周波数エネルギーを共同アンテナに結合すると共に
アンテナからの無線周波数エネルギーを受信機フイルタ
に結合するより大きな変成器部を含むインタデイジタル
型フイルタ送受切換器を提供する。本発明によるこの記
述される実施例では送信機フイルタと受信機フイルタが
インタデイジタル型フイルタであつて４分の１波長共振
器を有し、また大きな変成器部は４分の３波長線であつ
て、送信機フイルタと受信機フイルタの共振器に整列さ
せた定常波形を持つ１つおきの４分の１波部を有する。
第１と第２のフイルタにおける共振器の各々の長さは４
分の１波長である。フイルタ内変成器部の長さは１波長
の４分の３である。送信機フイルタと受信機フイルタの
帯域特性の隣りあうスカート部分のしゆん度を高め、そ
れによつて送信機と受信機の分離を増進すべく、ノツチ
共振器が送信機フイルタと受信機フイルタ内にその編成
器部とハウジングの隣接部分との間に設けられる。
は単一のフレーム内に配置されてその間に幅の狭い共同
導電壁がある複数の共振器を各々含んだ送信機フイルタ
と受信機フイルタとを含み、また送信機フイルタからの
無線周波数エネルギーを共同アンテナに結合すると共に
アンテナからの無線周波数エネルギーを受信機フイルタ
に結合するより大きな変成器部を含むインタデイジタル
型フイルタ送受切換器を提供する。本発明によるこの記
述される実施例では送信機フイルタと受信機フイルタが
インタデイジタル型フイルタであつて４分の１波長共振
器を有し、また大きな変成器部は４分の３波長線であつ
て、送信機フイルタと受信機フイルタの共振器に整列さ
せた定常波形を持つ１つおきの４分の１波部を有する。
第１と第２のフイルタにおける共振器の各々の長さは４
分の１波長である。フイルタ内変成器部の長さは１波長
の４分の３である。送信機フイルタと受信機フイルタの
帯域特性の隣りあうスカート部分のしゆん度を高め、そ
れによつて送信機と受信機の分離を増進すべく、ノツチ
共振器が送信機フイルタと受信機フイルタ内にその編成
器部とハウジングの隣接部分との間に設けられる。
＜発明の説明＞ さて第１図と第２図を参照すると、インタデイジタル
型フイルタ１が方型導電性フレーム２を含み、それが底
部部材2A、上部部材2Cおよび端部部材2Bと2Dを含んで薄
く細長く方形空洞12を定めている。インタデイジタル型
フイルタ１の大きい方の向かいあう面は導電性面プレー
ト５と６でおおわれている。インタデイジタル型フイル
タ１は空洞12内に8,15,16,17および18を含む第１のグル
ープの共振器と、変成器部７と19を含む。後者の素子は
それらがケーブル導線を矩型導線に「変成」する（する
とそれが電磁エネルギーを共振器に結合できる）が故に
「変成器部」と呼ばれる。本発明によれば各々の共振器
がＴ字型形状であつて導電性プレート５と６の内表面に
ねじで取り付けられる取付ベースを含む。各共振器はま
た取付ベースによつてそれに垂直に中心で支持される相
対的に薄い共振器部をも含む。例えば第１図で共振器８
が取付ベース8Bと薄く垂直な共振器部8Aを含む。変成器
部は同様なＴ字型形状を有する。
型フイルタ１が方型導電性フレーム２を含み、それが底
部部材2A、上部部材2Cおよび端部部材2Bと2Dを含んで薄
く細長く方形空洞12を定めている。インタデイジタル型
フイルタ１の大きい方の向かいあう面は導電性面プレー
ト５と６でおおわれている。インタデイジタル型フイル
タ１は空洞12内に8,15,16,17および18を含む第１のグル
ープの共振器と、変成器部７と19を含む。後者の素子は
それらがケーブル導線を矩型導線に「変成」する（する
とそれが電磁エネルギーを共振器に結合できる）が故に
「変成器部」と呼ばれる。本発明によれば各々の共振器
がＴ字型形状であつて導電性プレート５と６の内表面に
ねじで取り付けられる取付ベースを含む。各共振器はま
た取付ベースによつてそれに垂直に中心で支持される相
対的に薄い共振器部をも含む。例えば第１図で共振器８
が取付ベース8Bと薄く垂直な共振器部8Aを含む。変成器
部は同様なＴ字型形状を有する。
第２図で最もよく見られるように、変成器部７はその
自由端部が幅の狭いギヤツプ25を越えて導線22に接続さ
れ、それが導電性ブロツク21を通じて共軸ケーブルコネ
クタ３の中心導線にまで伸びている。同様に、変成器部
19の自由端部が幅の狭いギヤツプを越えて導線24に接続
され、それが方形導電性ブロツク23を通じてケーブルコ
ネクタ４の中心導線にまで伸びている。
自由端部が幅の狭いギヤツプ25を越えて導線22に接続さ
れ、それが導電性ブロツク21を通じて共軸ケーブルコネ
クタ３の中心導線にまで伸びている。同様に、変成器部
19の自由端部が幅の狭いギヤツプを越えて導線24に接続
され、それが方形導電性ブロツク23を通じてケーブルコ
ネクタ４の中心導線にまで伸びている。
１つおきの共振器15と17の取付ベースはインタデイジ
タル型フイルタ１の導電性面５と６の下部に取り付けら
れる。残りの共振器8,16および18の取付ベースは導電性
面５と６の上部に取り付けられる。変成器部７と９の取
付ベースは導電性面５と６の下部に取り付けられる。イ
ンタデイジタル型フイルタ１の帯域特性は第４図の参照
番号60,60Aによつて示されるような形をとることができ
る。（帯域特性61を後に説明する。）第４図の線62によ
つて示される中心周波数が共振器8,15,16,17および18の
長さ27によつて決定される。インタデイジタル型フイル
タ１の帯域は共振器8,15,16,17および18の間の間隔29、
変成器部７と共振器８との間のより小さい間隔、および
共振器18と変成器部19との間のより小さい間隔によつて
決定される（言及したより小さい間隔は共振器と変成器
部の異なるインピーダンスの故に必要とされる。）各共
振器の幅28がその共振器のインピーダンスを決定する。
１つの共振器の最適インピーダンスは約70オームであ
る。しかしながら変成器部７と19は共軸ケーブルコネク
タ３と４に接続される50オームケーブル（図には示され
ていない）に対するインピーダンス整合を果たすために
それらのインピーダンスを50オームに下げるべくより幅
が広くなつている。
タル型フイルタ１の導電性面５と６の下部に取り付けら
れる。残りの共振器8,16および18の取付ベースは導電性
面５と６の上部に取り付けられる。変成器部７と９の取
付ベースは導電性面５と６の下部に取り付けられる。イ
ンタデイジタル型フイルタ１の帯域特性は第４図の参照
番号60,60Aによつて示されるような形をとることができ
る。（帯域特性61を後に説明する。）第４図の線62によ
つて示される中心周波数が共振器8,15,16,17および18の
長さ27によつて決定される。インタデイジタル型フイル
タ１の帯域は共振器8,15,16,17および18の間の間隔29、
変成器部７と共振器８との間のより小さい間隔、および
共振器18と変成器部19との間のより小さい間隔によつて
決定される（言及したより小さい間隔は共振器と変成器
部の異なるインピーダンスの故に必要とされる。）各共
振器の幅28がその共振器のインピーダンスを決定する。
１つの共振器の最適インピーダンスは約70オームであ
る。しかしながら変成器部７と19は共軸ケーブルコネク
タ３と４に接続される50オームケーブル（図には示され
ていない）に対するインピーダンス整合を果たすために
それらのインピーダンスを50オームに下げるべくより幅
が広くなつている。
前述のように、インタデイジタル型フイルタの選択
度、即ちそれが帯域外の信号を除波する程度がその中の
共振器の数によつて決定される。なぜならフイルタ12内
の共振器が増える程、信号がインタデイジタル型フイル
タの一端から他端へ移動する際により多くの帯域外エネ
ルギーが減衰させられるからである。
度、即ちそれが帯域外の信号を除波する程度がその中の
共振器の数によつて決定される。なぜならフイルタ12内
の共振器が増える程、信号がインタデイジタル型フイル
タの一端から他端へ移動する際により多くの帯域外エネ
ルギーが減衰させられるからである。
本発明によれば２つのノツチ共振器10と20を第２図の
小領域12Aと12B内に変成器部７と19の外側隣りに挿入す
ることによつてインタデイジタル型フイルタ１の選択度
が増大させられる。共振器10と20の長さは第４図の線62
によつて示される中心周波数とは異なる１つまたは複数
の共振周波数を与えるべく選択される。例えばノツチ共
振器10と20の両方の共振周波数が第４図の点線65に対応
する周波数を有するように選択されると、帯域特性60の
点線60Bによつて示される部分のしゆん度が増大してし
ゆん度の高められたスカート部分60Cを生じ参照数字65
によつて示される周波数より大きい周波数の除波を大い
に高める。
小領域12Aと12B内に変成器部７と19の外側隣りに挿入す
ることによつてインタデイジタル型フイルタ１の選択度
が増大させられる。共振器10と20の長さは第４図の線62
によつて示される中心周波数とは異なる１つまたは複数
の共振周波数を与えるべく選択される。例えばノツチ共
振器10と20の両方の共振周波数が第４図の点線65に対応
する周波数を有するように選択されると、帯域特性60の
点線60Bによつて示される部分のしゆん度が増大してし
ゆん度の高められたスカート部分60Cを生じ参照数字65
によつて示される周波数より大きい周波数の除波を大い
に高める。
周波数65が参照符号62により示される周波数にどれだ
け近いかによつて、ノツチ共振器10と20により生成され
る帯域特性60内の「ノツチ」が十分幅が狭くなり、第４
図には示されていないけれども第４図のスカート60の右
側部分が周波数のさらなる増大につれて下降を続ける前
に増大し得る。
け近いかによつて、ノツチ共振器10と20により生成され
る帯域特性60内の「ノツチ」が十分幅が狭くなり、第４
図には示されていないけれども第４図のスカート60の右
側部分が周波数のさらなる増大につれて下降を続ける前
に増大し得る。
上述の構造は、約800メガヘルツの中心周波数に関し
て本構造が標準の48.26センチメータ（19インチ）の装
置架に適合させ得るばかりでなく、装置の長さを入手可
能な48.26センチメータ（19インチ）の長さを越えて増
大させることなくより鋭い選択度を得ることができると
いう利点を有する。
て本構造が標準の48.26センチメータ（19インチ）の装
置架に適合させ得るばかりでなく、装置の長さを入手可
能な48.26センチメータ（19インチ）の長さを越えて増
大させることなくより鋭い選択度を得ることができると
いう利点を有する。
通例の実施によればフレーム２、面プレート５と６、
および共振器と変成器部を高い表面導電性を与えるべく
銀でコーテイングされた銅で作成することができる。共
振器のＴ字型構造はそれらを引き抜き銅断面から切断す
ることを可能にし、本発明によるインタデイジタル型フ
イルタ構造の製造コストを著しく低減する。
および共振器と変成器部を高い表面導電性を与えるべく
銀でコーテイングされた銅で作成することができる。共
振器のＴ字型構造はそれらを引き抜き銅断面から切断す
ることを可能にし、本発明によるインタデイジタル型フ
イルタ構造の製造コストを著しく低減する。
次に第３図を参照すると送受切換器35を提供すべくフ
イルタと「アンテナ変成器部」40との内部結合を伴うユ
ニタリ双対空洞インタデイジタル型フイルタ構造が例示
されている。送受切換器35は本質的に第１図と第２図に
関して述べたように配置された平行に間隔をおいた共振
器46−１ないし46−５と変成器部46−６を含む「受信機
フイルタ」38を含み、各々長さが受信機周波数の波長の
４分の１に等しい。受信機変成器部46−６は導電性ブロ
ツク52を通つて伸びる導線53によつてギヤツプ54を越え
て導線55に接続される。導線55は共振器46−６とフレー
ム36の間を経由して受信機ケーブルコネクタ56に至る。
イルタと「アンテナ変成器部」40との内部結合を伴うユ
ニタリ双対空洞インタデイジタル型フイルタ構造が例示
されている。送受切換器35は本質的に第１図と第２図に
関して述べたように配置された平行に間隔をおいた共振
器46−１ないし46−５と変成器部46−６を含む「受信機
フイルタ」38を含み、各々長さが受信機周波数の波長の
４分の１に等しい。受信機変成器部46−６は導電性ブロ
ツク52を通つて伸びる導線53によつてギヤツプ54を越え
て導線55に接続される。導線55は共振器46−６とフレー
ム36の間を経由して受信機ケーブルコネクタ56に至る。
フレーム36は（第１図の５と６のように）向かいあう
導電性面の間に伸びる幅の狭い導電性部材37を含んでい
て受信機フイルタ38を「送信機フイルタ」39から分離す
る。送信機フイルタ39は本質的に前述の方法で接続され
た間隔をおいた平行な共振器45−１ないし45−５と変成
器部分45−６を含み、各々の長さが送信機周波数の波長
の４分の１に等しい。送信機変成器部45−６はインピー
ダンス整合ギヤツプ50を越えて導線49に電気的に接続さ
れる。導線49は導電性ブロツク47を通つて伸び送信機ケ
ーブルコネクタ48の中心コネクタ導線に至る。
導電性面の間に伸びる幅の狭い導電性部材37を含んでい
て受信機フイルタ38を「送信機フイルタ」39から分離す
る。送信機フイルタ39は本質的に前述の方法で接続され
た間隔をおいた平行な共振器45−１ないし45−５と変成
器部分45−６を含み、各々の長さが送信機周波数の波長
の４分の１に等しい。送信機変成器部45−６はインピー
ダンス整合ギヤツプ50を越えて導線49に電気的に接続さ
れる。導線49は導電性ブロツク47を通つて伸び送信機ケ
ーブルコネクタ48の中心コネクタ導線に至る。
本発明によれば、より大きな「アンテナ変成器部」40
が送受切換器35の（第１図の面プレート５および６と同
様な）面プレートの上部に取り付けられた取付ベース40
Aを有して導電性の壁37を通過して下方に伸び、送信機
フイルタ３に渡る。変成器部40は共振器45−１等および
46−１等に平行であつて同一平面内にあり、送信機また
は受信機の周波数（それらは接近している）の（波長
の）４分の３に等しい長さを有する。４分の３波長の変
成器部40がインピーダンス整合ギヤツプ44を越えてアン
テナケーブルコネクタ42の中心導線に接続される。
が送受切換器35の（第１図の面プレート５および６と同
様な）面プレートの上部に取り付けられた取付ベース40
Aを有して導電性の壁37を通過して下方に伸び、送信機
フイルタ３に渡る。変成器部40は共振器45−１等および
46−１等に平行であつて同一平面内にあり、送信機また
は受信機の周波数（それらは接近している）の（波長
の）４分の３に等しい長さを有する。４分の３波長の変
成器部40がインピーダンス整合ギヤツプ44を越えてアン
テナケーブルコネクタ42の中心導線に接続される。
４分の３波長アンテナ変成器部40と４分の１波長共振
器45−１等、及び46−１等との正確な整列は第３図の左
側に示されている変成器部40の電圧定常波波形34を参照
することによつて最も良く示される。その立上がり４分
の１波部分34Aが受信機フイルタ共振器46−１等と整列
させられ、またその次の立上がり４分の１波部分34Bが
送信機フイルタ共振器45−１等と整列させられる。この
整列が受信機フイルタと送信機フイルタに対する受信機
周波数と送信機周波数における無線周波数エネルギーの
電磁的な結合を最適化する。
器45−１等、及び46−１等との正確な整列は第３図の左
側に示されている変成器部40の電圧定常波波形34を参照
することによつて最も良く示される。その立上がり４分
の１波部分34Aが受信機フイルタ共振器46−１等と整列
させられ、またその次の立上がり４分の１波部分34Bが
送信機フイルタ共振器45−１等と整列させられる。この
整列が受信機フイルタと送信機フイルタに対する受信機
周波数と送信機周波数における無線周波数エネルギーの
電磁的な結合を最適化する。
説明のために、インタデイジタル型受信機フイルタ38
が第４図の参照符号60によつて指定される帯域特性を有
し、またインタデイジタル型送信機フイルタ39が第４図
の参照符号61によつて指定される帯域特性を有するもの
と仮定する。従つて受信機周波数が点線62により示され
る周波数であり、また送信機周波数が点線63により示さ
れる周波数である。
が第４図の参照符号60によつて指定される帯域特性を有
し、またインタデイジタル型送信機フイルタ39が第４図
の参照符号61によつて指定される帯域特性を有するもの
と仮定する。従つて受信機周波数が点線62により示され
る周波数であり、また送信機周波数が点線63により示さ
れる周波数である。
本出願人は上述の機構が送信機信号をアンテナに結合
しまた同アンテナから受け取つた信号をケーブルコネク
タ56に接続された受信機に結合するのに非常に有効であ
ると共に、送信機と受信機の間の優れた分離を維持し、
また挿入損を非常に低くすることができることを発見し
た。
しまた同アンテナから受け取つた信号をケーブルコネク
タ56に接続された受信機に結合するのに非常に有効であ
ると共に、送信機と受信機の間の優れた分離を維持し、
また挿入損を非常に低くすることができることを発見し
た。
共振器46−７と45−７を受信機フイルタ38と送信機フ
イルタ39内の図示された位置に各各配置してそれに各々
第４図の点線65により示される共振周波数を持たせるこ
とにより、共振器46−７と45−７が「ノツチ共振器」と
して動作する。それらは受信機帯域特性60の右側スカー
ト60Aの下部60Cのしゆん度を実際に大いに高め、また送
信機帯域特性61の左側スカート61Aの下部61Cのしゆん度
を大いに高め、それによつて送信機と受信機の間の分離
を約10デシベルないし20デシベルだけ増大させる。
イルタ39内の図示された位置に各各配置してそれに各々
第４図の点線65により示される共振周波数を持たせるこ
とにより、共振器46−７と45−７が「ノツチ共振器」と
して動作する。それらは受信機帯域特性60の右側スカー
ト60Aの下部60Cのしゆん度を実際に大いに高め、また送
信機帯域特性61の左側スカート61Aの下部61Cのしゆん度
を大いに高め、それによつて送信機と受信機の間の分離
を約10デシベルないし20デシベルだけ増大させる。
本出願人が第３図によつて構成した送受切換器では送
信機フイルタ39または受信機フイルタ38のいずれかを通
して測定された挿入損がわずか約0.5デシベルであつ
た。受信機フイルタ38と送信機フイルタ39の除波帯域に
おける減衰は約50デシベルより大きい。本出願人が構成
した上述の送受切換器は移動通信細胞帯域にて用いるべ
く選択された周波数を有し、825メガヘルツないし851メ
ガヘルツの領域の受信機周波数と870メガヘルツないし8
96メガヘルツの領域の送信機周波数での通信用の設計さ
れている。受信機周波数62と送信機周波数63との分離は
約19メガヘルツである。
信機フイルタ39または受信機フイルタ38のいずれかを通
して測定された挿入損がわずか約0.5デシベルであつ
た。受信機フイルタ38と送信機フイルタ39の除波帯域に
おける減衰は約50デシベルより大きい。本出願人が構成
した上述の送受切換器は移動通信細胞帯域にて用いるべ
く選択された周波数を有し、825メガヘルツないし851メ
ガヘルツの領域の受信機周波数と870メガヘルツないし8
96メガヘルツの領域の送信機周波数での通信用の設計さ
れている。受信機周波数62と送信機周波数63との分離は
約19メガヘルツである。
本送受切換器に関しては（第１図の５と６のような）
薄い導電性パネルの分離、従つて第１図の共振器取付ベ
ースの幅は3.81センチメータ（1 1/2インチ）である。
各共振器の厚さは約0.64センチメータ（1/4インチ）で
ある。第３図の送受切換器35の水平方向の寸法は44.45
センチメータ（17 1/2インチ）であつて、本装置を通例
の装置架に取り付けるのに適したフロントパネルに取り
付けるのを容易にしている。第３図の送受切換器の垂直
方向のフレーム寸法は31.75センチメータ（12 1/2イン
チ）である。
薄い導電性パネルの分離、従つて第１図の共振器取付ベ
ースの幅は3.81センチメータ（1 1/2インチ）である。
各共振器の厚さは約0.64センチメータ（1/4インチ）で
ある。第３図の送受切換器35の水平方向の寸法は44.45
センチメータ（17 1/2インチ）であつて、本装置を通例
の装置架に取り付けるのに適したフロントパネルに取り
付けるのを容易にしている。第３図の送受切換器の垂直
方向のフレーム寸法は31.75センチメータ（12 1/2イン
チ）である。
かくて第３図に示される送受切換器は装置架の垂直方
向の間隔より5.08センチメータ（２インチ）小さい場所
を占め、わずか約.5デシベルという非常に低い挿入損を
有して受信機と送信機の間に50デシベルより大きい分離
を与える。さらに送信機空洞と受信機空洞の間に正確に
切断されたケーブルを設ける必要がなく、またそのよう
なケーブルのための何らかの物理的空間も必要ない。こ
こに述べた送受切換器35は極めて安価に製造できる。
向の間隔より5.08センチメータ（２インチ）小さい場所
を占め、わずか約.5デシベルという非常に低い挿入損を
有して受信機と送信機の間に50デシベルより大きい分離
を与える。さらに送信機空洞と受信機空洞の間に正確に
切断されたケーブルを設ける必要がなく、またそのよう
なケーブルのための何らかの物理的空間も必要ない。こ
こに述べた送受切換器35は極めて安価に製造できる。
第３図に示される基本的な送受切換器機構は第６図に
示される72,73,74,75,76および77のようなより多くの空
洞を含むべく拡張できる。共同のもしくはフイルタ内変
成器部78は長さが４分の１波長の奇数倍であつて全ての
フイルタ間でその左右にて共有される。各フイルタは共
振器の通例のインタデイジタル型フイルタ配置を含み、
また81や83のようなケーブルコネクタに結合された端部
変成器部を含む。共同のフイルタ内変成器部78がその自
由端部にて共軸ケーブルコネクタ79の中心導線に接続さ
れ、それを所望によりアンテナに送ることができる。受
信機と送信機の様々な組み合わせを様々なケーブルコネ
クタに接続することができる。実際には78のような単一
の内部フイルタ変成器部にて共有し得る空洞の数は様々
な帯域フイルタの周波数の広がりまたは分離によつて制
限される。
示される72,73,74,75,76および77のようなより多くの空
洞を含むべく拡張できる。共同のもしくはフイルタ内変
成器部78は長さが４分の１波長の奇数倍であつて全ての
フイルタ間でその左右にて共有される。各フイルタは共
振器の通例のインタデイジタル型フイルタ配置を含み、
また81や83のようなケーブルコネクタに結合された端部
変成器部を含む。共同のフイルタ内変成器部78がその自
由端部にて共軸ケーブルコネクタ79の中心導線に接続さ
れ、それを所望によりアンテナに送ることができる。受
信機と送信機の様々な組み合わせを様々なケーブルコネ
クタに接続することができる。実際には78のような単一
の内部フイルタ変成器部にて共有し得る空洞の数は様々
な帯域フイルタの周波数の広がりまたは分離によつて制
限される。
第６図は変成器部78の定常波電圧を表わす波形86を含
み、いかにして定常波部分を共振器78に結合される共振
器の列に整列させるかを示している。
み、いかにして定常波部分を共振器78に結合される共振
器の列に整列させるかを示している。
本発明をそのいくつかの特定実施例を参照しつつ記述
してきたが、当業者は本発明の真の精神およびその範囲
から逸脱することなく、開示した実施例に対し様々な修
正を行なうことができよう。ここに述べた実施例のそれ
と実質的に同じ結果を達成すべく実質的に同じ方法によ
つて実質的に同じ機能を果たすことにおいて等価である
全ての素子または段階がここに述べたものと等価である
よう企図されている。例えば第３図の変成器部40のよう
な「変成器部」を、共振器の長さが１波長の約８分の
１、また共同アンテナ共振器の長さが１波長の４分の３
である双対フイルタインタデイジタル型フイルタ構造に
おけると本質的に同じ方法で用いることができる。
してきたが、当業者は本発明の真の精神およびその範囲
から逸脱することなく、開示した実施例に対し様々な修
正を行なうことができよう。ここに述べた実施例のそれ
と実質的に同じ結果を達成すべく実質的に同じ方法によ
つて実質的に同じ機能を果たすことにおいて等価である
全ての素子または段階がここに述べたものと等価である
よう企図されている。例えば第３図の変成器部40のよう
な「変成器部」を、共振器の長さが１波長の約８分の
１、また共同アンテナ共振器の長さが１波長の４分の３
である双対フイルタインタデイジタル型フイルタ構造に
おけると本質的に同じ方法で用いることができる。
第１図は本発明による進歩したインタデイジタル型フイ
ルタに関する部分切除遠近図、第２図は第１図の切断線
２−２に沿つてとられた断面図、第３図は本発明による
送受切換器に関する断面図、第４図は第３図の送受切換
器の帯域特性を示す線図、第５図は従来技術による送受
切換器の構造を例示するブロツク線図、第６図は本発明
による代替的な多フイルタインタデイジタル型フイルタ
構造に関する断面図である。 符号の説明 １……インタデイジタル型フイルタ、 ２……方形導電性フレーム、 3,4……共軸ケーブルコネクタ、 5,6……導電性面、 7,19……変成器部、 8,15,16,17,18……第１の共振器群、 10,20……ノツチ共振器、 21……導電性ブロツク、 22,24……導線、 23……方形導電性ブロツク、 25,26……ギヤツプ、 37……導電性壁、 38……インタデイジタル型受信機フイルタ、 39……インタデイジタル型送信機フイルタ。
ルタに関する部分切除遠近図、第２図は第１図の切断線
２−２に沿つてとられた断面図、第３図は本発明による
送受切換器に関する断面図、第４図は第３図の送受切換
器の帯域特性を示す線図、第５図は従来技術による送受
切換器の構造を例示するブロツク線図、第６図は本発明
による代替的な多フイルタインタデイジタル型フイルタ
構造に関する断面図である。 符号の説明 １……インタデイジタル型フイルタ、 ２……方形導電性フレーム、 3,4……共軸ケーブルコネクタ、 5,6……導電性面、 7,19……変成器部、 8,15,16,17,18……第１の共振器群、 10,20……ノツチ共振器、 21……導電性ブロツク、 22,24……導線、 23……方形導電性ブロツク、 25,26……ギヤツプ、 37……導電性壁、 38……インタデイジタル型受信機フイルタ、 39……インタデイジタル型送信機フイルタ。
Claims (3)
- 【請求項１】（ａ）あらかじめ定められた共振周波数を
有し、間隔をおいた平行な共振器の第１のグループ（46
−１〜46−５）がその中にあって、前記第１のグループ
が第１と第２の端部を有している第１のインタディジタ
ル型フィルタ（38）と、 （ｂ）第２のあらかじめ定められた共振周波数を有し、
間隔をおいた平行な共振器の第２のグループ（45−１〜
45−５）がその中にあって、前記第２のグループが第１
と第２の端部を有している第２のインタディジタル型フ
ィルタ（39）と、 （ｃ）前記第１のグループの前記第１の端部に隣接して
配置された第１の変成器部（46−６）と該第１の変成器
部を第１のケーブルコネクタ（56）に電気的に接続する
ための第１の接続手段（52,55）、および前記第２のグ
ループの前記第１の端部に隣接して配置された第２の変
成器部（45−６）と該第２の変成器部を第２のケーブル
コネクタ（48）に電気的に接続するための第２の接続手
段（47）と、 （ｄ）前記第１のフィルタの前記第２の端部に隣接しま
た前記第２のフィルタの前記第２の端部に隣接して伸び
る共同変成器部であって、前記第１のフィルタの前記共
振周波数を有する無線エネルギーを共同変成器部間で結
合させるべく、前記第１のグループの前記第２の端部に
ある共振器の１つに整列させられたあらかじめ定められ
た第１の部分と該第１の部分から間隔をおきまた前記第
２のグループの前記第２の端部にある共振器の１つに整
列させられたあらかじめ定められた第２の部分を有する
共同変成器部（40）と、 （ｅ）前記第１と第２のフィルタを囲むものであって前
記第１と第２のフィルタの間に伸びて前記共同変成器部
に近づく細長い導電性ディバイダ（37）を含み、それに
よって前記第１と第２のフィルタを分離するようになっ
ており、前記第１と第２のフィルタを囲むためにその向
かいあう側に取り付けられた第１と第２の導電性面プレ
ートを含む導電性方形フレーム（36）と、 （ｆ）前記共同変成器部を第３のケーブルコネクタ（4
2）に電気的に接続するための第３の接続手段（41）
と、 （ｇ）前記第１の変成器部と前記フレームとの間に配置
され、前記第１と第２のフィルタの両方の共振周波数の
間にある共振周波数を有するノッチ共振器（46−７）と
をもち、 しかして前記第１のグループの各共振器の長さが前記第
１のフィルタの前記共振周波数の波長の４分の１に等し
く、前記第２のグループの各共振器の長さが前記第２の
フィルタの前記共振周波数の波長の４分の１に等しく、
また前記共同変成器部の長さが前記第１と第２のフィル
タの前記共振周波数に実質的に等しい周波数の４分の１
波長の奇数倍に等しく、 しかして前記共同変成器部の第１の４分の１波長部分が
前記第１のグループの共振器に整列させられ、また前記
共同変成器の第３の４分の１波長部分が前記第２のグル
ープの共振器に整列させられ、前記第１のグループの共
振器が前記第２のグループの共振器から約４分の１波長
の間隔をあけている（第３図）、ことを特徴とする多フ
ィルタマイクロ波フィルタリング装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項の記載の装置におい
て前記第１と第２のグループの各共振器が方形導電性取
付ベースと該取付ベースに一体になった相対的に薄い方
形共振器部を含むＴ字型構造を含み、各取付ベースがそ
の共振器を支持するために前記第１と第２の面プレート
の内表面に取り付けられた向かいあう面を有しているこ
とを特徴とする多フィルタマイクロ波フィルタリング装
置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第２項の記載において、前
記第１のケーブルコネクタが前記第１のフィルタを受信
機に結合し、前記第２のケーブルコネクタが前記第２の
フィルタを送信機に結合し、また前記第３のケーブルコ
ネクタが前記第１と第２の両方のフィルタを前記共同変
成器共振器によって共同アンテナに結合することを特徴
とする多フィルタマイクロ波フィルタリング装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US732357 | 1985-05-08 | ||
| US06/732,357 US4596969A (en) | 1985-05-08 | 1985-05-08 | Interdigital duplexer with notch resonators |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61274502A JPS61274502A (ja) | 1986-12-04 |
| JPH0824244B2 true JPH0824244B2 (ja) | 1996-03-06 |
Family
ID=24943211
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61103277A Expired - Fee Related JPH0824244B2 (ja) | 1985-05-08 | 1986-05-07 | 多フィルタマイクロ波フィルタリング装置 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4596969A (ja) |
| EP (1) | EP0201083B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0824244B2 (ja) |
| AU (1) | AU577511B2 (ja) |
| CA (1) | CA1245310A (ja) |
| DE (1) | DE3689178T2 (ja) |
| DK (1) | DK166181C (ja) |
| MX (1) | MX167234B (ja) |
| ZA (1) | ZA863435B (ja) |
Families Citing this family (17)
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| US5153541A (en) * | 1991-05-20 | 1992-10-06 | At&T Bell Laboratories | Folded interdigital notch filter |
| US5304962A (en) * | 1992-08-11 | 1994-04-19 | At&T Bell Laboratories | Microwave transmission means with improved coatings |
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| US6424074B2 (en) | 1999-01-14 | 2002-07-23 | The Regents Of The University Of Michigan | Method and apparatus for upconverting and filtering an information signal utilizing a vibrating micromechanical device |
| US6249073B1 (en) | 1999-01-14 | 2001-06-19 | The Regents Of The University Of Michigan | Device including a micromechanical resonator having an operating frequency and method of extending same |
| US6566786B2 (en) | 1999-01-14 | 2003-05-20 | The Regents Of The University Of Michigan | Method and apparatus for selecting at least one desired channel utilizing a bank of vibrating micromechanical apparatus |
| US6577040B2 (en) | 1999-01-14 | 2003-06-10 | The Regents Of The University Of Michigan | Method and apparatus for generating a signal having at least one desired output frequency utilizing a bank of vibrating micromechanical devices |
| US6593831B2 (en) | 1999-01-14 | 2003-07-15 | The Regents Of The University Of Michigan | Method and apparatus for filtering signals in a subsystem including a power amplifier utilizing a bank of vibrating micromechanical apparatus |
| US6713938B2 (en) | 1999-01-14 | 2004-03-30 | The Regents Of The University Of Michigan | Method and apparatus for filtering signals utilizing a vibrating micromechanical resonator |
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1985
- 1985-05-08 US US06/732,357 patent/US4596969A/en not_active Expired - Lifetime
-
1986
- 1986-05-06 MX MX002395A patent/MX167234B/es unknown
- 1986-05-06 DE DE86106198T patent/DE3689178T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-05-06 EP EP86106198A patent/EP0201083B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-05-07 DK DK212386A patent/DK166181C/da not_active IP Right Cessation
- 1986-05-07 ZA ZA863435A patent/ZA863435B/xx unknown
- 1986-05-07 JP JP61103277A patent/JPH0824244B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1986-05-07 CA CA000508597A patent/CA1245310A/en not_active Expired
- 1986-05-08 AU AU57262/86A patent/AU577511B2/en not_active Ceased
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU416795A1 (ja) | 1971-12-31 | 1974-02-25 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4596969A (en) | 1986-06-24 |
| EP0201083B1 (en) | 1993-10-20 |
| DE3689178D1 (de) | 1993-11-25 |
| ZA863435B (en) | 1987-02-25 |
| EP0201083A2 (en) | 1986-11-12 |
| DK166181B (da) | 1993-03-15 |
| AU577511B2 (en) | 1988-09-22 |
| DK166181C (da) | 1993-08-09 |
| AU5726286A (en) | 1987-11-12 |
| DE3689178T2 (de) | 1994-05-05 |
| EP0201083A3 (en) | 1988-09-07 |
| DK212386A (da) | 1986-11-09 |
| MX167234B (es) | 1993-03-10 |
| DK212386D0 (da) | 1986-05-07 |
| CA1245310A (en) | 1988-11-22 |
| JPS61274502A (ja) | 1986-12-04 |
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