JPH08223913A - Ac-dc conversion power-supply circuit - Google Patents
Ac-dc conversion power-supply circuitInfo
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- JPH08223913A JPH08223913A JP7023031A JP2303195A JPH08223913A JP H08223913 A JPH08223913 A JP H08223913A JP 7023031 A JP7023031 A JP 7023031A JP 2303195 A JP2303195 A JP 2303195A JP H08223913 A JPH08223913 A JP H08223913A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン受像機など
の電子機器に用いる交流直流変換電源回路に関するもの
で、特に力率の改善を図った交流直流変換電源回路に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an AC / DC converting power supply circuit used in electronic equipment such as a television receiver, and more particularly to an AC / DC converting power supply circuit with improved power factor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】最近の電子機器においては、ＩＣ化によ
る高性能，小形，軽量化が進むとともに、これらの装置
に不可欠な電源装置についても同様に高性能，小形，軽
量化が要求される。この要求を満たす安定化電源とし
て、スイッチング方式による電源回路がある。2. Description of the Related Art Recent electronic devices are required to have higher performance, smaller size and lighter weight by using ICs, and power supply devices essential to these devices are also required to have higher performance, smaller size and lighter weight. As a stabilized power supply that meets this demand, there is a power supply circuit by a switching system.
【０００３】スイッチング方式による安定化直流電源回
路は、入力の電源電圧をトランジスタなどの高速スイッ
チング素子でオン，オフし、そのオン時間を変化させた
り、オン・オフ周波数を変化させることによって、出力
として得られる直流電圧を一定とするよう制御するもの
である。A stabilized DC power supply circuit by a switching system turns on and off a power supply voltage of an input by a high-speed switching element such as a transistor, and changes its on-time or on / off frequency to output it. The obtained DC voltage is controlled to be constant.
【０００４】スイッチング電源回路には種々の方式があ
るが、ここでは高周波インバータによるＤＣ−ＤＣコン
バータ方式の電源回路について説明する。There are various types of switching power supply circuits. Here, a power supply circuit of a DC-DC converter system using a high frequency inverter will be described.
【０００５】図３に、従来の交流直流変換電源回路の回
路図を示す。図３において、商用交流電源１からの電源
電圧はブリッジ整流ダイオード回路２で全波整流され、
さらに平滑コンデンサ３で平滑されて、ＤＣ−ＤＣコン
バータ３０に供給される。FIG. 3 shows a circuit diagram of a conventional AC / DC conversion power supply circuit. In FIG. 3, the power supply voltage from the commercial AC power supply 1 is full-wave rectified by the bridge rectification diode circuit 2,
Further, it is smoothed by the smoothing capacitor 3 and supplied to the DC-DC converter 30.
【０００６】ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、前記平滑コ
ンデンサ３の正極側の出力端と基準電位点間に、第１，
第２のスイッチング素子としてのＭＯＳ ＦＥＴ４，５
を直列に接続し、これらＭＯＳ ＦＥＴ４，５の各スイ
ッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前記ＭＯ
Ｓ ＦＥＴ４，５のそれぞれと並列にダイオード６，７
を接続している。即ち、ＭＯＳ ＦＥＴ４のドレイン，
ソースにそれぞれダイオード６のカソード，アノードを
接続し、ＭＯＳ ＦＥＴ５のドレイン，ソースにそれぞ
れダイオード７のカソード，アノードを接続している。
ＭＯＳ ＦＥＴ４，５の各ゲートには、制御回路２３か
らＭＯＳ ＦＥＴ４，５を交互にオン，オフさせるため
のゲートパルスが供給されるようになっている。ＭＯＳ
ＦＥＴ４とダイオード６から成る第１の並列回路とＭ
ＯＳ ＦＥＴ５とダイオード７から成る第２の並列回路
との接続点と、基準電位点との間に、トランス８の１次
側コイル９と共振コンデンサ１０の直列回路を接続し、
トランス８の２次側コイル１１から所定の交流電圧を出
力させるようにしている。２次側コイル１１の一端は整
流ダイオード１２を介して直流電圧出力端子１５に接続
し、２次側コイル１１の他端は整流ダイオード１３を介
して直流電圧出力端子１５に接続し、２次側コイル１１
の中点は基準電位点に接続し、ダイオード１２，１３の
各カソードの接続点と基準電位点との間には、平滑コン
デンサ１４が接続されている。直流電圧出力端子１５か
らの直流電圧ＥB は抵抗１６を介して誤差増幅器１７に
供給されており、この誤差増幅器１７で基準値と比較さ
れ増幅され、その出力である誤差電圧に応じて抵抗１８
と発光ダイオード２０の直列回路に電流が流れ、発光ダ
イオード２０と受光ダイオード２１によるフォトカプラ
１９を用いて、誤差信号が受光トランジスタ２１側へ伝
達され、抵抗２２を経て制御回路２３へ制御信号として
帰還されるようになっている。制御回路２３は、第１，
第２のスイッチング素子であるＭＯＳ ＦＥＴ４，５を
交互にオン，オフさせる制御を行うもので、前記の帰還
された制御信号によってＭＯＳ ＦＥＴ４，５に供給す
るゲートパルスの周波数を変え、ＭＯＳ ＦＥＴ４，５
のオン，オフの周波数を制御することによって、出力電
圧ＥB を常に一定とするよう制御する。The DC-DC converter 30 includes a first and a first output terminals of the smoothing capacitor 3 on the positive electrode side and a reference potential point.
MOS FETs 4 and 5 as second switching elements
Are connected in series, and the polarity is such that the current flows in the opposite direction to the switching currents of these MOS FETs 4 and 5.
Diodes 6 and 7 are provided in parallel with the S FETs 4 and 5, respectively.
Are connected. That is, the drain of the MOS FET4,
The cathode and the anode of the diode 6 are connected to the source, and the cathode and the anode of the diode 7 are connected to the drain and the source of the MOS FET 5, respectively.
A gate pulse for alternately turning on and off the MOS FETs 4 and 5 is supplied from the control circuit 23 to each gate of the MOS FETs 4 and 5. MOS
First parallel circuit composed of FET 4 and diode 6 and M
A series circuit of the primary side coil 9 of the transformer 8 and the resonance capacitor 10 is connected between the connection point of the OS FET 5 and the second parallel circuit composed of the diode 7 and the reference potential point.
A predetermined AC voltage is output from the secondary coil 11 of the transformer 8. One end of the secondary coil 11 is connected to the DC voltage output terminal 15 via the rectifier diode 12, and the other end of the secondary coil 11 is connected to the DC voltage output terminal 15 via the rectifier diode 13. Coil 11
The middle point is connected to the reference potential point, and the smoothing capacitor 14 is connected between the connection point of the cathodes of the diodes 12 and 13 and the reference potential point. The DC voltage EB from the DC voltage output terminal 15 is supplied to the error amplifier 17 via the resistor 16, is compared with the reference value by the error amplifier 17, is amplified, and the resistor 18 is supplied in accordance with the output error voltage.
A current flows through a series circuit of the light emitting diode 20 and the light emitting diode 20, and the error signal is transmitted to the light receiving transistor 21 side using the photocoupler 19 including the light emitting diode 20 and the light receiving diode 21 and fed back to the control circuit 23 via the resistor 22 as a control signal. It is supposed to be done. The control circuit 23 is
The control is performed to alternately turn on and off the MOS FETs 4 and 5 which are the second switching elements. The frequency of the gate pulse supplied to the MOS FETs 4 and 5 is changed by the feedback control signal, and the MOS FETs 4 and 5 are changed.
The output voltage EB is controlled to be always constant by controlling the on / off frequency of the.
【０００７】次に、図３の回路の動作を図４及び図５を
参照して説明する。Next, the operation of the circuit of FIG. 3 will be described with reference to FIGS. 4 and 5.
【０００８】図４(a) 〜(e) は、図３におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３０の各部の電圧及び電流の波形を示す図
である。4 (a) to 4 (e) are DC-D in FIG.
It is a figure which shows the waveform of the voltage of each part of C converter 30, and a current.
【０００９】図４(a) ，(b) に示すＶG1，ＶG2はそれぞ
れＭＯＳ ＦＥＴ４，５のゲートパルスを示しており、
図４(c) に示すＶC は共振コンデンサ１０に生じる正弦
波電圧（共振電圧）、図４(d) に示すＶL はトランス３
０の１次コイル９に生じる正弦波電圧（共振電圧）であ
る。また、図４(e) に示すＩr は、１次側コイル９及び
共振コンデンサ１０に流れる正弦波電流を示す。この電
流Ｉr は、図３の矢印にて示す方向が正方向である。VG1 and VG2 shown in FIGS. 4 (a) and 4 (b) represent the gate pulses of the MOS FETs 4 and 5, respectively.
VC shown in FIG. 4 (c) is a sine wave voltage (resonance voltage) generated in the resonance capacitor 10, and VL shown in FIG. 4 (d) is the transformer 3.
It is a sine wave voltage (resonance voltage) generated in the primary coil 9 of 0. Further, Ir shown in FIG. 4 (e) indicates a sine wave current flowing through the primary coil 9 and the resonance capacitor 10. The current Ir is in the positive direction indicated by the arrow in FIG.
【００１０】図５(a) 〜(d) は、この正弦波電流Ｉr に
ついての、１周期の動作を説明するための図である。FIGS. 5 (a) to 5 (d) are views for explaining the operation of this sine wave current Ir in one cycle.
【００１１】図４(b) に示すように、時間ｔ＝０のとき
にＭＯＳ ＦＥＴ５のゲートパルスＶG2が無くなると、
ＭＯＳ ＦＥＴ５はオフする。このとき、１周期前の期
間Ｄ（図４のｔ＝ｔ3 〜ｔ4 に相当する１周期前の期
間）に基準電位点から共振コンデンサ１０とトランス８
の１次側コイル９を通り、ＭＯＳ ＦＥＴ５に流れ込ん
でいた電流Ｉr は、第１のダイオード６を通り、図５
(a) の期間Ａ（ｔ＝０〜ｔ1 期間：第１のダンパー期
間）のように流れる。この電流Ｉr はトランス８の２次
側負荷が零の場合、図４(e) のＩr に示すような正弦波
電流である。ｔ＝０以降は既にゲートパルスＶG1がＭＯ
Ｓ ＦＥＴ４に供給されているため、時刻ｔ1に達し電
流Ｉr が正方向になると第１のダイオード６はオフし電
流Ｉr はＭＯＳＦＥＴ４を通り、図５(b) の期間Ｂ（ｔ
＝ｔ1 〜ｔ2 ）のように流れる。次に、時刻ｔ2 に至る
と、ゲートパルスＶG1がなくなるためＭＯＳ ＦＥＴ４
はオフし、電流Ｉr は第２のダイオード７を通り、図５
(c) の期間Ｃ（ｔ＝ｔ2 〜ｔ3：第２のダンパー期間）
のように流れる。時刻ｔ2 以降はすでにゲートパルスＶ
G2がＭＯＳ ＦＥＴ５に供給されているため、時刻ｔ3
に達し電流Ｉr が負になると、第２のダイオード７はオ
フし電流Ｉr はＭＯＳ ＦＥＴ５を通り図５(d)の期間
Ｄ（ｔ＝ｔ3 〜ｔ4 ）のように流れる。時刻ｔ4 になる
と、ＭＯＳ ＦＥＴ５のゲートパルスＶG2がなくなり、
前記の時刻０の動作に戻る。As shown in FIG. 4B, when the gate pulse VG2 of the MOS FET 5 disappears at time t = 0,
The MOS FET 5 is turned off. At this time, the resonance capacitor 10 and the transformer 8 are moved from the reference potential point in the period D one cycle before (the period one cycle before t = t3 to t4 in FIG. 4).
The current Ir flowing into the MOS FET 5 through the primary side coil 9 of FIG.
It flows like the period A of (a) (t = 0 to t1 period: first damper period). This current Ir is a sine wave current as shown by Ir in FIG. 4 (e) when the secondary load of the transformer 8 is zero. After t = 0, the gate pulse VG1 is already MO.
Since it is supplied to the S FET4, when the time t1 is reached and the current Ir becomes the positive direction, the first diode 6 is turned off and the current Ir passes through the MOSFET 4 and passes through the period B (t in FIG. 5B).
= T1 to t2). Next, at time t2, since the gate pulse VG1 disappears, the MOS FET4
Turns off and the current Ir passes through the second diode 7,
Period C of (c) (t = t2 to t3: second damper period)
Flows like. After time t2, gate pulse V is already
Since G2 is supplied to the MOS FET5, time t3
And the current Ir becomes negative, the second diode 7 is turned off and the current Ir flows through the MOS FET 5 as in the period D (t = t3 to t4) of FIG. 5D. At time t4, the gate pulse VG2 of the MOS FET5 disappears,
The operation returns to the time 0 described above.
【００１２】以上が、スイッチング素子４，５と、１次
側コイル９と共振コンデンサ１０による１周期の動作で
あるが、このときトランス８の１次側コイル９と共振コ
ンデンサ１０には、図４のＶL ，ＶC に示すような正弦
波電圧ＶL とＶC が発生している。トランス８の２次側
には、トランス巻線比に基づき、１次側コイル９に発生
した電圧に比例した正弦波電圧が発生し、２次側整流ダ
イオード１２，１３及び平滑コンデンサ１４で全波整流
された後、出力直流電圧ＥB として負荷に供給される。
また、ゲートパルスの幅Ｔ1 とＴ2 （図４参照）は相等
しく選んであるため、ＭＯＳ ＦＥＴ４とＭＯＳ ＦＥ
Ｔ５、第１のダイオード６と第２のダイオード７は同一
の導通時間でオン，オフを繰り返し、ブリッジ整流ダイ
オード回路２による整流電源よりトランス８の１次側コ
イル９と共振コンデンサ１０の直列回路に対して１周期
前の動作で消費した電力を供給する。The above is the operation of the switching elements 4 and 5, the primary side coil 9 and the resonance capacitor 10 for one cycle. At this time, the primary side coil 9 and the resonance capacitor 10 of the transformer 8 are shown in FIG. , Sine wave voltages VL and VC are generated. On the secondary side of the transformer 8, a sine wave voltage proportional to the voltage generated on the primary side coil 9 is generated based on the transformer winding ratio, and the full wave is generated by the secondary side rectifying diodes 12 and 13 and the smoothing capacitor 14. After being rectified, it is supplied to the load as the output DC voltage EB.
Further, since the gate pulse widths T1 and T2 (see FIG. 4) are selected to be equal to each other, the MOS FET4 and the MOS FE are
T5, the first diode 6 and the second diode 7 are repeatedly turned on and off with the same conduction time, and the primary side coil 9 of the transformer 8 and the resonance capacitor 10 are connected in series by the rectification power source by the bridge rectification diode circuit 2. On the other hand, the power consumed in the operation one cycle before is supplied.
【００１３】図６は交流直流変換電源回路の出力直流電
圧ＥB の制御特性を示したものであり、出力電圧ＥB の
制御は１次側コイル９と共振コンデンサ１０の値で決ま
る共振周波数ｆ0 に対し、スイッチング素子としてのＭ
ＯＳ ＦＥＴ４，５のスイッチング周波数ｆを変えるこ
とにより行われる。例えば負荷が増加し出力電圧ＥBが
下がると、誤差増幅器１７により誤差電圧がフォトカプ
ラ１９を通して１次側の制御回路２３に帰還され、ＭＯ
Ｓ ＦＥＴ４，５のスイッチング周波数ｆを上げ出力電
圧ＥB を一定とするように働く。FIG. 6 shows the control characteristics of the output DC voltage EB of the AC / DC conversion power supply circuit. The output voltage EB is controlled with respect to the resonance frequency f0 determined by the values of the primary coil 9 and the resonance capacitor 10. , M as switching element
This is performed by changing the switching frequency f of the OS FETs 4 and 5. For example, when the load increases and the output voltage EB decreases, the error voltage is fed back by the error amplifier 17 through the photocoupler 19 to the control circuit 23 on the primary side, and MO
It works to raise the switching frequency f of the S FETs 4 and 5 to keep the output voltage EB constant.
【００１４】図７は交流直流変換電源回路の中のブリッ
ジ整流ダイオード回路２の動作波形を示した図である。
ブリッジ整流ダイオード回路２の出力側には図３に示す
ように平滑コンデンサ３が接続されており、交流電源１
からの電源電圧はブリッジ整流ダイオード回路２で整流
された後、平滑コンデンサ３で平滑される。このため、
図７(a) の電圧波形に示すように、整流出力電圧を平滑
した電圧Ｖi0に含まれる電源リップル電圧（Ｖi0の変
動）は非常に小さく、従って電源周波数の１周期のうち
ブリッジ整流ダイオード回路２が導通する時間は極めて
短い。即ち、電源ラインに流れる整流電流は、図７(b)
に示すような脈流であり、電源周波数の１周期に対する
幅が狭い。従って、電源ラインの力率も０．６程度と低
く、脈流に含まれる高調波電流も大きい。FIG. 7 is a diagram showing operation waveforms of the bridge rectification diode circuit 2 in the AC / DC conversion power supply circuit.
A smoothing capacitor 3 is connected to the output side of the bridge rectifier diode circuit 2 as shown in FIG.
The power supply voltage from is rectified by the bridge rectification diode circuit 2 and then smoothed by the smoothing capacitor 3. For this reason,
As shown in the voltage waveform of FIG. 7 (a), the power supply ripple voltage (fluctuation of Vi0) included in the smoothed rectified output voltage Vi0 is very small. Therefore, the bridge rectifier diode circuit 2 is included in one cycle of the power supply frequency. The conduction time is extremely short. That is, the rectified current flowing through the power supply line is as shown in FIG.
It is a pulsating flow as shown in (3), and the width for one cycle of the power supply frequency is narrow. Therefore, the power factor of the power supply line is as low as about 0.6, and the harmonic current contained in the pulsating current is also large.
【００１５】そこで、その対策として、平滑コンデンサ
３の容量を下げればブリッジ整流ダイオード回路２の導
通する時間は長くなり、力率が上がり脈流に含まれる高
調波電流も少なくなる。しかし、このときは平滑コンデ
ンサ３による平滑性（積分効果）が減少し、全波整流波
形に見られるように、出力電圧ＥB に含まれる商用電源
周波数の２倍の周波数のリップル電圧が増え、定電圧回
路としての本来の機能を果たさなくなる。Therefore, as a countermeasure against this, if the capacity of the smoothing capacitor 3 is reduced, the time period during which the bridge rectifying diode circuit 2 is conducted becomes longer, the power factor increases, and the harmonic current contained in the pulsating current also decreases. However, at this time, the smoothness (integration effect) of the smoothing capacitor 3 is reduced, and as shown in the full-wave rectified waveform, the ripple voltage at a frequency twice as high as the commercial power supply frequency included in the output voltage EB increases and the constant voltage becomes constant. The original function as a voltage circuit will not be fulfilled.
【００１６】[0016]
【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来で
は、電源ラインでの力率が低く、しかも整流電流に含ま
れる高調波電流も大きくなり、或いはこれを改善しよう
として平滑容量を下げると、リップル分が増加し本来の
定電圧機能を損なうという問題があった。As described above, in the prior art, the power factor in the power supply line is low, the harmonic current contained in the rectified current also becomes large, or the smoothing capacitance is lowered in an attempt to improve it, There is a problem that the ripple amount increases and the original constant voltage function is impaired.
【００１７】そこで、本発明は上記の問題に鑑み、交流
電源ラインの力率を上げ、整流電流に含まれる高調波電
流を減少させることができ、しかも本来の定電圧機能を
損なうことのない交流直流変換電源回路を提供すること
を目的とするものである。Therefore, in view of the above problems, the present invention can increase the power factor of the AC power supply line and reduce the harmonic current contained in the rectified current, and the AC current that does not impair the original constant voltage function. An object is to provide a DC conversion power supply circuit.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
る交流直流変換電源回路は、交流電源と、この交流電源
の電圧を全波整流する第１の整流回路と、この全波整流
回路で整流された電圧を、再度整流し平滑する第２の整
流回路と、この第２の整流回路で整流・平滑された直流
電圧を高周波インバータで交流にした後、トランスで所
定の電圧に変換してから、整流・平滑して所望の直流電
圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−ＤＣコン
バータの高周波インバータで発生した交流電圧を、前記
第１の整流回路からの全波整流電圧に加算する手段とを
具備したことを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided an AC / DC conversion power supply circuit comprising an AC power supply, a first rectifying circuit for full-wave rectifying the voltage of the AC power supply, and the full-wave rectifying circuit. A second rectifier circuit that rectifies and smoothes the rectified voltage, and a DC voltage that is rectified and smoothed by this second rectifier circuit is converted into an alternating current by a high-frequency inverter, and then converted into a predetermined voltage by a transformer. A DC-DC converter for rectifying and smoothing to obtain a desired DC voltage, and a means for adding an AC voltage generated by a high frequency inverter of the DC-DC converter to the full-wave rectified voltage from the first rectifier circuit. And is provided.
【００１９】請求項２記載の発明は、請求項１記載の交
流直流変換電源回路における前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
が、第１のスイッチング素子とこの第１のスイッチング
素子のスイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性
に前記第１のスイッチング素子と並列に第１のダイオー
ドが接続され、前記第１のスイッチング素子と前記第１
のダイオードのカソードとの接続点には前記第２の整流
回路からの直流電圧が供給される第１の並列回路と、第
２のスイッチング素子とこの第２のスイッチング素子の
スイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前記
第２のスイッチング素子と並列に第２のダイオードが接
続され、前記第２のスイッチング素子と前記第２のダイ
オードのカソードとの接続点は前記第１のスイッチング
素子と前記第１のダイオードのアノードとの接続点に接
続され、前記第２のスイッチング素子と前記第２のダイ
オードのアノードとの接続点は基準電位点に接続される
第２の並列回路と、前記第１の並列回路と前記第２の並
列回路との接続点と基準電位点との間に、１次側コイル
と共振コンデンサの直列回路が接続され、２次側コイル
に所定の交流電圧を出力するトランスと、このトランス
の２次側コイルに発生する交流電圧を、整流・平滑して
出力する第３の整流回路と、前記第１のスイッチング素
子と前記第２のスイッチング素子を交互にオン，オフさ
せる制御回路とを具備したことを特徴とする。According to a second aspect of the present invention, in the DC-DC converter in the AC / DC converting power supply circuit according to the first aspect, the first switching element and the switching current of the first switching element are opposite to each other. A first diode is connected in parallel with the first switching element in a polarity in which a current flows, and the first switching element and the first diode are connected to each other.
The first parallel circuit to which the direct current voltage from the second rectifier circuit is supplied to the connection point with the cathode of the diode, the second switching element and the switching current of the second switching element are in the opposite directions. A second diode is connected in parallel with the second switching element in a polarity in which a current flows, and the connection point between the second switching element and the cathode of the second diode is the first switching element and the second switching element. A second parallel circuit connected to a connection point with the anode of the first diode, and a connection point between the second switching element and the anode of the second diode with a reference potential point; A series circuit of a primary side coil and a resonance capacitor is connected between a connection point between the parallel circuit and the second parallel circuit and a reference potential point, and a predetermined AC voltage is applied to the secondary side coil. A transformer for outputting, a third rectifying circuit for rectifying and smoothing an AC voltage generated in the secondary coil of the transformer, and outputting the transformer, and alternately turning on the first switching element and the second switching element. , And a control circuit for turning it off.
【００２０】請求項３記載の発明は、請求項１記載の交
流直流変換電源回路において、前記第１の整流回路は、
ブリッジ整流ダイオード回路で構成され、前記第２の整
流回路は、整流ダイオードと平滑コンデンサとで構成さ
れることを特徴とする。According to a third aspect of the present invention, in the AC / DC converting power supply circuit according to the first aspect, the first rectifying circuit is
The bridge rectifier diode circuit is configured, and the second rectifier circuit is configured by a rectifier diode and a smoothing capacitor.
【００２１】請求項４記載の発明は、請求項１記載の交
流直流変換電源回路において、前記加算手段は、直流阻
止コンデンサを用いて構成されることを特徴とする。According to a fourth aspect of the present invention, in the AC / DC conversion power supply circuit according to the first aspect, the adding means is configured by using a DC blocking capacitor.
【００２２】請求項５記載の発明は、請求項２記載の交
流直流変換電源回路において、前記制御回路は、前記第
３の整流回路からの直流電圧を検出した電圧に基づい
て、前記第１，第２のスイッチング素子のオン，オフ周
波数を変化させ、前記第３の整流回路からの直流電圧が
一定となるよう制御することを特徴とする。According to a fifth aspect of the present invention, in the AC / DC conversion power supply circuit according to the second aspect, the control circuit is configured to detect the DC voltage from the third rectifier circuit based on the detected voltage. The on / off frequency of the second switching element is changed so that the DC voltage from the third rectifying circuit is controlled to be constant.
【００２３】請求項６記載の発明による交流直流変換電
源回路は、交流電源と、この交流電源の電圧が供給され
る全波整流ダイオード回路と、この全波整流ダイオード
回路の出力側に接続されるローパスフィルタと、このロ
ーパスフィルタの出力側にアノードが接続される第２の
整流ダイオードと、この第２の整流ダイオードのカソー
ドと基準電位点間に接続された平滑コンデンサと、この
平滑コンデンサで平滑された直流電圧を高周波インバー
タで交流にした後、トランスで所定の電圧に変換してか
ら、整流・平滑して所望の直流電圧を得るＤＣ−ＤＣコ
ンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの高周波インバ
ータで発生した交流電圧を、前記第２の整流ダイオード
のアノードに供給するための直流阻止コンデンサとを具
備したことを特徴とする。According to a sixth aspect of the present invention, an AC / DC conversion power supply circuit is connected to an AC power supply, a full-wave rectification diode circuit to which the voltage of the AC power supply is supplied, and an output side of the full-wave rectification diode circuit. A low-pass filter, a second rectifier diode whose anode is connected to the output side of this low-pass filter, a smoothing capacitor connected between the cathode of this second rectifier diode and a reference potential point, and a smoothing capacitor smoothed by this smoothing capacitor. Generated by a DC-DC converter that obtains a desired DC voltage by rectifying and smoothing the DC voltage after converting the DC voltage into an AC voltage by a high-frequency inverter and then rectifying and smoothing it by a transformer, and the high-frequency inverter of the DC-DC converter. And a DC blocking capacitor for supplying the generated AC voltage to the anode of the second rectifying diode. To.
【００２４】[0024]
【作用】請求項１又は請求項６記載の発明によれば、交
流電源電圧を第１の整流回路で全波整流して得られる電
圧に対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ内の高周波インバー
タで発生した交流電圧を加算し、この加算した電圧を、
第２の整流回路により再度整流しかつ平滑することによ
り、電源ラインにおける整流電流の幅を広げ、力率を上
げることができ、しかも整流電流に含まれる高調波電流
も少なくすることができる。According to the first or sixth aspect of the invention, the voltage obtained by full-wave rectifying the AC power supply voltage in the first rectifier circuit is generated by the high frequency inverter in the DC-DC converter. AC voltage is added, and the added voltage is
By rectifying and smoothing again by the second rectifier circuit, the width of the rectified current in the power supply line can be widened, the power factor can be increased, and the harmonic current contained in the rectified current can be reduced.
【００２５】[0025]
【実施例】実施例について図面を参照して説明する。図
１は本発明の一実施例の交流直流変換電源回路を示す回
路図である。図３と同一の構成要素には同一符号を付し
て説明する。EXAMPLES Examples will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing an AC / DC conversion power supply circuit according to an embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 3 will be described with the same reference numerals.
【００２６】図１においては、図３の従来回路に対し
て、ブリッジ整流ダイオード回路２と平滑コンデンサ３
との間に、ローパスフィルタ２４と整流ダイオード２５
を直列的に接続する構成とし、かつローパスフィルタ２
４と整流ダイオード２５の接続点ａと、１次側コイル９
と共振コンデンサ１０の接続点ｂとの間を、直流阻止コ
ンデンサ２６で接続した構成としたものである。その他
の構成は図３と同様である。1, the bridge rectifier diode circuit 2 and the smoothing capacitor 3 are different from the conventional circuit of FIG.
Between the low-pass filter 24 and the rectifying diode 25
Are connected in series, and the low-pass filter 2
4 and the rectifying diode 25 connection point a, and the primary coil 9
And the connection point b of the resonance capacitor 10 are connected by the DC blocking capacitor 26. Other configurations are the same as those in FIG.
【００２７】図１において、商用交流電源１からの電源
電圧はブリッジ整流ダイオード回路２で全波整流され、
ローパスフィルタ２４を経て接続点ａに出力される。ロ
ーパスフィルタ２４については、後述するが、共振コン
デンサ１０に生じる正弦波電圧ＶC を整流した際の高周
波成分をブリッジ整流ダイオード回路２に流さないため
のものである。接続点ａでは、ブリッジ整流ダイオード
２からの全波整流出力電圧に対して、前記共振コンデン
サ１０に生じている交流電圧（共振電圧）が加算され、
さらに平滑コンデンサ３で平滑されて、ＤＣ−ＤＣコン
バータ３０のスイッチング手段に供給される。ブリッジ
整流ダイオード回路２は第１の整流回路を構成してお
り、整流ダイオード２５と平滑コンデンサ３は第２の整
流回路を構成している。In FIG. 1, the power supply voltage from the commercial AC power supply 1 is full-wave rectified by the bridge rectification diode circuit 2,
It is output to the connection point a through the low pass filter 24. As will be described later, the low-pass filter 24 is for preventing a high frequency component when the sine wave voltage VC generated in the resonance capacitor 10 is rectified from flowing into the bridge rectification diode circuit 2. At the connection point a, the AC voltage (resonance voltage) generated in the resonance capacitor 10 is added to the full-wave rectification output voltage from the bridge rectification diode 2,
Further, it is smoothed by the smoothing capacitor 3 and supplied to the switching means of the DC-DC converter 30. The bridge rectifier diode circuit 2 constitutes a first rectifier circuit, and the rectifier diode 25 and the smoothing capacitor 3 constitute a second rectifier circuit.
【００２８】ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、前記平滑コ
ンデンサ３の正極電圧の出力端と基準電位点間に、第
１，第２のスイッチング素子としてのＭＯＳ ＦＥＴ
４，５を直列に接続し、これらＭＯＳ ＦＥＴ４，５の
各スイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前
記ＭＯＳ ＦＥＴ４，５のそれぞれの両端に並列に第
１，第２のダイオード６，７を接続している。即ち、Ｍ
ＯＳ ＦＥＴ４のドレイン，ソースにそれぞれダイオー
ド６のカソード，アノードを接続し、ＭＯＳ ＦＥＴ５
のドレイン，ソースにそれぞれダイオード７のカソー
ド，アノードを接続している。ＭＯＳ ＦＥＴ４，５の
各ゲートには、制御回路２３からＭＯＳ ＦＥＴ４，５
を交互にオン，オフさせるためのゲートパルスが供給さ
れるようになっている。ＭＯＳ ＦＥＴ４とダイオード
６から成る第１の並列回路とＭＯＳ ＦＥＴ５とダイオ
ード７から成る第２の並列回路との接続点と、基準電位
点との間に、トランス８の１次側コイル９と共振コンデ
ンサ１０の直列回路を接続し、トランス８の２次側コイ
ル１１から所定の交流電圧を発生するようにしている。
２次側コイル１１には、通常、トランス８の１次側コイ
ルと２次側コイルとの巻線比に基づいて昇圧された交流
電圧が出力される。２次側コイル１１の一端は整流ダイ
オード１２を介して直流電圧出力端子１５に接続し、２
次側コイル１１の他端は整流ダイオード１３を介して直
流電圧出力端子１５に接続し、２次側コイル１１の中点
は基準電位点に接続し、ダイオード１２，１３の各カソ
ードは共通に接続し、この共通接続点と基準電位点間に
は平滑コンデンサ１４を接続している。整流ダイオード
１２，１３と平滑コンデンサ１４は、トランス１１の２
次側交流電圧を全波整流及び平滑して出力する第３の整
流回路を構成している。直流電圧出力端子１５から出力
される出力電圧ＥB は抵抗１６を介して誤差増幅器１７
に供給されており、この誤差増幅器１７で基準値と比較
され増幅され、その出力である誤差電圧に応じて抵抗１
８と発光ダイオード２０の直列回路に電流が流れる。発
光ダイオード２０は受光ダイオード２１と共にフォトカ
プラ１９を構成しており、発光ダイオード２０に流れる
誤差信号は受光トランジスタ２１に伝達され、抵抗２２
を経て制御回路２３へ制御信号として帰還されるように
なっている。制御回路２３は、第１，第２のスイッチン
グ素子としてのＭＯＳ ＦＥＴ４，５を交互にオン，オ
フさせる制御を行うもので、前記の帰還制御信号によっ
てＭＯＳ ＦＥＴ４，５のオン・オフ周波数を変え、出
力電圧ＥB を常に一定の電圧とするよう制御する。The DC-DC converter 30 includes a MOS FET as a first and a second switching element between the positive voltage output terminal of the smoothing capacitor 3 and a reference potential point.
4, 5 are connected in series, and the first and second diodes 6, 7 are arranged in parallel at both ends of the MOS FETs 4, 5 in such a polarity that the current flows in the direction opposite to the switching currents of the MOS FETs 4, 5. Are connected. That is, M
The cathode and anode of the diode 6 are connected to the drain and source of the OS FET 4, respectively, and the MOS FET 5
The cathode and anode of the diode 7 are connected to the drain and source, respectively. The gates of the MOS FETs 4 and 5 are connected from the control circuit 23 to the MOS FETs 4 and 5 respectively.
A gate pulse for alternately turning on and off is supplied. A primary side coil 9 of a transformer 8 and a resonance capacitor are provided between a connection point between a first parallel circuit composed of a MOS FET 4 and a diode 6 and a second parallel circuit composed of a MOS FET 5 and a diode 7, and a reference potential point. A series circuit of 10 is connected to generate a predetermined AC voltage from the secondary coil 11 of the transformer 8.
An AC voltage boosted based on the winding ratio between the primary coil and the secondary coil of the transformer 8 is usually output to the secondary coil 11. One end of the secondary coil 11 is connected to the DC voltage output terminal 15 via the rectifier diode 12,
The other end of the secondary coil 11 is connected to the DC voltage output terminal 15 via the rectifying diode 13, the middle point of the secondary coil 11 is connected to the reference potential point, and the cathodes of the diodes 12 and 13 are commonly connected. A smoothing capacitor 14 is connected between this common connection point and the reference potential point. The rectifying diodes 12 and 13 and the smoothing capacitor 14 are the same as those of the transformer 11.
A third rectifying circuit that full-wave rectifies and smoothes and outputs the secondary AC voltage is configured. The output voltage EB output from the DC voltage output terminal 15 passes through the resistor 16 and the error amplifier 17
Is supplied to the resistor 1 and is compared with a reference value by the error amplifier 17 to be amplified.
A current flows in a series circuit of 8 and the light emitting diode 20. The light emitting diode 20 constitutes a photo coupler 19 together with the light receiving diode 21, and the error signal flowing through the light emitting diode 20 is transmitted to the light receiving transistor 21 and the resistor 22
And is fed back to the control circuit 23 as a control signal. The control circuit 23 performs control for alternately turning on and off the MOS FETs 4 and 5 as the first and second switching elements, and changes the on / off frequency of the MOS FETs 4 and 5 by the feedback control signal. The output voltage EB is controlled to always be a constant voltage.
【００２９】次に、図１の回路動作を図２を参照して説
明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の動作については、
図３の従来回路と同様な動作を行う。ＭＯＳ ＦＥＴ４
とＭＯＳ ＦＥＴ５のゲートにはそれぞれゲートパルス
ＶG1，ＶG2が図４の(a) ，(b) のタイミングで供給され
ており、トランス８の１次側コイル９と共振コンデンサ
１０の直列回路には図４の(e) に示す波形の正弦波電流
Ｉr が、各期間Ａ〜Ｄにおいて図５(a) 〜(d) に示すよ
うに流れる。その結果、１次側コイル９と共振コンデン
サ１０には、図４(d)，(c) に示す波形の正弦波電圧ＶL
，ＶC が発生する。トランス８の２次側には、巻線比
に基づき、１次側コイル９に発生している正弦波電圧Ｖ
L に比例した電圧が発生しており、整流ダイオード１
２，１３と平滑コンデンサ１４から成る全波整流回路で
整流・平滑されて、出力直流電圧ＥB として出力され
る。出力電圧ＥB の制御は、従来と同様、図６に示す制
御特性に基づいて行われる。出力電圧ＥB は誤差増幅器
１７に加えられており、ここで比較・増幅された誤差電
圧をフォトカプラ１９を通して制御回路２３に帰還する
ことによりスイッチング素子として動作するＭＯＳＦＥ
Ｔ４，５のスイッチング周波数（動作周波数）を変化さ
せて、出力電圧ＥB を一定電圧となるよう安定化させて
いる。Next, the circuit operation of FIG. 1 will be described with reference to FIG. Regarding the operation of the DC-DC converter 30,
The same operation as the conventional circuit of FIG. 3 is performed. MOS FET4
Gate pulses VG1 and VG2 are supplied to the gates of the MOS FET 5 and the MOS FET 5, respectively, at timings (a) and (b) in FIG. 4, and the series circuit of the primary coil 9 of the transformer 8 and the resonance capacitor 10 is shown in FIG. The sinusoidal current Ir having the waveform shown in FIG. 4E flows in each of the periods A to D as shown in FIGS. 5A to 5D. As a result, the sine wave voltage VL having the waveforms shown in FIGS. 4 (d) and 4 (c) is applied to the primary coil 9 and the resonance capacitor 10.
, VC occurs. On the secondary side of the transformer 8, the sine wave voltage V generated in the primary coil 9 is generated based on the winding ratio.
A voltage proportional to L is generated, and rectifier diode 1
It is rectified and smoothed by a full-wave rectifier circuit composed of 2 and 13 and a smoothing capacitor 14 and output as an output DC voltage EB. The output voltage EB is controlled based on the control characteristic shown in FIG. 6 as in the conventional case. The output voltage EB is applied to the error amplifier 17, and the error voltage compared and amplified here is fed back to the control circuit 23 through the photocoupler 19 to operate as a switching element.
The switching frequency (operating frequency) of T4 and T5 is changed to stabilize the output voltage EB to a constant voltage.
【００３０】次に、交流電源側の第１，第２の整流回路
の動作について説明する。ブリッジ整流ダイオード回路
２からは整流出力電圧（商用周波数の２倍の周波数の脈
流電圧）Ｖi が得られ、この電圧Ｖi に対して、前述し
たように共振コンデンサ１０に生じている正弦波電圧Ｖ
C が直流阻止用コンデンサ２６を通して加算される。こ
の加算された電圧は、図２(a) に示すように商用電源周
波数の２倍の整流出力電圧（実線にて示す）に対して、
共振コンデンサ１０の両端電圧（点線にて包絡線のみを
示してある）を重畳した電圧である。この加算された電
圧は、整流ダイオード２５のアノードに加えられて整流
され、さらに平滑コンデンサ３で平滑された後、ＤＣ−
ＤＣコンバータ３０へ入力直流電圧として供給される。
図２(b)に共振コンデンサ１０の両端電圧の波形を示
す。この波形はＬＣ共振に基づいた正弦波形となってい
る。図２(b) の正弦波形の周期ＴはＭＯＳ ＦＥＴ４，
５のスイッチング周波数ｆの周期と一致している。Next, the operation of the first and second rectifier circuits on the AC power supply side will be described. A rectified output voltage (a pulsating current voltage having a frequency twice as high as the commercial frequency) Vi is obtained from the bridge rectifier diode circuit 2. With respect to this voltage Vi, the sine wave voltage V generated in the resonance capacitor 10 as described above.
C is added through the DC blocking capacitor 26. This added voltage is, as shown in Fig. 2 (a), the rectified output voltage that is twice the commercial power frequency (shown by the solid line).
It is a voltage obtained by superposing the voltage across the resonance capacitor 10 (only the envelope is shown by the dotted line). The added voltage is applied to the anode of the rectifying diode 25 to be rectified and further smoothed by the smoothing capacitor 3, and then DC-
It is supplied to the DC converter 30 as an input DC voltage.
FIG. 2B shows the waveform of the voltage across the resonant capacitor 10. This waveform is a sine waveform based on LC resonance. The period T of the sine waveform in FIG.
5 corresponds to the cycle of the switching frequency f.
【００３１】図２(b) に示す正弦波電圧ＶC が直流阻止
コンデンサ２６を通して整流ダイオード２５のアノード
に印加されると、整流ダイオード２５は図２(c) に示す
ように従来回路の比べ正弦波電圧ＶC が加算された分、
時間Δｔ1 だけ早く導通し、非導通となる時刻も時間Δ
ｔ2 だけ遅くなる。つまり、従来回路に比べ導通時間が
（Δｔ1 ＋Δｔ2 ）だけ伸びたことになる。図２(c)
に、本発明実施例における平滑前（即ち整流ダイオード
２５）の整流電流を示し、図２(d) に従来例における平
滑前（即ちブリッジ整流ダイオード回路２）の整流電流
（図７(b) と同じ）を示す。When the sine wave voltage VC shown in FIG. 2 (b) is applied to the anode of the rectifying diode 25 through the direct current blocking capacitor 26, the rectifying diode 25 is compared with the conventional circuit as shown in FIG. As the voltage VC is added,
Conduction is early for time Δt1 and the time when it is not conductive is also time Δ
It will be delayed by t2. That is, the conduction time is extended by (Δt1 + Δt2) as compared with the conventional circuit. Figure 2 (c)
2 shows the rectified current before smoothing (that is, the rectifying diode 25) in the embodiment of the present invention, and FIG. 2D shows the rectified current before smoothing (that is, the bridge rectifying diode circuit 2) in the conventional example (see FIG. 7B). The same).
【００３２】以上のように、整流電流の導通時間が拡が
ると、電源ラインの力率は上がり、かつ整流電流に含ま
れる高調波電流も減少する。As described above, when the conduction time of the rectified current is extended, the power factor of the power supply line is increased and the harmonic current contained in the rectified current is also reduced.
【００３３】なお、ローパスフィルタ２４は、正弦波電
圧ＶC を整流した際の高周波成分をブリッジ整流ダイオ
ード回路２に流さないためのものであり、この回路２４
がなくても同様な動作をする。しかし、ローパスフィル
タ２４がないと、従来回路に比べスイッチ特性の速いブ
リッジ整流ダイオードが必要になり、かつ交流電源１へ
の不要輻射（高周波成分）が増加する不具合が生じる。The low-pass filter 24 is for preventing the high-frequency component when the sine wave voltage VC is rectified from flowing to the bridge rectification diode circuit 2.
The same operation is performed even without. However, without the low-pass filter 24, a bridge rectifying diode having a switching characteristic faster than that of a conventional circuit is required, and unnecessary radiation (high-frequency component) to the AC power supply 1 increases.
【００３４】[0034]
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、従来
回路に対して少ない部品の追加で、電源ラインの力率が
上がりしかも整流電流に含まれる高調波電流を減少させ
ることができる。As described above, according to the present invention, the power factor of the power supply line can be increased and the harmonic current contained in the rectified current can be reduced by adding a small number of parts to the conventional circuit.
【図１】本発明の一実施例の交流直流変換電源回路を示
す回路図。FIG. 1 is a circuit diagram showing an AC / DC conversion power supply circuit according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１の回路動作を説明する波形図。FIG. 2 is a waveform diagram illustrating the circuit operation of FIG.
【図３】従来の交流直流変換電源回路を示す回路図。FIG. 3 is a circuit diagram showing a conventional AC / DC conversion power supply circuit.
【図４】本発明実施例と従来例に共通な回路部分の動作
を説明する図。FIG. 4 is a diagram for explaining an operation of a circuit portion common to an embodiment of the present invention and a conventional example.
【図５】本発明実施例と従来例に共通な回路部分の動作
を説明する図。FIG. 5 is a diagram for explaining an operation of a circuit portion common to the embodiment of the present invention and the conventional example.
【図６】本発明実施例と従来例に共通な回路部分の動作
を説明する図。FIG. 6 is a diagram for explaining an operation of a circuit portion common to an embodiment of the present invention and a conventional example.
【図７】図３の従来回路の動作を説明する図。FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of the conventional circuit of FIG.
１…交流電源 ２…ブリッジ整流ダイオード回路（第１の整流回路） ３…平滑コンデンサ ３と２５…第２の整流回路 １２，１３及び１４…全波整流回路（第３の整流回路） ４，５…ＭＯＳ ＦＥＴ（第１，第２のスイッチング素
子） ６，７…ダイオード（第１，第２のダイオード） ８…トランス ９…１次側コイル １０…共振コンデンサ １１…２次側コイル １２，１３…整流ダイオード １４…平滑コンデンサ １５…安定化直流電圧の出力端子 １７…誤差増幅器 １９…フォトカプラ ２３…制御回路 ２４…ローパスフィルタ ２５…整流ダイオード ２６…直流阻止コンデンサ1 ... AC power supply 2 ... Bridge rectifier diode circuit (first rectifier circuit) 3 ... Smoothing capacitor 3 and 25 ... Second rectifier circuit 12, 13 and 14 ... Full-wave rectifier circuit (third rectifier circuit) 4,5 ... MOS FET (first and second switching elements) 6, 7 ... Diode (first and second diode) 8 ... Transformer 9 ... Primary coil 10 ... Resonant capacitor 11 ... Secondary coil 12, 13 ... Rectifying diode 14 ... Smoothing capacitor 15 ... Stabilized DC voltage output terminal 17 ... Error amplifier 19 ... Photocoupler 23 ... Control circuit 24 ... Low-pass filter 25 ... Rectifying diode 26 ... DC blocking capacitor
─────────────────────────────────────────────────────
─────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成７年３月１３日[Submission date] March 13, 1995
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１３[Correction target item name] 0013
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００１３】図６は交流直流変換電源回路の出力直流電
圧ＥB の制御特性を示したものであり、出力電圧ＥB の
制御は１次側コイル９と共振コンデンサ１０の値で決ま
る共振周波数ｆ0 に対し、スイッチング素子としてのＭ
ＯＳ ＦＥＴ４，５のスイッチング周波数ｆを変えるこ
とにより行われる。例えば負荷が増加し出力電圧ＥBが
下がると、誤差増幅器１７により誤差電圧がフォトカプ
ラ１９を通して１次側の制御回路２３に帰還され、ＭＯ
Ｓ ＦＥＴ４，５のスイッチング周波数ｆを下げ出力電
圧ＥB を一定とするように働く。FIG. 6 shows the control characteristics of the output DC voltage EB of the AC / DC conversion power supply circuit. The output voltage EB is controlled with respect to the resonance frequency f0 determined by the values of the primary coil 9 and the resonance capacitor 10. , M as switching element
This is performed by changing the switching frequency f of the OS FETs 4 and 5. For example, when the load increases and the output voltage EB decreases, the error voltage is fed back by the error amplifier 17 through the photocoupler 19 to the control circuit 23 on the primary side, and MO
It works to lower the switching frequency f of the S FETs 4 and 5 and keep the output voltage EB constant.
【手続補正２】[Procedure Amendment 2]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図４[Name of item to be corrected] Fig. 4
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図４】 [Figure 4]
【手続補正３】[Procedure 3]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図６[Name of item to be corrected] Figure 6
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図６】 [Figure 6]
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/538 9181−5Ｈ Ｈ０２Ｍ 7/538 Ａ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Internal reference number FI Technical display location H02M 7/538 9181-5H H02M 7/538 A
Claims (6)
する第２の整流回路と、 この第２の整流回路で整流・平滑された直流電圧を高周
波インバータで交流にした後、トランスで所定の電圧に
変換してから、整流・平滑して所望の直流電圧を得るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータと、 このＤＣ−ＤＣコンバータの高周波インバータで発生し
た交流電圧を、前記第１の整流回路からの全波整流電圧
に加算する手段とを具備したことを特徴とする交流直流
変換電源回路。1. An AC power supply, a first rectifier circuit for full-wave rectifying the voltage of the AC power supply, and a second rectifier circuit for rectifying and smoothing the voltage rectified by the full-wave rectifier circuit again. The direct current voltage rectified and smoothed by the second rectifier circuit is converted into an alternating current by a high frequency inverter, converted into a predetermined voltage by a transformer, and then rectified and smoothed to obtain a desired direct current voltage D
An AC / DC converter power supply, comprising: a C-DC converter; and means for adding an AC voltage generated by a high frequency inverter of the DC-DC converter to a full-wave rectified voltage from the first rectifier circuit. circuit.
いて、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、 第１のスイッチング素子とこの第１のスイッチング素子
のスイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前
記第１のスイッチング素子と並列に第１のダイオードが
接続され、前記第１のスイッチング素子と前記第１のダ
イオードのカソードとの接続点には前記第２の整流回路
からの直流電圧が供給される第１の並列回路と、 第２のスイッチング素子とこの第２のスイッチング素子
のスイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前
記第２のスイッチング素子と並列に第２のダイオードが
接続され、前記第２のスイッチング素子と前記第２のダ
イオードのカソードとの接続点は前記第１のスイッチン
グ素子と前記第１のダイオードのアノードとの接続点に
接続され、前記第２のスイッチング素子と前記第２のダ
イオードのアノードとの接続点は基準電位点に接続され
る第２の並列回路と、 前記第１の並列回路と前記第２の並列回路との接続点と
基準電位点との間に、１次側コイルと共振コンデンサの
直列回路が接続され、２次側コイルに所定の交流電圧を
出力するトランスと、 このトランスの２次側コイルに発生する交流電圧を、整
流・平滑して出力する第３の整流回路と、 前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング
素子を交互にオン，オフさせる制御回路とを具備したこ
とを特徴とする交流直流変換電源回路。2. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 1, wherein the DC-DC converter has a polarity in which a current flows in a direction opposite to a switching current of the first switching element and the switching current of the first switching element. A first diode is connected in parallel with the first switching element, and a DC voltage from the second rectifier circuit is supplied to a connection point between the first switching element and the cathode of the first diode. A second diode is connected in parallel with the second switching element in a polarity in which a current flows in a direction opposite to the first parallel circuit, the second switching element and the switching current of the second switching element, and The connection point between the second switching element and the cathode of the second diode is defined by the annotation of the first switching element and the first diode. A second parallel circuit connected to a connection point between the second switching element and the anode of the second diode, and a first parallel circuit connected to a reference potential point; A series circuit of a primary side coil and a resonance capacitor is connected between a connection point with two parallel circuits and a reference potential point, and a transformer for outputting a predetermined AC voltage to the secondary side coil, A third rectifying circuit that rectifies and smoothes the AC voltage generated in the secondary coil and outputs the AC voltage, and a control circuit that alternately turns on and off the first switching element and the second switching element are provided. An AC / DC conversion power supply circuit characterized by the above.
いて、 前記第１の整流回路は、ブリッジ整流ダイオード回路で
構成され、 前記第２の整流回路は、整流ダイオードと平滑コンデン
サとで構成されることを特徴とする交流直流変換電源回
路。3. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 1, wherein the first rectifier circuit is a bridge rectifier diode circuit, and the second rectifier circuit is a rectifier diode and a smoothing capacitor. An AC / DC conversion power supply circuit characterized by the following.
いて、 前記加算手段は、直流阻止コンデンサを用いて構成され
ることを特徴とする交流直流変換電源回路。4. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 1, wherein the adding means is configured by using a DC blocking capacitor.
いて、 前記制御回路は、前記第３の整流回路からの直流電圧を
検出した電圧に基づいて、前記第１，第２のスイッチン
グ素子のオン，オフ周波数を変化させ、前記第３の整流
回路からの直流電圧が一定となるよう制御することを特
徴とする交流直流変換電源回路。5. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 2, wherein the control circuit controls the first and second switching elements based on a voltage detected from the DC voltage from the third rectifier circuit. An AC / DC conversion power supply circuit, characterized in that the ON / OFF frequency is changed to control the DC voltage from the third rectifier circuit to be constant.
ド回路と、 このブリッジ整流ダイオードの出力側に接続されるロー
パスフィルタと、 このローパスフィルタの出力側にアノードが接続される
第２の整流ダイオードと、 この第２の整流ダイオードのカソードと基準電位点間に
接続された平滑コンデンサと、 この平滑コンデンサで平滑された直流電圧を高周波イン
バータで交流にした後、トランスで所定の電圧に変換し
てから、整流・平滑して所望の直流電圧を得るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの高周波インバータで発生し
た交流電圧を、前記第２の整流ダイオードのアノードに
供給するための直流阻止コンデンサとを具備したことを
特徴とする交流直流変換電源回路。6. An AC power supply, a bridge rectification diode circuit to which the voltage of the AC power supply is supplied, a low-pass filter connected to the output side of the bridge rectification diode, and an anode connected to the output side of the low-pass filter. A second rectifying diode, a smoothing capacitor connected between the cathode of the second rectifying diode and a reference potential point, and a DC voltage smoothed by the smoothing capacitor is converted into an alternating current by a high frequency inverter, and then a predetermined value is converted by a transformer. DC-D to obtain the desired DC voltage by rectifying and smoothing
An AC / DC conversion power supply circuit, comprising: a C converter; and a DC blocking capacitor for supplying an AC voltage generated by a high frequency inverter of the DC-DC converter to an anode of the second rectifying diode.
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|---|---|---|---|
| JP2303195A JP3498870B2 (en) | 1995-02-10 | 1995-02-10 | AC / DC conversion power supply circuit |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS57132219A (en) * | 1981-02-09 | 1982-08-16 | Fujitsu Ltd | Method and device for power supply from current source circuit |
| JPH033666A (en) * | 1989-05-29 | 1991-01-09 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | Switching power supply |
| JPH04347575A (en) * | 1991-05-22 | 1992-12-02 | Sony Corp | Power source circuit |
| JPH0739142A (en) * | 1993-07-15 | 1995-02-07 | Matsushita Electric Works Ltd | Power supply apparatus |
-
1995
- 1995-02-10 JP JP2303195A patent/JP3498870B2/en not_active Expired - Fee Related
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| WO2022065241A1 (en) * | 2020-09-28 | 2022-03-31 | 富士電機株式会社 | Power conversion device |
| JP2022054992A (en) * | 2020-09-28 | 2022-04-07 | 富士電機株式会社 | Power converter |
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