JPH08228187A - Ｏｆｄｍ方式の放送波受信機 - Google Patents
Ｏｆｄｍ方式の放送波受信機Info
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- JPH08228187A JPH08228187A JP7031255A JP3125595A JPH08228187A JP H08228187 A JPH08228187 A JP H08228187A JP 7031255 A JP7031255 A JP 7031255A JP 3125595 A JP3125595 A JP 3125595A JP H08228187 A JPH08228187 A JP H08228187A
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- signal
- signals
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 受信した信号が広帯域及び狭帯域のうちのい
ずれの信号であるかを自動識別して受信することができ
るＯＦＤＭ方式の放送波受信機を提供する。 【構成】 データ信号にＯＦＤＭ変調を施してフレーム
単位の信号として放送波が送信され、そのフレーム長は
放送波の帯域幅に応じて異なっているので、受信機にお
いては受信した信号のフレーム長を判別し、その判別結
果に応じて復調手段の復調動作を制御する。 【効果】 受信した信号が広帯域及び狭帯域のうちのい
ずれの信号であるかを自動識別して適切に受信すること
ができる。
ずれの信号であるかを自動識別して受信することができ
るＯＦＤＭ方式の放送波受信機を提供する。 【構成】 データ信号にＯＦＤＭ変調を施してフレーム
単位の信号として放送波が送信され、そのフレーム長は
放送波の帯域幅に応じて異なっているので、受信機にお
いては受信した信号のフレーム長を判別し、その判別結
果に応じて復調手段の復調動作を制御する。 【効果】 受信した信号が広帯域及び狭帯域のうちのい
ずれの信号であるかを自動識別して適切に受信すること
ができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal
Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重）
方式の放送波受信機に関する。
Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重）
方式の放送波受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタルオーディオ放送（以下ＤＡＢ
と称する）に採用する変調方式としてＯＦＤＭ方式が適
していることが知られている。ＯＦＤＭ方式とは多数の
搬送波（サブキャリア）を用いる多搬送波変調方式であ
り、その各搬送波は直交関係にある。このため、ＯＦＤ
Ｍ方式は周波数利用効率を最大にできるという利点を有
している。
と称する）に採用する変調方式としてＯＦＤＭ方式が適
していることが知られている。ＯＦＤＭ方式とは多数の
搬送波（サブキャリア）を用いる多搬送波変調方式であ
り、その各搬送波は直交関係にある。このため、ＯＦＤ
Ｍ方式は周波数利用効率を最大にできるという利点を有
している。
【０００３】ＯＦＤＭ方式のＤＡＢシステムにおいて
は、送信機側では入力データがシリアル−パラレル変換
器によりパラレルデータに変換された後、パラレルデー
タは差動符号化器によりπ／４シフトＱＰＳＫシンボル
に変換される。そして、このシンボルは高速逆フーリエ
変換器（ＩＦＦＴ）により変調され、これによりベース
バンド信号の同相成分及び直交成分が各々得られる。Ｉ
ＦＦＴの各出力はＤ／Ａ変換された後、局部発振器から
の発振信号により直交変調し、更に所望の周波数の送信
信号に変換してアンテナから送信される。一方、受信機
側では送信側とは逆の動作が行なわれる。すなわち、ア
ンテナで得られた信号は中間周波信号に変換された後、
直交復調器によりベースバンド信号の同相成分及び直交
成分が各々抽出される。この直交復調器の出力信号はＡ
／Ｄ変換器でディジタル化され、高速フーリエ変換器
（ＦＦＴ）でフーリエ変換される。フーリエ変換によっ
て搬送波毎の信号が得られ、その後、搬送波毎に差動復
号化器により差動復号される。差動復号化器の出力信号
はパラレル−シリアル変換器でシリアルデータとされ、
これが受信したデータとなる。実際にはこのシリアルデ
ータはエラー訂正等のデータ処理を施した後、アナログ
信号に変換される。
は、送信機側では入力データがシリアル−パラレル変換
器によりパラレルデータに変換された後、パラレルデー
タは差動符号化器によりπ／４シフトＱＰＳＫシンボル
に変換される。そして、このシンボルは高速逆フーリエ
変換器（ＩＦＦＴ）により変調され、これによりベース
バンド信号の同相成分及び直交成分が各々得られる。Ｉ
ＦＦＴの各出力はＤ／Ａ変換された後、局部発振器から
の発振信号により直交変調し、更に所望の周波数の送信
信号に変換してアンテナから送信される。一方、受信機
側では送信側とは逆の動作が行なわれる。すなわち、ア
ンテナで得られた信号は中間周波信号に変換された後、
直交復調器によりベースバンド信号の同相成分及び直交
成分が各々抽出される。この直交復調器の出力信号はＡ
／Ｄ変換器でディジタル化され、高速フーリエ変換器
（ＦＦＴ）でフーリエ変換される。フーリエ変換によっ
て搬送波毎の信号が得られ、その後、搬送波毎に差動復
号化器により差動復号される。差動復号化器の出力信号
はパラレル−シリアル変換器でシリアルデータとされ、
これが受信したデータとなる。実際にはこのシリアルデ
ータはエラー訂正等のデータ処理を施した後、アナログ
信号に変換される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ヨーロッパ
においては、実用化に向けてＤＡＢに用いる伝送帯域幅
を１．５３６ＭＨｚと設定し、伝送モードに応じて、搬
送波の数を変更することが考えられており、例えば、モ
ード１においては、１５３６本の搬送波を用いる。しか
しながら、このような広帯域の信号を用いるでは周波数
に空きがない国ではＯＦＤＭ方式のＤＡＢシステムの導
入が難しく、より狭帯域のシステムが望まれている。従
って、広帯域の送信信号と狭帯域の送信信号とが混在す
る可能性があり、受信機側では受信した信号が広帯域及
び狭帯域のうちのいずれの信号であるかを識別して受信
することが必要となる。
においては、実用化に向けてＤＡＢに用いる伝送帯域幅
を１．５３６ＭＨｚと設定し、伝送モードに応じて、搬
送波の数を変更することが考えられており、例えば、モ
ード１においては、１５３６本の搬送波を用いる。しか
しながら、このような広帯域の信号を用いるでは周波数
に空きがない国ではＯＦＤＭ方式のＤＡＢシステムの導
入が難しく、より狭帯域のシステムが望まれている。従
って、広帯域の送信信号と狭帯域の送信信号とが混在す
る可能性があり、受信機側では受信した信号が広帯域及
び狭帯域のうちのいずれの信号であるかを識別して受信
することが必要となる。
【０００５】そこで、本発明の目的は、受信した信号が
広帯域及び狭帯域のうちのいずれの信号であるかを自動
識別して受信することができるＯＦＤＭ方式の放送波受
信機を提供することである。
広帯域及び狭帯域のうちのいずれの信号であるかを自動
識別して受信することができるＯＦＤＭ方式の放送波受
信機を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明のＯＦＤＭ方式の
放送波受信機は、データ信号にＯＦＤＭ変調を施してフ
レーム単位の信号として送信された放送波を受信するＯ
ＦＤＭ方式の放送波受信機であって、アンテナからの高
周波信号の中から所望の周波数の信号を受信信号として
選択する同調手段と、受信信号をＯＦＤＭ復調して予め
定められた複数の周波数毎の信号を得る復調手段と、受
信信号の帯域幅を検出してその帯域幅を示す帯域検出信
号を発生する帯域検出手段と、帯域検出信号に応じて復
調手段の復調動作を制御する制御手段とを備え、帯域検
出手段は前記受信信号のフレーム長を判別し、その判別
結果を帯域検出信号として出力することを特徴としてい
る。
放送波受信機は、データ信号にＯＦＤＭ変調を施してフ
レーム単位の信号として送信された放送波を受信するＯ
ＦＤＭ方式の放送波受信機であって、アンテナからの高
周波信号の中から所望の周波数の信号を受信信号として
選択する同調手段と、受信信号をＯＦＤＭ復調して予め
定められた複数の周波数毎の信号を得る復調手段と、受
信信号の帯域幅を検出してその帯域幅を示す帯域検出信
号を発生する帯域検出手段と、帯域検出信号に応じて復
調手段の復調動作を制御する制御手段とを備え、帯域検
出手段は前記受信信号のフレーム長を判別し、その判別
結果を帯域検出信号として出力することを特徴としてい
る。
【０００７】
【作用】本発明によれば、放送波はデータ信号にＯＦＤ
Ｍ変調を施してフレーム単位の信号として送信され、そ
のフレーム長は放送波の帯域幅に応じて異なっているの
で、受信機においては受信した信号のフレーム長を判別
し、その判別結果に応じて復調手段の復調動作を制御す
ることが行なわれる。
Ｍ変調を施してフレーム単位の信号として送信され、そ
のフレーム長は放送波の帯域幅に応じて異なっているの
で、受信機においては受信した信号のフレーム長を判別
し、その判別結果に応じて復調手段の復調動作を制御す
ることが行なわれる。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳
細に説明する。図１は本発明の一実施例であるＯＦＤＭ
方式の放送波受信機を示している。この受信機におい
て、アンテナ１からのＲＦ（Radio Frequency）信号は
同調手段としてのフロントエンド２に供給され、そのフ
ロントエンド２にてＲＦ信号のうちの所望の周波数の信
号が中間周波信号に変換された後、直交復調器３に供給
される。直交復調器３は２つの混合器４，５、局部発振
器６、移相器７及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）８，９
からなる。混合器４は局部発振器６から出力される発振
信号と中間周波信号とを混合してベースバンド信号の同
相成分信号Ｉを出力する。同相成分信号ＩはＬＰＦ８を
介して直交復調器３から出力される。また、局部発振器
６から出力される発振信号の位相は移相器７によって９
０°だけ変化された後、移相された発振信号が混合器５
に供給される。混合器５は移相器７から出力される発振
信号と中間周波信号とを混合してベースバンド信号の直
交成分信号Ｑを出力する。直交成分信号ＱはＬＰＦ９を
介して直交復調器３から出力される。
細に説明する。図１は本発明の一実施例であるＯＦＤＭ
方式の放送波受信機を示している。この受信機におい
て、アンテナ１からのＲＦ（Radio Frequency）信号は
同調手段としてのフロントエンド２に供給され、そのフ
ロントエンド２にてＲＦ信号のうちの所望の周波数の信
号が中間周波信号に変換された後、直交復調器３に供給
される。直交復調器３は２つの混合器４，５、局部発振
器６、移相器７及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）８，９
からなる。混合器４は局部発振器６から出力される発振
信号と中間周波信号とを混合してベースバンド信号の同
相成分信号Ｉを出力する。同相成分信号ＩはＬＰＦ８を
介して直交復調器３から出力される。また、局部発振器
６から出力される発振信号の位相は移相器７によって９
０°だけ変化された後、移相された発振信号が混合器５
に供給される。混合器５は移相器７から出力される発振
信号と中間周波信号とを混合してベースバンド信号の直
交成分信号Ｑを出力する。直交成分信号ＱはＬＰＦ９を
介して直交復調器３から出力される。
【０００９】直交復調器３の出力にはＡ／Ｄ変換器１
０，１１が接続されている。Ａ／Ｄ変換器１０はＬＰＦ
８を経た同相成分信号Ｉをディジタル信号に変換し、Ａ
／Ｄ変換器１１はＬＰＦ９を経た直交成分信号Ｑをディ
ジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１０，１１のサン
プリング周波数は例えば、２．０４８ＭＨｚである。Ａ
／Ｄ変換器１０，１１の出力にはＦＦＴ（高速フーリエ
変換器）１２が接続されている。ＦＦＴ１２は高速フー
リエ変換により時間軸から周波数軸上への変換を行なっ
て、後述の制御部１９からの制御信号に応じたキャリア
の数（ｎ個）の変換結果、すなわちキャリアの位相情報
（ｉn，ｑn）を差動復号化部１３に出力する。
０，１１が接続されている。Ａ／Ｄ変換器１０はＬＰＦ
８を経た同相成分信号Ｉをディジタル信号に変換し、Ａ
／Ｄ変換器１１はＬＰＦ９を経た直交成分信号Ｑをディ
ジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１０，１１のサン
プリング周波数は例えば、２．０４８ＭＨｚである。Ａ
／Ｄ変換器１０，１１の出力にはＦＦＴ（高速フーリエ
変換器）１２が接続されている。ＦＦＴ１２は高速フー
リエ変換により時間軸から周波数軸上への変換を行なっ
て、後述の制御部１９からの制御信号に応じたキャリア
の数（ｎ個）の変換結果、すなわちキャリアの位相情報
（ｉn，ｑn）を差動復号化部１３に出力する。
【００１０】差動復号化部１３は、入力されるｎ個のキ
ャリアに関する位相情報に基づいて差動復号を行なう。
差動復号は入力される前回の位相情報の共役複素と、今
回の位相情報の乗算を各キャリア毎に行なうことによ
り、前回の位相情報と今回の位相情報との位相差を求め
る。各差動復号出力はパラレル−シリアル変換器１６に
よってシリアルデータに変換されるようになっている。
パラレル−シリアル変換器１６の出力にはエラー訂正部
１７を介して音声復号部１８が接続されている。エラー
訂正部１７はデインターリーブ及びビタビ復号を行な
う。よって、シリアルデータはエラー訂正部１７でエラ
ー訂正された後、音声復号されてＰＣＭディジタルオー
ディオデータとして得られる。
ャリアに関する位相情報に基づいて差動復号を行なう。
差動復号は入力される前回の位相情報の共役複素と、今
回の位相情報の乗算を各キャリア毎に行なうことによ
り、前回の位相情報と今回の位相情報との位相差を求め
る。各差動復号出力はパラレル−シリアル変換器１６に
よってシリアルデータに変換されるようになっている。
パラレル−シリアル変換器１６の出力にはエラー訂正部
１７を介して音声復号部１８が接続されている。エラー
訂正部１７はデインターリーブ及びビタビ復号を行な
う。よって、シリアルデータはエラー訂正部１７でエラ
ー訂正された後、音声復号されてＰＣＭディジタルオー
ディオデータとして得られる。
【００１１】また、ＬＰＦ８，９の出力にはヌル検出部
２１が接続されている。ヌル検出部２１はＬＰＦ８，９
から得られる同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑに応じ
て１フレームの信号中のヌル部を検出してヌル検出信号
を発生する。ヌル検出部２１の検出出力は制御部１９及
びフレーム周期検出部２２に供給される。フレーム周期
検出部２２は図２に示すように、カウンタ２３と、ホー
ルド回路２４と、コンパレータ２５とからなる。カウン
タ２３はヌル検出信号に応答してリセットされ、これに
よりその計数値を初期値（例えば、０）に戻し、クロッ
ク発生器２６から出力されるクロックパルスを計数す
る。クロック発生器２６の出力クロックパルスは図１に
はその供給ラインを示していないが、Ａ／Ｄ変換器１
０，１１のサンプリングクロックとして用いられてい
る。ホールド回路２４はヌル検出信号の発生直前のカウ
ンタ２３の計数値を次のヌル検出信号の発生まで保持す
る。コンパレータ２５はホールド回路２４の保持計数値
を所定値と比較してその比較結果を示す信号を制御部１
９に供給する。制御部１９は後述するようにヌル検出信
号に応答してそのときコンパレータ２５から比較結果を
示す信号を読み込み、読み込んだ信号に応じてＦＦＴ１
２の動作を制御する。なお、制御部１９はマイクロコン
ピュータにより構成されており、Ａ／Ｄ変換器１０，１
１のサンプリングタイミングに同期して動作する。
２１が接続されている。ヌル検出部２１はＬＰＦ８，９
から得られる同相成分信号Ｉ及び直交成分信号Ｑに応じ
て１フレームの信号中のヌル部を検出してヌル検出信号
を発生する。ヌル検出部２１の検出出力は制御部１９及
びフレーム周期検出部２２に供給される。フレーム周期
検出部２２は図２に示すように、カウンタ２３と、ホー
ルド回路２４と、コンパレータ２５とからなる。カウン
タ２３はヌル検出信号に応答してリセットされ、これに
よりその計数値を初期値（例えば、０）に戻し、クロッ
ク発生器２６から出力されるクロックパルスを計数す
る。クロック発生器２６の出力クロックパルスは図１に
はその供給ラインを示していないが、Ａ／Ｄ変換器１
０，１１のサンプリングクロックとして用いられてい
る。ホールド回路２４はヌル検出信号の発生直前のカウ
ンタ２３の計数値を次のヌル検出信号の発生まで保持す
る。コンパレータ２５はホールド回路２４の保持計数値
を所定値と比較してその比較結果を示す信号を制御部１
９に供給する。制御部１９は後述するようにヌル検出信
号に応答してそのときコンパレータ２５から比較結果を
示す信号を読み込み、読み込んだ信号に応じてＦＦＴ１
２の動作を制御する。なお、制御部１９はマイクロコン
ピュータにより構成されており、Ａ／Ｄ変換器１０，１
１のサンプリングタイミングに同期して動作する。
【００１２】放送局から送信される信号のフォーマット
は図３に示すように１フレーム毎に先ず、同期を取るた
めに設けられており信号が全く存在しないヌル部、それ
に続いて差動復号のための位相基準としての基準信号
部、そして、データ部となっている。この１フレームの
長さは広帯域の信号の場合には図４に示すようになり、
一方、狭帯域の信号の場合に図５に示すように広帯域の
信号に比べて短い。
は図３に示すように１フレーム毎に先ず、同期を取るた
めに設けられており信号が全く存在しないヌル部、それ
に続いて差動復号のための位相基準としての基準信号
部、そして、データ部となっている。この１フレームの
長さは広帯域の信号の場合には図４に示すようになり、
一方、狭帯域の信号の場合に図５に示すように広帯域の
信号に比べて短い。
【００１３】ヌル検出部２１は図３に示したヌル部を信
号のエンベロープから検出する。すなわちＬＰＦ８，９
から得られる同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱからＩ
2＋Ｑ2を算出し、そのＩ2＋Ｑ2が基準値以下であるとき
をヌル部の検出時としてヌル検出信号を発生する。この
ヌル検出信号は上記したように制御部１９及びフレーム
周期検出部２２に供給される。
号のエンベロープから検出する。すなわちＬＰＦ８，９
から得られる同相成分信号Ｉ及び直交成分信号ＱからＩ
2＋Ｑ2を算出し、そのＩ2＋Ｑ2が基準値以下であるとき
をヌル部の検出時としてヌル検出信号を発生する。この
ヌル検出信号は上記したように制御部１９及びフレーム
周期検出部２２に供給される。
【００１４】ヌル検出信号に応答してカウンタ２３は計
数を初期値から開始するので、ヌル検出信号によってリ
セットされる直前のカウンタ２３の計数値は１フレーム
長を示している。その１フレーム長を示す計数値はホー
ルド回路２４に保持されるので、ホールド回路２４の保
持値を所定値と比較するコンパレータ２５の出力信号は
現在の受信信号が広帯域の信号及び狭帯域の信号のいず
れであるかを示していることになる。よって、ホールド
回路２４の保持値が所定値より大きいときには広帯域の
信号を受信しているのでコンパレータ２５の出力信号は
広帯域検出信号として制御部１９に供給される。ホール
ド回路２４の保持値が所定値より小さいときには狭帯域
の信号を受信しているのでコンパレータ２５の出力信号
は狭帯域検出信号として制御部１９に供給される。な
お、所定値は広帯域の信号の場合のフレーム長と狭帯域
の信号の場合のフレーム長とを区別できる値に設定され
ている。
数を初期値から開始するので、ヌル検出信号によってリ
セットされる直前のカウンタ２３の計数値は１フレーム
長を示している。その１フレーム長を示す計数値はホー
ルド回路２４に保持されるので、ホールド回路２４の保
持値を所定値と比較するコンパレータ２５の出力信号は
現在の受信信号が広帯域の信号及び狭帯域の信号のいず
れであるかを示していることになる。よって、ホールド
回路２４の保持値が所定値より大きいときには広帯域の
信号を受信しているのでコンパレータ２５の出力信号は
広帯域検出信号として制御部１９に供給される。ホール
ド回路２４の保持値が所定値より小さいときには狭帯域
の信号を受信しているのでコンパレータ２５の出力信号
は狭帯域検出信号として制御部１９に供給される。な
お、所定値は広帯域の信号の場合のフレーム長と狭帯域
の信号の場合のフレーム長とを区別できる値に設定され
ている。
【００１５】制御部１９は図６に示すように、ヌル検出
信号の発生を判別し（ステップＳ１１）、ヌル検出信号
が発生したならば、受信信号が狭帯域の信号であるか否
かを判別する（ステップＳ１２）。この判別はコンパレ
ータ２５の出力から決定される。よって、狭帯域検出信
号がコンパレータ２５から供給されている場合には狭帯
域制御信号をＦＦＴ１２に出力する（ステップＳ１
３）。一方、広帯域検出信号がコンパレータ２５から供
給されているため受信信号が狭帯域の信号でない場合に
は広帯域制御信号をＦＦＴ１２に出力する（ステップＳ
１４）。
信号の発生を判別し（ステップＳ１１）、ヌル検出信号
が発生したならば、受信信号が狭帯域の信号であるか否
かを判別する（ステップＳ１２）。この判別はコンパレ
ータ２５の出力から決定される。よって、狭帯域検出信
号がコンパレータ２５から供給されている場合には狭帯
域制御信号をＦＦＴ１２に出力する（ステップＳ１
３）。一方、広帯域検出信号がコンパレータ２５から供
給されているため受信信号が狭帯域の信号でない場合に
は広帯域制御信号をＦＦＴ１２に出力する（ステップＳ
１４）。
【００１６】ＦＦＴ１２は通常、広帯域の信号に対応す
るように動作する。よって、ヌル検出信号に同期して制
御部１９からは広帯域制御信号がＦＦＴ１２に供給され
る。ＦＦＴ１２では、例えば、サンプリング周波数を
２．０４８ＭＨｚとすることで、図７に示すように１．
５３６ＭＨｚの帯域幅を有する広帯域の信号を含むＦＦ
Ｔの結果が得られ、１．５３６ＭＨｚの帯域幅に関する
ＦＦＴ結果を差動復号化器１３へ出力する。
るように動作する。よって、ヌル検出信号に同期して制
御部１９からは広帯域制御信号がＦＦＴ１２に供給され
る。ＦＦＴ１２では、例えば、サンプリング周波数を
２．０４８ＭＨｚとすることで、図７に示すように１．
５３６ＭＨｚの帯域幅を有する広帯域の信号を含むＦＦ
Ｔの結果が得られ、１．５３６ＭＨｚの帯域幅に関する
ＦＦＴ結果を差動復号化器１３へ出力する。
【００１７】他方、狭帯域制御信号がＦＦＴ１２に供給
された場合には、７６８ＫＨｚの帯域幅を有する狭帯域
の信号を含むＦＦＴ結果が得られる訳であるので、７６
８ＫＨｚの帯域幅に関するＦＦＴ結果を差動復号化部１
３へ出力するように出力形式が切り換えられる。また、
帯域制御信号に応じてサンプリング周波数を変えても良
い。例えば、ＦＦＴ１２に狭帯域制御信号が供給される
と、ＦＦＴ１２はサンプリング周波数を上記の２．０４
８ＭＨｚの半分、１．０２４ＭＨｚとして動作させる
と、図８に示すように中心周波数ｆ0にて帯域幅７６８
ＫＨｚを含むＦＦＴ結果を得ることができる。よって、
ＦＦＴ１２は７６８ＫＨｚの帯域幅に関するＦＦＴ結果
を差動復号化器１３へ出力することができる。このよう
に、帯域制御信号に応じてサンプリング周波数を変える
ことで、不必要な帯域のＦＦＴを行なわないようにし、
ＦＦＴの負荷を軽減することも可能である。
された場合には、７６８ＫＨｚの帯域幅を有する狭帯域
の信号を含むＦＦＴ結果が得られる訳であるので、７６
８ＫＨｚの帯域幅に関するＦＦＴ結果を差動復号化部１
３へ出力するように出力形式が切り換えられる。また、
帯域制御信号に応じてサンプリング周波数を変えても良
い。例えば、ＦＦＴ１２に狭帯域制御信号が供給される
と、ＦＦＴ１２はサンプリング周波数を上記の２．０４
８ＭＨｚの半分、１．０２４ＭＨｚとして動作させる
と、図８に示すように中心周波数ｆ0にて帯域幅７６８
ＫＨｚを含むＦＦＴ結果を得ることができる。よって、
ＦＦＴ１２は７６８ＫＨｚの帯域幅に関するＦＦＴ結果
を差動復号化器１３へ出力することができる。このよう
に、帯域制御信号に応じてサンプリング周波数を変える
ことで、不必要な帯域のＦＦＴを行なわないようにし、
ＦＦＴの負荷を軽減することも可能である。
【００１８】なお、上記した実施例においては、広帯域
幅を１．５３６ＭＨｚとし、狭帯域幅を７６８ＫＨｚと
したが、これに限定されることはなく、広帯域幅及び狭
帯域幅は例えば、搬送波数に応じて設定することができ
る。
幅を１．５３６ＭＨｚとし、狭帯域幅を７６８ＫＨｚと
したが、これに限定されることはなく、広帯域幅及び狭
帯域幅は例えば、搬送波数に応じて設定することができ
る。
【００１９】
【発明の効果】本発明の放送波受信機においては、デー
タ信号にＯＦＤＭ変調を施してフレーム単位の信号とし
て放送波が送信され、そのフレーム長は放送波の帯域幅
に応じて異なっているので、受信した信号のフレーム長
を判別し、その判別結果に応じて復調手段の復調動作を
制御することが行なわれる。よって、受信した信号が広
帯域及び狭帯域のうちのいずれの信号であるかを自動識
別して適切に受信することができる。
タ信号にＯＦＤＭ変調を施してフレーム単位の信号とし
て放送波が送信され、そのフレーム長は放送波の帯域幅
に応じて異なっているので、受信した信号のフレーム長
を判別し、その判別結果に応じて復調手段の復調動作を
制御することが行なわれる。よって、受信した信号が広
帯域及び狭帯域のうちのいずれの信号であるかを自動識
別して適切に受信することができる。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図２】図１の受信機中のフレーム周期検出部の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図３】送信信号のフォーマットを示す図である。
【図４】広帯域信号のフレーム長を示す図である。
【図５】狭帯域信号のフレーム長を示す図である。
【図６】制御部の動作を示すフローチャートである。
【図７】広帯域の信号のスペクトルを示す図である。
【図８】狭帯域の信号のスペクトルを示す図である。
１ アンテナ ３ 直交復調器 １２ ＦＦＴ １３ 差動復号化部 １７ エラー訂正部 １９ 制御部 ２１ ヌル検出部 ２２ フレーム周期検出部
Claims (5)
- 【請求項１】 データ信号にＯＦＤＭ（直交周波数分割
多重）変調を施してフレーム単位の信号として送信され
た放送波を受信するＯＦＤＭ方式の放送波受信機であっ
て、 アンテナからの高周波信号の中から所望の周波数の信号
を受信信号として選択する同調手段と、 前記受信信号をＯＦＤＭ復調して予め定められた複数の
周波数毎の信号を得る復調手段と、 前記受信信号の帯域幅を検出してその帯域幅を示す帯域
検出信号を発生する帯域検出手段と、 前記帯域検出信号に応じて前記復調手段の復調動作を制
御する制御手段とを備え、 前記帯域検出手段は前記受信信号のフレーム長を判別
し、その判別結果を前記帯域検出信号として出力するこ
とを特徴とする放送波受信機。 - 【請求項２】 前記フレーム長は前記放送波の帯域幅に
応じて異なることを特徴とする請求項１の放送波受信
機。 - 【請求項３】 前記放送波の信号フォーマットはフレー
ム毎にヌル部、基準信号部、そしてデータ部の順からな
り、前記帯域検出手段は前記ヌル部を検出したときヌル
検出信号を発生する検出手段と、前記ヌル検出信号の発
生間隔を計数する計数手段と、前記計数手段の計数値と
所定値とを比較する比較手段とを有することを特徴とす
る請求項１記載の放送波受信機。 - 【請求項４】 前記復調手段は、前記受信信号を直交復
調してベースバンド信号の同相成分及び直交成分を生成
する直交復調手段と、前記同相成分及び直交成分を個別
にＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換するＡ／Ｄ手段
と、前記Ａ／Ｄ手段の出力信号を高速フーリエ変換して
前記複数の周波数毎の信号を出力する高速フーリエ変換
手段とを有し、前記高速フーリエ変換手段は前記帯域検
出信号に応じて前記複数の周波数のうちの出力範囲を変
更することを特徴とする請求項１記載の放送波受信機。 - 【請求項５】 前記高速フーリエ変換手段は前記帯域検
出信号に応じてサンプリング周波数を変更することを特
徴とする請求項４記載の放送波受信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7031255A JPH08228187A (ja) | 1995-02-20 | 1995-02-20 | Ｏｆｄｍ方式の放送波受信機 |
| US08/602,602 US5761190A (en) | 1995-02-20 | 1996-02-16 | OFDM broadcast wave receiver |
| EP96301113A EP0727885A3 (en) | 1995-02-20 | 1996-02-20 | OFDM broadcast wave receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7031255A JPH08228187A (ja) | 1995-02-20 | 1995-02-20 | Ｏｆｄｍ方式の放送波受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08228187A true JPH08228187A (ja) | 1996-09-03 |
Family
ID=12326253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7031255A Pending JPH08228187A (ja) | 1995-02-20 | 1995-02-20 | Ｏｆｄｍ方式の放送波受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08228187A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004096763A (ja) * | 2003-09-12 | 2004-03-25 | Hitachi Ltd | ディジタルｃａｔｖシステムとその受信装置 |
-
1995
- 1995-02-20 JP JP7031255A patent/JPH08228187A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004096763A (ja) * | 2003-09-12 | 2004-03-25 | Hitachi Ltd | ディジタルｃａｔｖシステムとその受信装置 |
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