JPH08251924A - Ac-dc conversion power supply circuit - Google Patents
Ac-dc conversion power supply circuitInfo
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- JPH08251924A JPH08251924A JP7049944A JP4994495A JPH08251924A JP H08251924 A JPH08251924 A JP H08251924A JP 7049944 A JP7049944 A JP 7049944A JP 4994495 A JP4994495 A JP 4994495A JP H08251924 A JPH08251924 A JP H08251924A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン受像機など
の電子機器に用いる交流直流変換電源回路に関するもの
で、特に力率の改善を図った交流直流変換電源回路に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an AC / DC converting power supply circuit used in electronic equipment such as a television receiver, and more particularly to an AC / DC converting power supply circuit with improved power factor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】最近の電子機器においては、ＩＣ化によ
る高性能，小形，軽量化が進むとともに、これらの装置
に不可欠な電源装置についても同様に高性能，小形，軽
量化が要求される。この要求を満たす安定化電源とし
て、スイッチング方式による電源回路がある。2. Description of the Related Art Recent electronic devices are required to have higher performance, smaller size and lighter weight by using ICs, and power supply devices essential to these devices are also required to have higher performance, smaller size and lighter weight. As a stabilized power supply that meets this demand, there is a power supply circuit by a switching system.
【０００３】スイッチング方式による安定化直流電源回
路は、入力の直流電源電圧をトランジスタなどの高速ス
イッチング素子でオン，オフし、そのオン時間を変化さ
せたり、オン・オフ周波数を変化させることによって、
出力として得られる直流電圧を一定とするように制御す
るものである。A stabilized DC power supply circuit by a switching system turns ON / OFF a DC power supply voltage of an input by a high speed switching element such as a transistor, and changes its ON time or ON / OFF frequency to change the ON / OFF frequency.
The DC voltage obtained as an output is controlled to be constant.
【０００４】スイッチング電源回路には種々の方式があ
るが、ここでは高周波インバータによるＤＣ−ＤＣコン
バータ方式の電源回路について説明する。There are various types of switching power supply circuits. Here, a power supply circuit of a DC-DC converter system using a high frequency inverter will be described.
【０００５】図８に、従来の交流直流変換電源回路の回
路図を示す。図８において、商用交流電源１からの電源
電圧はブリッジ整流ダイオード回路２で全波整流され、
さらに平滑コンデンサ３で平滑されて、ＤＣ−ＤＣコン
バータ３０に供給される。FIG. 8 shows a circuit diagram of a conventional AC / DC conversion power supply circuit. In FIG. 8, the power supply voltage from the commercial AC power supply 1 is full-wave rectified by the bridge rectification diode circuit 2,
Further, it is smoothed by the smoothing capacitor 3 and supplied to the DC-DC converter 30.
【０００６】ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、前記平滑コ
ンデンサ３の正極側の出力端と基準電位点間に、第１，
第２のスイッチング素子としてのＭＯＳ ＦＥＴ４，５
を直列に接続し、これらＭＯＳ ＦＥＴ４，５の各スイ
ッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前記ＭＯ
Ｓ ＦＥＴ４，５のそれぞれと並列にダイオード６，７
を接続している。即ち、ＭＯＳ ＦＥＴ４のドレイン，
ソースにそれぞれダイオード６のカソード，アノードを
接続し、ＭＯＳ ＦＥＴ５のドレイン，ソースにそれぞ
れダイオード７のカソード，アノードを接続している。
ＭＯＳ ＦＥＴ４，５の各ゲートには、制御回路２３か
らＭＯＳ ＦＥＴ４，５を交互にオン，オフさせるため
のゲートパルスが供給されるようになっている。ＭＯＳ
ＦＥＴ４とダイオード６から成る第１の並列回路とＭ
ＯＳ ＦＥＴ５とダイオード７から成る第２の並列回路
との接続点と、基準電位点との間に、トランス８の１次
コイル９と共振コンデンサ１０の直列回路を接続し、ト
ランス８の２次コイル１１から所定の交流電圧を出力さ
せるようにしている。ＭＯＳ ＦＥＴ４とダイオード６
の第１の並列回路、ＭＯＳ ＦＥＴ５とダイオード７の
第２の並列回路、１次コイル９と共振コンデンサ１０の
直列回路、及び制御回路２３は、直流を交流に変換する
ハーフブリッジ型の高周波インバータを構成している。The DC-DC converter 30 includes a first and a first output terminals of the smoothing capacitor 3 on the positive electrode side and a reference potential point.
MOS FETs 4 and 5 as second switching elements
Are connected in series, and the polarity is such that the current flows in the opposite direction to the switching currents of these MOS FETs 4 and 5.
Diodes 6 and 7 are provided in parallel with the S FETs 4 and 5, respectively.
Are connected. That is, the drain of the MOS FET4,
The cathode and the anode of the diode 6 are connected to the source, and the cathode and the anode of the diode 7 are connected to the drain and the source of the MOS FET 5, respectively.
A gate pulse for alternately turning on and off the MOS FETs 4 and 5 is supplied from the control circuit 23 to each gate of the MOS FETs 4 and 5. MOS
First parallel circuit composed of FET 4 and diode 6 and M
The primary coil 9 of the transformer 8 and the series circuit of the resonance capacitor 10 are connected between the connection point of the OS FET 5 and the second parallel circuit composed of the diode 7 and the reference potential point, and the secondary coil of the transformer 8 is connected. A predetermined AC voltage is output from 11. MOS FET4 and diode 6
The first parallel circuit, the second parallel circuit of the MOS FET 5 and the diode 7, the series circuit of the primary coil 9 and the resonance capacitor 10, and the control circuit 23 are half-bridge type high frequency inverters for converting direct current into alternating current. I am configuring.
【０００７】トランス８の２次コイル１１の一端は整流
ダイオード１２を介して直流電圧出力端子１５に接続
し、２次コイル１１の他端は整流ダイオード１３を介し
て直流電圧出力端子１５に接続し、２次コイル１１の中
点は基準電位点に接続し、ダイオード１２，１３の各カ
ソードの接続点と基準電位点との間には、平滑コンデン
サ１４が接続されている。トランス８の２次側に構成さ
れる、２次コイル１１と、整流ダイオード１２，１３
と、２次コイル１１の中点に接続したアースラインと
は、全波整流回路を構成している。One end of the secondary coil 11 of the transformer 8 is connected to the DC voltage output terminal 15 via the rectifying diode 12, and the other end of the secondary coil 11 is connected to the DC voltage output terminal 15 via the rectifying diode 13. The middle point of the secondary coil 11 is connected to the reference potential point, and the smoothing capacitor 14 is connected between the connection point of the cathodes of the diodes 12 and 13 and the reference potential point. The secondary coil 11 configured on the secondary side of the transformer 8 and the rectifying diodes 12, 13
The ground line connected to the middle point of the secondary coil 11 constitutes a full-wave rectification circuit.
【０００８】直流電圧出力端子１５からの直流電圧ＥB
は抵抗１６を介して誤差増幅器１７に供給されており、
この誤差増幅器１７で基準値と比較され増幅され、その
出力である誤差電圧に応じて抵抗１８と発光ダイオード
２０の直列回路に電流が流れ、発光ダイオード２０と受
光ダイオード２１によるフォトカプラ１９を通して、誤
差信号が受光トランジスタ２１側へ伝達され、抵抗２２
を経て制御回路２３へ制御信号として帰還されるように
なっている。制御回路２３は、第１，第２のスイッチン
グ素子であるＭＯＳ ＦＥＴ４，５を交互にオン，オフ
させる制御を行うもので、前記の帰還された制御信号に
よってＭＯＳ ＦＥＴ４，５に供給するゲートパルスの
周波数を変え、ＭＯＳ ＦＥＴ４，５のオン，オフの周
波数を制御することによって、出力電圧ＥB を常に一定
とするよう制御する。DC voltage EB from DC voltage output terminal 15
Is supplied to the error amplifier 17 via the resistor 16,
The error amplifier 17 compares and amplifies with a reference value, and a current flows through a series circuit of a resistor 18 and a light emitting diode 20 according to an error voltage which is an output of the error amplifier 17. The signal is transmitted to the light receiving transistor 21 side, and the resistor 22
And is fed back to the control circuit 23 as a control signal. The control circuit 23 performs control for alternately turning on and off the MOS FETs 4 and 5 which are the first and second switching elements, and controls the gate pulse to be supplied to the MOS FETs 4 and 5 by the feedback control signal. The output voltage EB is controlled to be always constant by changing the frequency and controlling the on / off frequencies of the MOS FETs 4 and 5.
【０００９】次に、図８の回路の動作を図９及び図１０
を参照して説明する。Next, the operation of the circuit of FIG. 8 will be described with reference to FIGS.
Will be described with reference to.
【００１０】図９(a) 〜(e) は、図８におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３０の各部の電圧及び電流の波形を示す図
である。FIGS. 9A to 9E are DC-D in FIG.
It is a figure which shows the waveform of the voltage of each part of C converter 30, and a current.
【００１１】図９(a) ，(b) に示すＶG1，ＶG2はそれぞ
れＭＯＳ ＦＥＴ４，５のゲートパルスを示しており、
図９(c) に示すＶC は共振コンデンサ１０に生じる正弦
波電圧（共振電圧）、図９(d) に示すＶL はトランス３
０の１次コイル９に生じる正弦波電圧（共振電圧）であ
る。図９(c) ，(d) に示すＶi0は、ブリッジ整流ダイオ
ード回路２で全波整流した電圧を平滑コンデンサ３で平
滑して得られる電圧である。図９(e) に示すＩr は、１
次コイル９及び共振コンデンサ１０に流れる正弦波電流
（共振電流）を示す。この電流Ｉr の正方向は、図８の
矢印にて示す方向である。VG1 and VG2 shown in FIGS. 9A and 9B represent the gate pulses of the MOS FETs 4 and 5, respectively.
VC shown in FIG. 9C is a sine wave voltage (resonance voltage) generated in the resonance capacitor 10, and VL shown in FIG. 9D is a transformer 3.
It is a sine wave voltage (resonance voltage) generated in the primary coil 9 of 0. Vi0 shown in FIGS. 9 (c) and 9 (d) is a voltage obtained by smoothing the full-wave rectified voltage in the bridge rectifying diode circuit 2 with the smoothing capacitor 3. Ir shown in FIG. 9 (e) is 1
The sine wave current (resonance current) flowing through the next coil 9 and the resonance capacitor 10 is shown. The positive direction of this current Ir is the direction shown by the arrow in FIG.
【００１２】図１０(a) 〜(d) は、この正弦波電流Ｉr
についての、１周期の動作を説明するための図である。FIGS. 10A to 10D show the sine wave current Ir.
FIG. 3 is a diagram for explaining an operation of one period.
【００１３】時間ｔ＝０のときに、図９(b) に示すよう
にＭＯＳ ＦＥＴ５のゲートパルスＶG2が零になると、
ＭＯＳ ＦＥＴ５はオフする。ｔ＝０の直前の期間Ｄ
（図９のｔ＝ｔ3 〜ｔ4 に相当する期間）に共振コンデ
ンサ１０からトランス８の１次コイル９を通り、ＭＯＳ
ＦＥＴ５に流れ込んでいた電流Ｉr （このときの電流
Ｉr は共振コンデンサ１０に充電されていた電荷に基づ
いて流れている）は、ｔ＝０に至ると、今度は１次コイ
ル９に蓄えたエネルギーを放出することによって、第１
のダイオード６を通り、図１０(a) の期間Ａ（ｔ＝０〜
ｔ1 期間：第１のダンパー期間と呼ぶ）のように流れ
る。この電流Ｉr はトランス８の２次側負荷が零の場
合、図９(e) のＩr に示すような電流である。ｔ＝０以
降は既にゲートパルスＶG1がＭＯＳ ＦＥＴ４に供給さ
れてオンしており、時刻ｔ1 に達すると、第１のダイオ
ード６はオフし、今度は直流電源からＭＯＳ ＦＥＴ４
を通して電流Ｉr が正方向に流れ、図１０(b) の期間Ｂ
（ｔ＝ｔ1 〜ｔ2 ）に示すようになる。次に、時刻ｔ2
に至ると、ゲートパルスＶG1が零になるためＭＯＳ Ｆ
ＥＴ４はオフし、電流Ｉr はコイル９からコンデンサ１
０に対して流れ込むように、第２のダイオード７を通し
て正方向に流れ続け、図１０(c) の期間Ｃ（ｔ＝ｔ2 〜
ｔ3 ：第２のダンパー期間と呼ぶ）に示すようなる。時
刻ｔ2 以降はすでにゲートパルスＶG2がＭＯＳ ＦＥＴ
５に供給されオンしており、時刻ｔ3 に達すると、第２
のダイオード７はオフし、コンデンサ１０に充電されて
いる電荷に基づいて電流Ｉr がコイル９及びＭＯＳ Ｆ
ＥＴ５を通して負の方向に流れ、図１０(d) の期間Ｄ
（ｔ＝ｔ3 〜ｔ4 ）に示すようなる。時刻ｔ4 になる
と、ＭＯＳＦＥＴ５のゲートパルスＶG2が零になり、前
記の時刻０の動作に戻る。When the gate pulse VG2 of the MOS FET 5 becomes zero as shown in FIG. 9 (b) at the time t = 0,
The MOS FET 5 is turned off. Period D immediately before t = 0
During the period (corresponding to t = t3 to t4 in FIG. 9), the resonance capacitor 10 passes through the primary coil 9 of the transformer 8 and the MOS
The current Ir flowing in the FET 5 (the current Ir at this time is flowing based on the electric charge charged in the resonance capacitor 10) reaches t = 0, and then the energy stored in the primary coil 9 is discharged. First by releasing
Through the diode 6 of FIG. 10A and the period A (t = 0 to 0 in FIG. 10A).
(t1 period: referred to as the first damper period). This current Ir is a current as shown by Ir in FIG. 9 (e) when the secondary load of the transformer 8 is zero. After t = 0, the gate pulse VG1 has already been supplied to the MOS FET 4 and turned on, and when the time t1 is reached, the first diode 6 turns off, and this time the DC power supply turns on the MOS FET4.
A current Ir flows through the positive direction through the period B in FIG. 10 (b).
(T = t1 to t2). Next, time t2
, The gate pulse VG1 becomes zero, the MOS F
ET4 turns off, and the current Ir flows from the coil 9 to the capacitor 1
The current continues to flow in the positive direction through the second diode 7 so as to flow into 0, and the period C (t = t2 ~
t3: referred to as the second damper period). Gate pulse VG2 is already MOS FET after time t2
It is turned on after being supplied to No. 5, and when the time t3 is reached, the second
The diode 7 is turned off, and the current Ir is changed to the coil 9 and the MOS F based on the electric charge stored in the capacitor 10.
Flow in the negative direction through ET5, and the period D in Fig. 10 (d)
(T = t3 to t4). At the time t4, the gate pulse VG2 of the MOSFET 5 becomes zero, and the operation returns to the time 0.
【００１４】以上が、スイッチング素子４，５と、１次
コイル９と共振コンデンサ１０による１周期の動作であ
る。ゲートパルスの幅Ｔ1 とＴ2 （図９参照）は相等し
く選んであるため、ＭＯＳ ＦＥＴ４とＭＯＳ ＦＥＴ
５、第１のダイオード６と第２のダイオード７は、それ
ぞれ同一の導通時間でオン，オフを繰り返すと共に、ブ
リッジ整流ダイオード回路２による整流電源からトラン
ス８の１次コイル９と共振コンデンサ１０の直列回路に
対して１周期の動作に必要な電力が供給される。つま
り、整流電源からは１周期毎に消費した電力が供給され
る。このとき、トランス８の１次コイル９と共振コンデ
ンサ１０には、図９のＶL ，ＶC に示すような互いに逆
位相の正弦波電圧ＶL ，ＶC が発生している。そして、
トランス８の２次側には、トランス巻線比に基づき、１
次コイル９に発生した電圧に比例した正弦波電圧が発生
し、整流ダイオード１２，１３及び平滑コンデンサ１４
で全波整流された後、出力直流電圧ＥB として図示しな
い負荷に供給される。The above is the operation of the switching elements 4 and 5, the primary coil 9 and the resonance capacitor 10 for one cycle. Since the gate pulse widths T1 and T2 (see FIG. 9) are selected to be the same, MOS FET4 and MOS FET
5, the first diode 6 and the second diode 7 are repeatedly turned on and off with the same conduction time, and the primary coil 9 of the transformer 8 and the resonance capacitor 10 are connected in series from the rectification power source by the bridge rectification diode circuit 2. Electric power required for one cycle of operation is supplied to the circuit. That is, the rectified power supply supplies the power consumed in each cycle. At this time, the primary coil 9 and the resonance capacitor 10 of the transformer 8 generate sine wave voltages VL and VC having mutually opposite phases as shown by VL and VC in FIG. And
On the secondary side of the transformer 8, based on the transformer winding ratio, 1
A sine wave voltage proportional to the voltage generated in the next coil 9 is generated, and the rectifying diodes 12 and 13 and the smoothing capacitor 14 are generated.
After being full-wave rectified by, the output DC voltage EB is supplied to a load (not shown).
【００１５】図１１は交流直流変換電源回路の出力直流
電圧ＥB の制御特性を示したものである。横軸にスイッ
チング素子のスイッチング周波数ｆを、縦軸に出力直流
電圧ＥB をとってある。出力直流電圧ＥB の制御は１次
コイル９と共振コンデンサ１０の値で決まる共振周波数
ｆ0 に対し、スイッチング素子としてのＭＯＳ ＦＥＴ
４，５のスイッチング周波数ｆ、即ちゲートパルスＶG
1，ＶG2の周波数を変えることにより行われる。例え
ば、ＭＯＳ ＦＥＴ４，５がスイッチング周波数ｆ1 で
動作しているとし、負荷電流が増加し出力直流電圧ＥB
が下がった場合には、誤差増幅器１７により誤差電圧が
フォトカプラ１９を通して１次側の制御回路２３に帰還
され、ＭＯＳ ＦＥＴ４，５のスイッチング周波数ｆを
下げ出力電圧ＥB を上げて一定とするように自動的に制
御が行われる。FIG. 11 shows the control characteristics of the output DC voltage EB of the AC / DC conversion power supply circuit. The horizontal axis represents the switching frequency f of the switching element, and the vertical axis represents the output DC voltage EB. The output DC voltage EB is controlled by a MOS FET as a switching element for a resonance frequency f0 determined by the values of the primary coil 9 and the resonance capacitor 10.
Switching frequency f of 4, 5 or gate pulse VG
This is done by changing the frequency of 1 and VG2. For example, assuming that the MOS FETs 4 and 5 are operating at the switching frequency f1, the load current increases and the output DC voltage EB
When the voltage decreases, the error voltage is fed back by the error amplifier 17 to the control circuit 23 on the primary side through the photocoupler 19, and the switching frequency f of the MOS FETs 4 and 5 is decreased to increase the output voltage EB to be constant. Control is performed automatically.
【００１６】図１２は交流直流変換電源回路の中のブリ
ッジ整流ダイオード回路２の動作波形を示した図であ
る。ブリッジ整流ダイオード回路２の出力側には図８に
示すように平滑コンデンサ３が接続されており、交流電
源１からの電源電圧はブリッジ整流ダイオード回路２で
全波整流された後、平滑コンデンサ３で平滑される。こ
のため、図１２(a) の電圧波形に示すように、整流出力
電圧を平滑した電圧Ｖi0に含まれる電源リップル電圧
（Ｖi0の変動）は非常に小さく、従って電源周波数の１
周期のうちブリッジ整流ダイオード回路２が導通する時
間は極めて短い。即ち、電源ラインに流れる整流電流
は、ブリッジ整流ダイオード回路２の全波整流出力電圧
が平滑コンデンサ３に充電されている電圧を越えたとき
のみ流れ、図１２(b) に示すような脈流となり、電源周
波数の１周期に対する導通期間の幅が狭い。従って、電
源ラインの力率も０．６程度と低く、脈流に含まれる高
調波電流も大きいという問題がある。FIG. 12 is a diagram showing operation waveforms of the bridge rectification diode circuit 2 in the AC / DC conversion power supply circuit. A smoothing capacitor 3 is connected to the output side of the bridge rectifier diode circuit 2 as shown in FIG. 8, and the power supply voltage from the AC power source 1 is full-wave rectified by the bridge rectifier diode circuit 2 and then the smoothing capacitor 3 is used. Smoothed. Therefore, as shown in the voltage waveform of FIG. 12 (a), the power supply ripple voltage (fluctuation of Vi0) included in the voltage Vi0 obtained by smoothing the rectified output voltage is very small, and therefore the power supply frequency is 1
The period of time during which the bridge rectifying diode circuit 2 is conducting in the cycle is extremely short. That is, the rectified current flowing in the power supply line flows only when the full-wave rectified output voltage of the bridge rectifier diode circuit 2 exceeds the voltage charged in the smoothing capacitor 3, and becomes a pulsating current as shown in FIG. 12 (b). The width of the conduction period for one cycle of the power supply frequency is narrow. Therefore, there is a problem that the power factor of the power supply line is as low as about 0.6, and the harmonic current contained in the pulsating current is large.
【００１７】そこで、その解決策として、平滑コンデン
サ３の容量を下げれば、ブリッジ整流ダイオード回路２
の導通時間は長くなって力率が上がり、脈流に含まれる
高調波電流も少なくなる。しかし、このときは平滑コン
デンサ３による平滑性（積分効果）が減少し、全波整流
波形の特徴に見られるように、出力直流電圧ＥB に含ま
れる商用電源周波数の２倍の周波数のリップル電圧が増
え、定電圧回路としての本来の機能を果たさなくなる。Therefore, as a solution, if the capacity of the smoothing capacitor 3 is reduced, the bridge rectifier diode circuit 2
The conduction time becomes longer, the power factor rises, and the harmonic current contained in the pulsating flow also decreases. However, at this time, the smoothness (integration effect) by the smoothing capacitor 3 is reduced, and as shown in the characteristics of the full-wave rectified waveform, the ripple voltage having a frequency twice that of the commercial power supply frequency included in the output DC voltage EB is generated. It will increase and the original function as a constant voltage circuit will not be fulfilled.
【００１８】[0018]
【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来で
は、電源ラインでの力率が低く、しかも整流電流に含ま
れる高調波電流も大きくなり、或いはこれを改善しよう
として平滑容量を下げると、リップル分が増加し本来の
定電圧機能を損なうという問題があった。As described above, in the prior art, the power factor in the power supply line is low, the harmonic current contained in the rectified current also becomes large, or the smoothing capacitance is lowered in an attempt to improve it, There is a problem that the ripple amount increases and the original constant voltage function is impaired.
【００１９】そこで、本発明は上記の問題に鑑み、交流
電源ラインの力率を上げ、整流電流に含まれる高調波電
流を減少させることができ、しかも本来の定電圧機能を
損なうことのない交流直流変換電源回路を提供すること
を目的とするものである。Therefore, in view of the above problems, the present invention can increase the power factor of the AC power supply line and reduce the harmonic current contained in the rectified current, and the AC current that does not impair the original constant voltage function. An object is to provide a DC conversion power supply circuit.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明によ
る交流直流変換電源回路は、交流電源と、この交流電源
の電圧を全波整流する第１の整流回路と、この第１の整
流回路で整流された電圧を、再度整流し平滑する第２の
整流回路と、この第２の整流回路で整流・平滑された直
流電圧を高周波インバータで交流にした後、トランスで
所定の電圧に変換してから、整流・平滑して所望の直流
電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータと、前記第１の整流回
路と前記第２の整流回路との間に接続されかつ前記ＤＣ
−ＤＣコンバータの前記トランスに巻線され、前記高周
波インバータの交流電圧に基づき誘起した電圧を、前記
第１の整流回路からの全波整流電圧に加算して前記第２
の整流回路に供給するコイルとを具備したことを特徴と
する。According to a first aspect of the present invention, there is provided an AC / DC converting power supply circuit, an AC power supply, a first rectifying circuit for full-wave rectifying the voltage of the AC power supply, and the first rectifying circuit. The second rectifier circuit, which rectifies and smoothes the voltage rectified by, and the direct current voltage rectified and smoothed by this second rectifier circuit is converted into an alternating current by the high frequency inverter, and then converted into a predetermined voltage by the transformer. And a DC-DC converter for rectifying and smoothing to obtain a desired DC voltage, and a DC-DC converter connected between the first rectifier circuit and the second rectifier circuit, and the DC
A voltage that is wound around the transformer of the DC converter and that is induced based on the AC voltage of the high frequency inverter is added to the full-wave rectified voltage from the first rectifier circuit;
And a coil for supplying to the rectifier circuit.
【００２１】請求項２記載の発明による交流直流変換電
源回路は、交流電源と、この交流電源の電圧を全波整流
する第１の整流回路と、この第１の整流回路で整流され
た電圧を、再度全波整流し平滑する第２の整流回路と、
この第２の整流回路で整流・平滑された直流電圧を高周
波インバータで交流にした後、トランスで所定の電圧に
変換してから、整流・平滑して所望の直流電圧を得るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータと、前記第１の整流回路と前記第２
の整流回路との間でかつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前
記トランスに互いに逆極性となるように巻線された２つ
のコイルであって、前記高周波インバータの交流電圧に
基づき前記２つのコイルに誘起した互いに逆位相の交流
電圧を、前記第１の整流回路からの全波整流電圧に加算
して前記第２の整流回路の全波整流入力端に供給する第
１，第２のコイルとを具備したことを特徴とする。According to a second aspect of the present invention, there is provided an AC / DC conversion power supply circuit which comprises an AC power supply, a first rectifier circuit for full-wave rectifying the voltage of the AC power supply, and a voltage rectified by the first rectifier circuit. , A second rectifier circuit that performs full-wave rectification and smoothes again,
The direct current voltage rectified and smoothed by the second rectifier circuit is converted into an alternating current by a high frequency inverter, converted into a predetermined voltage by a transformer, and then rectified and smoothed to obtain a desired direct current voltage D
C-DC converter, the first rectifier circuit and the second
The two coils wound between the transformer and the rectifier circuit of the DC-DC converter so as to have opposite polarities, and induced in the two coils based on the AC voltage of the high frequency inverter. First and second coils are provided, which add alternating voltages having mutually opposite phases to the full-wave rectified voltage from the first rectifier circuit and supply the full-wave rectified input terminals of the second rectifier circuit. It is characterized by
【００２２】請求項３記載の発明による交流直流変換電
源回路は、交流電源と、この交流電源の電圧を全波整流
する第１の整流回路と、この第１の整流回路で整流され
た電圧を、再度整流し平滑する第２の整流回路と、この
第２の整流回路で整流・平滑された直流電圧を高周波イ
ンバータで交流にした後、トランスで所定の電圧に変換
してから、整流・平滑して所望の直流電圧を得るＤＣ−
ＤＣコンバータと、前記第１の整流回路と前記第２の整
流回路との間に接続されかつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
の前記トランスに巻線されたコイルで構成され、前記高
周波インバータの交流電圧に基づき該コイルに誘起した
電圧を、前記第１の整流回路からの全波整流電圧に加算
する第１の加算手段と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの高
周波インバータで発生した交流電圧を、前記第１の加算
手段における加算電圧と同相となるように前記第１の整
流回路からの全波整流電圧に加算する第２の加算手段と
を具備したことを特徴とする。According to another aspect of the present invention, there is provided an AC / DC conversion power supply circuit, which includes an AC power supply, a first rectifier circuit for full-wave rectifying the voltage of the AC power supply, and a voltage rectified by the first rectifier circuit. , A second rectifier circuit that rectifies and smoothes again, and a DC voltage that is rectified and smoothed by this second rectifier circuit is converted into an alternating current by a high-frequency inverter, and then converted to a predetermined voltage by a transformer, and then rectified and smoothed. DC- to obtain the desired DC voltage
A DC converter and a coil connected between the first rectifier circuit and the second rectifier circuit and wound around the transformer of the DC-DC converter, and based on the AC voltage of the high frequency inverter. The first addition means for adding the voltage induced in the coil to the full-wave rectified voltage from the first rectifier circuit, and the AC voltage generated in the high-frequency inverter of the DC-DC converter are the first addition And a second adding means for adding to the full-wave rectified voltage from the first rectifier circuit so as to be in phase with the added voltage in the means.
【００２３】請求項４記載の発明による交流直流変換電
源回路は、交流電源と、この交流電源の電圧を全波整流
する第１の整流回路と、この第１の整流回路で整流され
た電圧を、再度整流する第２の整流回路と、この第２の
整流回路の電圧を平滑する平滑回路と、この平滑回路で
得られた直流電圧を高周波インバータで交流にした後、
トランスで所定の電圧に変換してから、整流・平滑して
所望の直流電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータと、前記第
２の整流回路と前記平滑回路との間に接続されかつ前記
ＤＣ−ＤＣコンバータの前記トランスに巻線されたコイ
ルで構成され、前記高周波インバータの交流電圧に基づ
き該コイルに誘起した電圧を、前記第２の整流回路から
の整流電圧に加算する第１の加算手段と、前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの高周波インバータで発生した交流電圧
を、前記第１の加算手段における加算電圧と同相となる
ように前記第１の整流回路からの全波整流電圧に加算す
る第２の加算手段とを具備したことを特徴とする。According to another aspect of the present invention, there is provided an AC / DC conversion power supply circuit, which includes an AC power supply, a first rectifying circuit for full-wave rectifying the voltage of the AC power supply, and a voltage rectified by the first rectifying circuit. , A second rectifier circuit for rectifying again, a smoothing circuit for smoothing the voltage of the second rectifier circuit, and a DC voltage obtained by the smoothing circuit after being converted into an alternating current by a high frequency inverter,
A DC-DC converter, which is converted to a predetermined voltage by a transformer and then rectified and smoothed to obtain a desired DC voltage, and the DC-DC converter, which is connected between the second rectifier circuit and the smoothing circuit. First adding means configured to add a voltage induced in the coil based on an AC voltage of the high frequency inverter to a rectified voltage from the second rectifier circuit, DC-D
Second adding means for adding the AC voltage generated in the high frequency inverter of the C converter to the full-wave rectified voltage from the first rectifying circuit so as to be in phase with the added voltage in the first adding means. It is characterized by having done.
【００２４】請求項５記載の発明は、請求項１〜４のい
ずれか１つに記載の交流直流変換電源回路における前記
ＤＣ−ＤＣコンバータが、第１のスイッチング素子とこ
の第１のスイッチング素子のスイッチング電流とは逆方
向に電流が流れる極性に前記第１のスイッチング素子と
並列に第１のダイオードが接続され、前記第１のスイッ
チング素子と前記第１のダイオードのカソードとの接続
点には前記第２の整流回路からの直流電圧が供給される
第１の並列回路と、第２のスイッチング素子とこの第２
のスイッチング素子のスイッチング電流とは逆方向に電
流が流れる極性に前記第２のスイッチング素子と並列に
第２のダイオードが接続され、前記第２のスイッチング
素子と前記第２のダイオードのカソードとの接続点は前
記第１のスイッチング素子と前記第１のダイオードのア
ノードとの接続点に接続され、前記第２のスイッチング
素子と前記第２のダイオードのアノードとの接続点は基
準電位点に接続される第２の並列回路と、前記第１の並
列回路と前記第２の並列回路との接続点と基準電位点と
の間に、１次コイルと共振コンデンサの直列回路が接続
され、２次コイルに所定の交流電圧を出力するトランス
と、このトランスの２次コイルに発生する交流電圧を、
整流・平滑して出力する第３の整流回路と、前記第１の
スイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を交互
にオン，オフさせる制御回路とを具備したことを特徴と
する。According to a fifth aspect of the present invention, the DC-DC converter in the AC / DC conversion power supply circuit according to any one of the first to fourth aspects includes a first switching element and the first switching element. A first diode is connected in parallel with the first switching element in a polarity such that a current flows in a direction opposite to a switching current, and the connection point between the first switching element and the cathode of the first diode is the above-mentioned. The first parallel circuit to which the DC voltage is supplied from the second rectifier circuit, the second switching element, and the second switching element.
A second diode is connected in parallel with the second switching element in a polarity in which a current flows in a direction opposite to the switching current of the second switching element, and the second switching element is connected to the cathode of the second diode. The point is connected to the connection point between the first switching element and the anode of the first diode, and the connection point between the second switching element and the anode of the second diode is connected to the reference potential point. A series circuit of a primary coil and a resonant capacitor is connected between a second parallel circuit, a connection point between the first parallel circuit and the second parallel circuit, and a reference potential point, and a series circuit is connected to the secondary coil. A transformer that outputs a predetermined AC voltage and an AC voltage that is generated in the secondary coil of this transformer are
It is characterized by comprising a third rectifying circuit for rectifying and smoothing and outputting, and a control circuit for alternately turning on and off the first switching element and the second switching element.
【００２５】請求項６記載の発明は、請求項１〜３のい
ずれか１つに記載の交流直流変換電源回路における前記
第１の整流回路が、ブリッジ整流ダイオード回路で構成
され、前記第２の整流回路は、整流ダイオードと平滑コ
ンデンサとで構成されることを特徴とする。According to a sixth aspect of the present invention, the first rectifier circuit in the AC / DC conversion power supply circuit according to any one of the first to third aspects is constituted by a bridge rectifier diode circuit, and the second rectifier circuit is provided. The rectifying circuit is characterized by being composed of a rectifying diode and a smoothing capacitor.
【００２６】請求項７記載の発明は、請求項４記載の交
流直流変換電源回路における前記第１の整流回路が、ブ
リッジ整流ダイオード回路で構成され、前記第２の整流
回路は、整流ダイオードで構成されることを特徴とす
る。According to a seventh aspect of the present invention, in the AC / DC converting power supply circuit according to the fourth aspect, the first rectifying circuit is a bridge rectifying diode circuit, and the second rectifying circuit is a rectifying diode. It is characterized by being done.
【００２７】請求項８記載の発明は、請求項３又は４記
載の交流直流変換電源回路における前記第２の加算手段
が、直流阻止コンデンサを用いて構成されることを特徴
とする交流直流変換電源回路。According to an eighth aspect of the present invention, in the AC / DC conversion power supply circuit according to the third or fourth aspect, the second adding means is configured by using a DC blocking capacitor. circuit.
【００２８】請求項９記載の発明は、請求項５記載の交
流直流変換電源回路における前記制御回路が、前記第３
の整流回路からの直流電圧を検出した電圧に基づいて、
前記第１，第２のスイッチング素子のオン，オフ周波数
を変化させ、前記第３の整流回路からの直流電圧が一定
となるよう制御することを特徴とする。According to a ninth aspect of the present invention, the control circuit in the AC / DC conversion power supply circuit according to the fifth aspect is characterized in that:
Based on the voltage detected DC voltage from the rectifier circuit of
The ON / OFF frequencies of the first and second switching elements are changed so that the DC voltage from the third rectifier circuit is controlled to be constant.
【００２９】請求項１０記載の発明は、請求項１〜３の
いずれか１つに記載の交流直流変換電源回路において、
前記第１の整流回路と前記トランスに巻線したコイルの
入力端との間に、高周波成分を前記第１の整流回路側に
流さないためのローパスフィルタを具備したことを特徴
とする。According to a tenth aspect of the present invention, in the AC / DC conversion power supply circuit according to any one of the first to third aspects,
A low-pass filter for preventing high-frequency components from flowing to the first rectifier circuit side is provided between the first rectifier circuit and an input end of a coil wound around the transformer.
【００３０】請求項１１記載の発明は、請求項４又は７
記載の交流直流変換電源回路において、前記第１の整流
回路と前記第２の整流回路との間に、高周波成分を前記
第１の整流回路側に流さないためのローパスフィルタを
具備したことを特徴とする。The invention according to claim 11 is the invention according to claim 4 or 7.
The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 1, further comprising a low-pass filter for preventing high-frequency components from flowing to the first rectifier circuit side, between the first rectifier circuit and the second rectifier circuit. And
【００３１】[0031]
【作用】請求項１記載の発明によれば、交流電源電圧を
第１の整流回路で全波整流して得られる整流出力電圧に
対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ内のトランスに設けたコ
イルで発生した正弦波電圧を加算し、この加算した電圧
を、第２の整流回路により再度整流し平滑することによ
り、電源ラインにおける整流電流の幅を広げ、力率を上
げることができ、しかも整流電流に含まれる高調波電流
も少なくすることができる。According to the first aspect of the invention, the rectified output voltage obtained by full-wave rectifying the AC power supply voltage by the first rectifier circuit is generated by the coil provided in the transformer in the DC-DC converter. The added sine wave voltage is added, and the added voltage is rectified and smoothed again by the second rectifier circuit, so that the width of the rectified current in the power supply line can be widened and the power factor can be increased. The included harmonic current can also be reduced.
【００３２】請求項２記載の発明によれば、交流電源電
圧を第１の整流回路で全波整流して得られる整流出力電
圧に対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ内のトランスに設け
たコイルで発生した正弦波電圧を加算し、この加算した
電圧を、再度第２の整流回路にて全波整流し平滑するこ
とにより、電源ラインにおける整流電流の幅及び振幅を
さらに広げ、請求項１記載の発明に比し力率をさらに上
げることができ、しかも整流電流に含まれる高調波電流
もさらに少なくすることができる。According to the second aspect of the present invention, the rectified output voltage obtained by full-wave rectifying the AC power supply voltage by the first rectifier circuit is generated by the coil provided in the transformer in the DC-DC converter. 2. The width and amplitude of the rectified current in the power supply line is further widened by adding the sine wave voltage that has been generated, and then performing the full-wave rectification and smoothing the added voltage again in the second rectifier circuit. The power factor can be further increased, and the harmonic current contained in the rectified current can be further reduced.
【００３３】請求項３，４記載の発明によれば、交流電
源電圧を第１の整流回路で全波整流して得られる整流出
力電圧に対して、ＤＣ−ＤＣコンバータ内のトランスに
設けたコイルで発生している第１の正弦波電圧と、ＤＣ
−ＤＣコンバータ内の高周波インバータに発生してい
る、前記第１の正弦波電圧と同相の第２の正弦波電圧と
を、加算した後に、再度整流し平滑することにより、電
源ラインにおける整流電流の幅及び振幅を広げ、請求項
１記載の発明に比べ力率をさらに上げることができ、し
かも整流電流に含まれる高調波電流もさらに少なくする
ことができる。According to the third and fourth aspects of the invention, the coil provided in the transformer in the DC-DC converter with respect to the rectified output voltage obtained by full-wave rectifying the AC power supply voltage in the first rectifier circuit. 1st sine wave voltage generated at
Of the rectified current in the power supply line by adding the first sine wave voltage and the second sine wave voltage of the same phase, which are generated in the high frequency inverter in the DC converter, and then rectifying and smoothing again. By widening the width and amplitude, the power factor can be further increased as compared with the invention described in claim 1, and the harmonic current contained in the rectified current can be further reduced.
【００３４】[0034]
【実施例】実施例について図面を参照して説明する。図
１は本発明の一実施例の交流直流変換電源回路を示す回
路図である。図８と同一の構成要素には同一符号を付し
て説明する。EXAMPLES Examples will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing an AC / DC conversion power supply circuit according to an embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 8 will be described with the same reference numerals.
【００３５】図１においては、図８の従来回路における
ブリッジ整流ダイオード回路２と平滑コンデンサ３との
間に、新たにローパスフィルタ２４とトランス８Ａの３
次コイル２５と整流ダイオード２６を直列的に接続する
構成としたものである。トランス８Ａは、１次コイル９
と２次コイル１１のほかに、前記３次コイル２５を巻線
した構成となっている。その他の構成は図８と同様であ
る。In FIG. 1, a low pass filter 24 and a transformer 8A are newly provided between the bridge rectifying diode circuit 2 and the smoothing capacitor 3 in the conventional circuit of FIG.
The secondary coil 25 and the rectifying diode 26 are connected in series. The transformer 8A has a primary coil 9
In addition to the secondary coil 11, the tertiary coil 25 is wound. Other configurations are similar to those in FIG.
【００３６】図１において、商用交流電源１からの電源
電圧は、第１の整流回路としてのブリッジ整流ダイオー
ド回路２で全波整流され、ローパスフィルタ２４を経て
トランス８Ａの３次コイル２５の一端に出力される。ロ
ーパスフィルタ２４については、後述するが、３次コイ
ル２５に生じる正弦波電圧（高周波成分）をブリッジ整
流ダイオード回路２に流さないためのものである。トラ
ンス８Ａの３次コイル２５の両端には、１次コイル９の
両端電圧（共振電圧）に基づいて誘起した正弦波電圧が
発生しており、この正弦波電圧が、ブリッジ整流ダイオ
ード回路２からの全波整流出力電圧に対して加算され、
さらに第２の整流回路を構成する整流ダイオード２６及
び平滑コンデンサ３で整流・平滑されて、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３０のスイッチング手段に供給される。In FIG. 1, the power supply voltage from the commercial AC power supply 1 is full-wave rectified by a bridge rectification diode circuit 2 as a first rectification circuit, passes through a low pass filter 24, and is applied to one end of a tertiary coil 25 of a transformer 8A. Is output. The low-pass filter 24 is for preventing a sine wave voltage (high-frequency component) generated in the tertiary coil 25 from flowing into the bridge rectifier diode circuit 2, which will be described later. A sine wave voltage induced on the basis of the voltage (resonance voltage) across the primary coil 9 is generated across the tertiary coil 25 of the transformer 8A. This sine wave voltage is generated from the bridge rectification diode circuit 2. It is added to the full-wave rectified output voltage,
Further, it is rectified and smoothed by the rectifying diode 26 and the smoothing capacitor 3 which form the second rectifying circuit, and is supplied to the switching means of the DC-DC converter 30.
【００３７】ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、前記平滑コ
ンデンサ３の正極電圧の出力端と基準電位点間に、第
１，第２のスイッチング素子としてのＭＯＳ ＦＥＴ
４，５を直列に接続し、これらＭＯＳ ＦＥＴ４，５の
各スイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前
記ＭＯＳ ＦＥＴ４，５のそれぞれの両端に並列に第
１，第２のダイオード６，７を接続している。即ち、Ｍ
ＯＳ ＦＥＴ４のドレイン，ソースにそれぞれダイオー
ド６のカソード，アノードを接続し、ＭＯＳ ＦＥＴ５
のドレイン，ソースにそれぞれダイオード７のカソー
ド，アノードを接続している。ＭＯＳ ＦＥＴ４，５の
各ゲートには、制御回路２３からＭＯＳ ＦＥＴ４，５
を交互にオン，オフさせるためのゲートパルスが供給さ
れるようになっている。ＭＯＳ ＦＥＴ４とダイオード
６から成る第１の並列回路とＭＯＳ ＦＥＴ５とダイオ
ード７から成る第２の並列回路との接続点と、基準電位
点との間に、トランス８Ａの１次コイル９と共振コンデ
ンサ１０の直列回路を接続し、トランス８Ａの２次コイ
ル１１から所定の交流電圧を発生するようにしている。
ＭＯＳ ＦＥＴ４とダイオード６の第１の並列回路、Ｍ
ＯＳ ＦＥＴ５とダイオード７の第２の並列回路、１次
コイル９と共振コンデンサ１０の直列回路、及び制御回
路２３は、直流を交流に変換するハーフブリッジ型の高
周波インバータを構成している。The DC-DC converter 30 includes a MOS FET as the first and second switching elements between the output terminal of the positive voltage of the smoothing capacitor 3 and the reference potential point.
4, 5 are connected in series, and the first and second diodes 6, 7 are arranged in parallel at both ends of the MOS FETs 4, 5 in such a polarity that the current flows in the direction opposite to the switching currents of the MOS FETs 4, 5. Are connected. That is, M
The cathode and anode of the diode 6 are connected to the drain and source of the OS FET 4, respectively, and the MOS FET 5
The cathode and anode of the diode 7 are connected to the drain and source, respectively. The gates of the MOS FETs 4 and 5 are connected from the control circuit 23 to the MOS FETs 4 and 5 respectively.
A gate pulse for alternately turning on and off is supplied. The primary coil 9 of the transformer 8A and the resonance capacitor 10 are provided between the connection point of the first parallel circuit composed of the MOS FET 4 and the diode 6 and the second parallel circuit composed of the MOS FET 5 and the diode 7 and the reference potential point. Are connected in series to generate a predetermined AC voltage from the secondary coil 11 of the transformer 8A.
First parallel circuit of MOS FET 4 and diode 6, M
The second parallel circuit of the OS FET 5 and the diode 7, the series circuit of the primary coil 9 and the resonance capacitor 10, and the control circuit 23 constitute a half-bridge type high frequency inverter that converts direct current into alternating current.
【００３８】２次コイル１１には、通常、トランス８Ａ
の１次コイルと２次コイルとの巻線比に基づいて昇圧さ
れた交流電圧が出力される。２次コイル１１の一端は整
流ダイオード１２を介して直流電圧出力端子１５に接続
し、２次コイル１１の他端は整流ダイオード１３を介し
て直流電圧出力端子１５に接続し、２次コイル１１の中
点は基準電位点に接続し、ダイオード１２，１３の各カ
ソードは共通に接続し、この共通接続点と基準電位点間
には平滑コンデンサ１４を接続している。２次コイル１
１と、整流ダイオード１２，１３と、２次コイル１１の
中点に接続したアースラインと、平滑コンデンサ１４と
は、トランス８Ａの２次側交流電圧を全波整流及び平滑
して出力する第３の整流回路を構成している。直流電圧
出力端子１５から出力される出力電圧ＥB は抵抗１６を
介して誤差増幅器１７に供給されており、この誤差増幅
器１７で基準値と比較され増幅され、その出力である誤
差電圧に応じて抵抗１８と発光ダイオード２０の直列回
路に電流が流れる。発光ダイオード２０は受光ダイオー
ド２１と共にフォトカプラ１９を構成しており、発光ダ
イオード２０に流れる誤差信号は受光トランジスタ２１
に伝達され、抵抗２２を経て制御回路２３へ制御信号と
して帰還されるようになっている。制御回路２３は、第
１，第２のスイッチング素子としてのＭＯＳ ＦＥＴ
４，５を交互にオン，オフさせる制御を行うもので、前
記の帰還制御信号によってＭＯＳ ＦＥＴ４，５のオン
・オフ周波数を変え、出力電圧ＥB を常に一定の電圧と
するよう制御する。The secondary coil 11 is usually a transformer 8A.
The AC voltage boosted based on the winding ratio between the primary coil and the secondary coil is output. One end of the secondary coil 11 is connected to the DC voltage output terminal 15 via the rectifying diode 12, and the other end of the secondary coil 11 is connected to the DC voltage output terminal 15 via the rectifying diode 13. The middle point is connected to the reference potential point, the cathodes of the diodes 12 and 13 are commonly connected, and the smoothing capacitor 14 is connected between the common connection point and the reference potential point. Secondary coil 1
1, the rectifying diodes 12 and 13, the earth line connected to the middle point of the secondary coil 11, and the smoothing capacitor 14 output the secondary side AC voltage of the transformer 8A after full-wave rectification and smoothing. Composing a rectifier circuit. The output voltage EB output from the DC voltage output terminal 15 is supplied to the error amplifier 17 via the resistor 16. The error amplifier 17 compares and amplifies the reference voltage with the reference value, and outputs the error voltage according to the output error voltage. A current flows in a series circuit of 18 and the light emitting diode 20. The light emitting diode 20 constitutes a photo coupler 19 together with the light receiving diode 21, and the error signal flowing through the light emitting diode 20 is the light receiving transistor 21.
Is transmitted to the control circuit 23 through the resistor 22 as a control signal. The control circuit 23 is a MOS FET as the first and second switching elements.
The ON / OFF frequency of the MOS FETs 4 and 5 is changed by the feedback control signal to control the output voltage EB to be a constant voltage at all times.
【００３９】次に、図１の回路動作を図２を参照して説
明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の動作については、
図８の従来回路と同様な動作を行っている。ＭＯＳ Ｆ
ＥＴ４とＭＯＳ ＦＥＴ５のゲートにはそれぞれゲート
パルスＶG1，ＶG2が図９の(a) ，(b) のタイミングで供
給されており、トランス８Ａの１次コイル９と共振コン
デンサ１０の直列回路には図９の(e) に示す波形の正弦
波電流Ｉr が、各期間Ａ〜Ｄにおいて図１０(a) 〜(d)
に示すように流れる。その結果、１次コイル９と共振コ
ンデンサ１０には、図９(d)，(c) に示す波形の正弦波
電圧ＶL ，ＶC が発生する。トランス８Ａの２次側に
は、巻線比に基づき、１次コイル９に発生している正弦
波電圧ＶL に比例した電圧が発生しており、整流ダイオ
ード１２，１３と平滑コンデンサ１４から成る全波整流
回路で整流・平滑されて、出力直流電圧ＥB として出力
される。出力電圧ＥB の制御は、図８の従来例と同様、
図１１に示す制御特性に基づいて行われている。出力電
圧ＥB は誤差増幅器１７に加えられており、ここで比較
・増幅された誤差電圧をフォトカプラ１９を通して制御
回路２３に帰還することによりスイッチング素子として
動作するＭＯＳ ＦＥＴ４，５のスイッチング周波数
（動作周波数）を変化させて、出力電圧ＥB を一定電圧
となるよう安定化させている。Next, the circuit operation of FIG. 1 will be described with reference to FIG. Regarding the operation of the DC-DC converter 30,
The same operation as the conventional circuit of FIG. 8 is performed. MOS F
Gate pulses VG1 and VG2 are respectively supplied to the gates of ET4 and MOS FET5 at the timings of (a) and (b) of FIG. 9, and the series circuit of the primary coil 9 of the transformer 8A and the resonance capacitor 10 is shown in FIG. The sine wave current Ir having the waveform shown in FIG. 9 (e) is shown in FIGS. 10 (a) to 10 (d) in each period A to D.
Flow as shown in. As a result, sinusoidal voltages VL and VC having the waveforms shown in FIGS. 9D and 9C are generated in the primary coil 9 and the resonance capacitor 10. On the secondary side of the transformer 8A, a voltage proportional to the sine wave voltage VL generated in the primary coil 9 is generated on the basis of the winding ratio, and is composed of rectifying diodes 12 and 13 and a smoothing capacitor 14. It is rectified and smoothed by the wave rectifier circuit and output as the output DC voltage EB. The control of the output voltage EB is similar to the conventional example of FIG.
This is performed based on the control characteristics shown in FIG. The output voltage EB is applied to the error amplifier 17, and the error frequency thus compared / amplified is fed back to the control circuit 23 through the photocoupler 19 to switch the switching frequency of the MOS FETs 4 and 5 (operating frequency ) Is varied to stabilize the output voltage EB to a constant voltage.
【００４０】次に、交流電源側の第１，第２の整流回路
及びトランス８Ａの３次コイルの動作について説明す
る。第１の整流回路としてのブリッジ整流ダイオード回
路２からは整流出力電圧（商用周波数の２倍の周波数の
脈流電圧）Ｖi が得られ、この電圧Ｖi をトランス８Ａ
の３次コイル２５を通して第２の整流回路である整流ダ
イオード２６及び平滑コンデンサ３に供給する。このと
き、前述したようにトランス８Ａの１次コイル９に生じ
ている正弦波電圧（共振電圧）に基づいて３次コイル２
５には同様な正弦波電圧が誘起されており、この正弦波
電圧が、ブリッジ整流ダイオード回路２からの全波整流
出力電圧Ｖi に対して加算され、加算された電圧が平滑
コンデンサ３に生じている電圧より大きくなると整流ダ
イオード２６はスイッチング周期で導通し、平滑コンデ
ンサ３を充電する。このとき平滑コンデンサ３に生成さ
れた直流電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０に入力とし
て供給される。Next, the operation of the first and second rectifying circuits on the AC power supply side and the tertiary coil of the transformer 8A will be described. A rectified output voltage (a pulsating current voltage having a frequency twice the commercial frequency) Vi is obtained from the bridge rectifying diode circuit 2 as the first rectifying circuit, and this voltage Vi is supplied to the transformer 8A.
Is supplied to the rectifying diode 26 and the smoothing capacitor 3 which are the second rectifying circuit through the tertiary coil 25 of. At this time, as described above, based on the sine wave voltage (resonance voltage) generated in the primary coil 9 of the transformer 8A, the tertiary coil 2
A similar sine wave voltage is induced in 5, and this sine wave voltage is added to the full wave rectified output voltage Vi from the bridge rectifier diode circuit 2, and the added voltage is generated in the smoothing capacitor 3. When the voltage becomes larger than the existing voltage, the rectifying diode 26 conducts in the switching cycle and charges the smoothing capacitor 3. At this time, the DC voltage generated in the smoothing capacitor 3 is supplied to the DC-DC converter 30 as an input.
【００４１】図２(a) は、商用電源周波数の２倍の整流
出力電圧（実線にて示すＶi ）に対して、コイル２５の
両端電圧（点線にて包絡線のみを示してある）を重畳し
た電圧を示している。図２(b) は３次コイル２５の両端
電圧の波形を示す。この電圧波形は１次コイル９及び共
振コンデンサ１０によるＬＣ共振に基づいた正弦波形と
なっている。図２(b) の正弦波形の周期ＴはＭＯＳ Ｆ
ＥＴ４，５のスイッチング周波数ｆの周期と一致してい
る。In FIG. 2A, the voltage across the coil 25 (only the envelope is shown by the dotted line) is superimposed on the rectified output voltage twice as high as the commercial power supply frequency (Vi by the solid line). It shows the applied voltage. FIG. 2B shows the waveform of the voltage across the tertiary coil 25. This voltage waveform is a sine waveform based on LC resonance caused by the primary coil 9 and the resonance capacitor 10. The period T of the sine waveform in FIG.
It matches the cycle of the switching frequency f of ET4,5.
【００４２】図２(b) に示す正弦波電圧が３次コイル２
５を通して整流ダイオード２６のアノードに印加される
と、整流ダイオード２６は図２(c) に示すように従来回
路に比べ正弦波電圧が加算された分、時間Δｔ1 だけ早
く導通し、非導通となる時刻も時間Δｔ2 だけ遅くな
る。つまり、図２(c) の波形は、図２(d) の従来回路の
波形に比べ導通時間が（Δｔ1 ＋Δｔ2 ）だけ伸びたこ
とになり、整流電流波形がより理想的な正弦波形の半波
に近づいている。図２(c) に、本発明実施例における平
滑前（即ち整流ダイオード２６）の整流電流を示し、図
２(d) に従来例における平滑前（即ちブリッジ整流ダイ
オード回路２）の整流電流（図１２(b) と同じ）を示し
ている。The sine wave voltage shown in FIG.
When it is applied to the anode of the rectifying diode 26 through 5, the rectifying diode 26 is turned on and turned off for a time .DELTA.t1 as much as the sinusoidal voltage is added as compared with the conventional circuit as shown in FIG. 2 (c). The time is also delayed by the time .DELTA.t2. In other words, the waveform in Fig. 2 (c) is longer than the waveform of the conventional circuit in Fig. 2 (d) by the conduction time (Δt1 + Δt2), and the rectified current waveform is a half-wave of a more ideal sine waveform. Approaching. FIG. 2 (c) shows the rectified current before smoothing (that is, the rectifying diode 26) in the embodiment of the present invention, and FIG. 2 (d) shows the rectified current before smoothing (that is, the bridge rectifying diode circuit 2) in the conventional example (see FIG. 12 (b) is the same).
【００４３】以上の実施例ように整流電流の導通時間が
拡がると、電源ラインの力率は上がり、かつ整流電流に
含まれる高調波電流も減少する。When the conduction time of the rectified current is extended as in the above embodiments, the power factor of the power supply line is increased and the harmonic current contained in the rectified current is also reduced.
【００４４】なお、ローパスフィルタ２４は、３次コイ
ル２５に生じる正弦波電圧の高周波成分をブリッジ整流
ダイオード回路２に流さないためのものであり、この回
路２４がなくても同様な動作をする。しかし、ローパス
フィルタ２４がないと、従来回路に比べスイッチ特性の
速いブリッジ整流ダイオード回路２が必要になり、かつ
交流電源１への不要輻射（高周波成分）が増加する不具
合を生じる。The low-pass filter 24 is for preventing the high-frequency component of the sine wave voltage generated in the tertiary coil 25 from flowing into the bridge rectifying diode circuit 2, and operates similarly without this circuit 24. However, without the low-pass filter 24, the bridge rectifier diode circuit 2 having a faster switching characteristic than that of the conventional circuit is required, and unnecessary radiation (high-frequency component) to the AC power supply 1 increases.
【００４５】図３は本発明の他の実施例の交流直流変換
電源回路を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing an AC / DC conversion power supply circuit according to another embodiment of the present invention.
【００４６】図３においては、図８の従来回路における
ブリッジ整流ダイオード回路２と平滑コンデンサ３との
間に、ローパスフィルタ２４と、トランス８Ｂの３次コ
イル２５，２７と、整流ダイオード２６，２８とを接続
する構成としたものである。トランス８Ｂは、１次コイ
ル９と２次コイル１１のほかに、互いに逆極性に巻線さ
れた３次コイル２５，２７を新たに備えた構成となって
いる。即ち、ブリッジ整流ダイオード回路２の出力端
は、ローパスフィルタ２４を通して、互いに逆極に巻線
された３次コイル２５，２７の中点に接続しており、３
次コイル２５の一端にはアノードが３次コイル側になる
ように整流ダイオード２６が接続し、３次コイル２７の
一端にはアノードが３次コイル側になるように整流ダイ
オード２８が接続し、第１，第２の整流ダイオード２
６，２８の各カソードは互いに共通に接続し、この共通
接続点と基準電位点間には平滑コンデンサ３が接続して
おり、平滑コンデンサ３に生成した直流電圧をＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３０のスイッチング手段に供給するように
なっている。ここで、ブリッジ整流ダイオード回路２は
第１の整流回路を構成しているが、第１，第２の整流ダ
イオード２６，２８と平滑コンデンサ３は３次コイル２
５，２７の両端に生じる電圧を全波整流し平滑する第２
の整流回路を構成している。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０
の構成については、図１と同様であるので説明を省略す
る。3, the low-pass filter 24, the tertiary coils 25 and 27 of the transformer 8B, and the rectifying diodes 26 and 28 are provided between the bridge rectifying diode circuit 2 and the smoothing capacitor 3 in the conventional circuit of FIG. Is configured to be connected. The transformer 8B has a configuration in which, in addition to the primary coil 9 and the secondary coil 11, third coils 25 and 27 which are wound in opposite polarities are newly provided. That is, the output terminal of the bridge rectifier diode circuit 2 is connected to the middle point of the tertiary coils 25 and 27, which have opposite polarities, through the low-pass filter 24.
A rectifying diode 26 is connected to one end of the secondary coil 25 so that the anode is on the tertiary coil side, and a rectifying diode 28 is connected to one end of the tertiary coil 27 so that the anode is on the tertiary coil side. 1, second rectifier diode 2
The cathodes 6 and 28 are commonly connected to each other, and the smoothing capacitor 3 is connected between the common connection point and the reference potential point. The DC voltage generated in the smoothing capacitor 3 is applied to the DC-D.
It is adapted to be supplied to the switching means of the C converter 30. Here, the bridge rectifier diode circuit 2 constitutes a first rectifier circuit, but the first and second rectifier diodes 26 and 28 and the smoothing capacitor 3 are the tertiary coil 2
Second full-wave rectification and smoothing of the voltage generated at both ends of 5, 27
Composing a rectifier circuit. DC-DC converter 30
The configuration is similar to that of FIG.
【００４７】次に、図３の回路の動作を図４を参照して
説明する。図３において、商用交流電源１からの電源電
圧は、第１の整流回路としてのブリッジ整流ダイオード
回路２で全波整流され、ローパスフィルタ２４を経てト
ランス８Ｂの３次コイル２５，２７の中点に出力され
る。ローパスフィルタ２４については、後述するよう
に、３次コイル２５，２７に生じる正弦波電圧の高周波
成分をブリッジ整流ダイオード回路２に流さないための
ものである。トランス８Ｂの３次コイル２５，２７の両
端には、１次コイル９の両端電圧（共振電圧）に基づい
て誘起した互いに逆位相の（位相が１８０°ずれた）正
弦波電圧が発生しており、この正弦波電圧が、ブリッジ
整流ダイオード回路２からの全波整流出力電圧Ｖi に対
して加算され、加算された電圧が平滑コンデンサ３に生
じている電圧より大きくなると整流ダイオード２６と整
流ダイオード２８は半サイクル周期で交互に導通し、平
滑コンデンサ３を充電する。このとき平滑コンデンサ３
に生成された直流電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０に
入力として供給される。３次コイル２５，２７には、巻
線数で決まる大きさの、１次コイル９に生じている電圧
ＶL （図９参照）と同様な正弦波電圧が互いに１８０°
の位相差で生じており、この互いに逆位相の電圧がブリ
ッジ整流ダイオード回路２の本来の整流出力電圧（商用
電源周波数の２倍の周波数の脈流電圧）Ｖi にそれぞれ
加算され、第２の整流回路のそれぞれの整流ダイオード
２６，２８で整流され、さらに平滑コンデンサ３で平滑
された後、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０へ入力直流電圧と
して供給される。Next, the operation of the circuit shown in FIG. 3 will be described with reference to FIG. In FIG. 3, the power supply voltage from the commercial AC power supply 1 is full-wave rectified by the bridge rectification diode circuit 2 as the first rectification circuit, passes through the low-pass filter 24, and then reaches the middle point of the tertiary coils 25 and 27 of the transformer 8B. Is output. The low-pass filter 24 is for preventing the high frequency component of the sine wave voltage generated in the tertiary coils 25 and 27 from flowing into the bridge rectifying diode circuit 2 as described later. At both ends of the tertiary coils 25 and 27 of the transformer 8B, sine wave voltages having opposite phases (shifted by 180 °) from each other are generated based on the voltage (resonance voltage) across the primary coil 9. This sine wave voltage is added to the full wave rectified output voltage Vi from the bridge rectifier diode circuit 2, and when the added voltage becomes larger than the voltage generated in the smoothing capacitor 3, the rectifier diode 26 and the rectifier diode 28 The smoothing capacitor 3 is charged by alternately conducting electricity in a half cycle period. At this time, smoothing capacitor 3
The direct-current voltage generated in the above is supplied to the DC-DC converter 30 as an input. A sinusoidal voltage similar to the voltage VL (see FIG. 9) generated in the primary coil 9 having a size determined by the number of windings is applied to the tertiary coils 25 and 27 by 180 °.
Caused by the phase difference between the two, and the voltages in opposite phases are added to the original rectified output voltage of the bridge rectifier diode circuit 2 (a pulsating current voltage having a frequency twice the commercial power supply frequency) Vi, and the second rectified After being rectified by the rectifying diodes 26 and 28 of the circuit and further smoothed by the smoothing capacitor 3, it is supplied to the DC-DC converter 30 as an input DC voltage.
【００４８】図４(a) は、商用電源周波数の２倍の整流
出力電圧（実線にて示すＶi ）に対して、コイル２５の
両端電圧及びコイル２７の両端電圧（両電圧とも、点線
にて包絡線のみを示してある）を加算した電圧を示して
いる。図４(b) はコイル２５の両端電圧と、コイル２７
の両端電圧の波形を示す。これらの波形は１次コイル９
及びコンデンサ１０によるＬＣ共振に基づいた正弦波形
となっている。図４(b) の正弦波形の周期ＴはＭＯＳ
ＦＥＴ４，５のスイッチング周波数ｆの周期と一致して
いる。FIG. 4 (a) shows a voltage across the coil 25 and a voltage across the coil 27 (both voltages are indicated by dotted lines) for a rectified output voltage (Vi indicated by a solid line) that is twice the commercial power frequency. Only the envelope is shown). FIG. 4B shows the voltage across the coil 25 and the voltage across the coil 27.
The waveform of the voltage across both ends of These waveforms are the primary coil 9
And a sine waveform based on LC resonance caused by the capacitor 10. The period T of the sine waveform in FIG.
It matches the cycle of the switching frequency f of the FETs 4 and 5.
【００４９】図４(b) に示す互いに逆位相の正弦波電圧
がそれぞれ、３次コイル２５，２７を通して整流ダイオ
ード２６，２８のアノードに印加されると、整流ダイオ
ード２６，２８は図４(c) に示すように従来回路の比べ
正弦波電圧が加算された分、時間Δｔ11だけ早く導通
し、非導通となる時刻も時間Δｔ12だけ遅くなる。つま
り、図４(c) の波形は、図４(d) の従来回路の波形に比
べ導通時間が（Δｔ11＋Δｔ12）だけ伸びたことにな
り、整流電流波形がより理想的な正弦波形の半波に近づ
いている。図４(c) に、本発明実施例における平滑前
（即ち、整流ダイオード２６，２８による整流後）の整
流電流を示し、図４(d) に従来例における平滑前（即
ち、ブリッジ整流ダイオード回路２による整流後）の整
流電流（図１２(b) と同じ）を示す。本実施例の回路に
よれば、２つのコイル２５，２７に誘起した互いに逆位
相の交流電圧を重畳するので、図１の実施例の回路より
力率をさらに向上させることができると共に、整流電流
に含まれる高調波電流も少なくすることができる。When the sine wave voltages having mutually opposite phases shown in FIG. 4B are applied to the anodes of the rectifying diodes 26 and 28 through the tertiary coils 25 and 27, respectively, the rectifying diodes 26 and 28 are connected to each other as shown in FIG. As shown in (4), the sine wave voltage is added compared to the conventional circuit, so that the circuit is turned on earlier by the time Δt11, and the time of non-conduction is also delayed by the time Δt12. In other words, the waveform in Fig. 4 (c) is longer than the waveform of the conventional circuit in Fig. 4 (d) by the conduction time (Δt11 + Δt12), and the rectified current waveform becomes a more ideal half-sine waveform. It is approaching. FIG. 4 (c) shows a rectified current before smoothing (that is, after rectification by the rectifying diodes 26 and 28) in the embodiment of the present invention, and FIG. 2 shows the rectified current (after rectification by 2) (same as in FIG. 12 (b)). According to the circuit of the present embodiment, AC voltages having opposite phases induced in the two coils 25 and 27 are superposed, so that the power factor can be further improved as compared with the circuit of the embodiment of FIG. The harmonic current contained in can also be reduced.
【００５０】ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の動作について
は、図１の回路と全く同様な動作を行うので、説明を省
略する。Since the operation of the DC-DC converter 30 is exactly the same as that of the circuit of FIG. 1, its explanation is omitted.
【００５１】以上の実施例ように整流電流の導通時間が
拡がると、電源ラインの力率は上がり、かつ整流電流に
含まれる高調波電流も減少する。When the conduction time of the rectified current is extended as in the above embodiment, the power factor of the power supply line is increased and the harmonic current contained in the rectified current is also reduced.
【００５２】なお、ローパスフィルタ２４は、３次コイ
ル２５，２７に生じる正弦波電圧の高周波成分をブリッ
ジ整流ダイオード回路２に流さないためのものであり、
この回路２４がなくても同様な動作をする。しかし、ロ
ーパスフィルタ２４がないと、従来回路に比べスイッチ
特性の速いブリッジ整流ダイオード回路２が必要にな
り、かつ交流電源１への不要輻射（高周波成分）が増加
する不具合を生じる。The low-pass filter 24 is for preventing the high frequency component of the sine wave voltage generated in the tertiary coils 25 and 27 from flowing into the bridge rectifying diode circuit 2.
The same operation is performed without the circuit 24. However, without the low-pass filter 24, the bridge rectifier diode circuit 2 having a faster switching characteristic than that of the conventional circuit is required, and unnecessary radiation (high-frequency component) to the AC power supply 1 increases.
【００５３】図５は本発明の他の実施例の交流直流変換
電源回路を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing an AC / DC converting power supply circuit according to another embodiment of the present invention.
【００５４】図５においては、図８の従来回路における
ブリッジ整流ダイオード回路２と平滑コンデンサ３との
間に、ローパスフィルタ２４と、トランス８Ｃの３次コ
イル２７と、整流ダイオード２８を接続する構成とした
ものである。トランス８Ｂは、１次コイル９と２次コイ
ル１１のほかに、１次コイル９と逆極性に巻線された３
次コイル２７を備えた構成となっている。さらに、１次
コイル９と共振コンデンサ１０の接続点に生じる電圧
を、直流阻止コンデンサ２９を介してローパスフィルタ
２４の出力端ａに供給する構成としてある。即ち、ブリ
ッジ整流ダイオード回路２の出力端は、ローパスフィル
タ２４を通して３次コイル２７の一端に接続しており、
３次コイル２７の他端は整流ダイオード２８及び平滑コ
ンデンサ３から構成される第２の整流回路の整流ダイオ
ード２８に接続される一方、１次コイル９と共振コンデ
ンサ１０の接続点も直流阻止コンデンサ２９を通して３
次コイル２７の一端に接続する構成となっており、前記
ブリッジ整流ダイオード回路２からの整流出力電圧Ｖi
に対しては、３次コイル２７に生じる正弦波電圧とこれ
と同相の共振コンデンサ１０の正弦波電圧とを加算し
て、第２の整流回路に供給し、ここで整流・平滑された
直流電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ３０のスイッチング手
段に供給されるようになっている。ＤＣ−ＤＣコンバー
タ３０の構成については、図１と同様であるので説明を
省略する。In FIG. 5, the low-pass filter 24, the tertiary coil 27 of the transformer 8C, and the rectifying diode 28 are connected between the bridge rectifying diode circuit 2 and the smoothing capacitor 3 in the conventional circuit of FIG. It was done. In addition to the primary coil 9 and the secondary coil 11, the transformer 8B includes a coil 3 having a polarity opposite to that of the primary coil 9.
It is configured to include the next coil 27. Further, the voltage generated at the connection point between the primary coil 9 and the resonance capacitor 10 is supplied to the output end a of the low pass filter 24 via the DC blocking capacitor 29. That is, the output terminal of the bridge rectifier diode circuit 2 is connected to one end of the tertiary coil 27 through the low pass filter 24,
The other end of the tertiary coil 27 is connected to the rectifying diode 28 of the second rectifying circuit composed of the rectifying diode 28 and the smoothing capacitor 3, while the connection point between the primary coil 9 and the resonance capacitor 10 is also a DC blocking capacitor 29. Through 3
The rectified output voltage Vi from the bridge rectifier diode circuit 2 is connected to one end of the next coil 27.
With respect to, the sine wave voltage generated in the tertiary coil 27 and the sine wave voltage of the resonance capacitor 10 having the same phase as the sine wave voltage are added and supplied to the second rectifier circuit, where the rectified and smoothed DC voltage is added. Are supplied to the switching means of the DC-DC converter 30. The configuration of the DC-DC converter 30 is similar to that of FIG.
【００５５】次に、図５の回路動作について図６を参照
して説明する。図５において、商用交流電源１からの電
源電圧は、第１の整流回路としてのブリッジ整流ダイオ
ード回路２で全波整流され、ローパスフィルタ２４を経
てトランス８Ｃの３次コイル２７の一端に出力される。
ローパスフィルタ２４については、後述するように、３
次コイル２７に生じる正弦波電圧の高周波成分をブリッ
ジ整流ダイオード回路２に流さないためのものである。
トランス８Ｃの３次コイル２７の両端には、１次コイル
９の両端電圧（共振電圧）に基づいて誘起した正弦波電
圧が発生している。３次コイル２７は１次コイル９と逆
極性になるように巻線されているため、３次コイル２７
には１次コイル９に生じている正弦波電圧ＶL と逆極性
の電圧−ＶL に比例した電圧（図９参照）、換言すれ
ば、共振コンデンサ１０に生じている電圧ＶC と同相の
正弦波電圧が生じることになる。従って、整流出力電圧
Ｖi に対しては、ａ点において、３次コイル２７に生じ
る正弦波電圧が加算されると共に、整流出力電圧Ｖi に
対して、３次コイル２７の正弦波電圧と同相である、共
振コンデンサ１０の正弦波電圧が加算されることにな
る。加算された電圧は整流ダイオード２８を通して平滑
コンデンサ３に供給されるが、平滑コンデンサに生じて
いる電圧より大きくなると整流ダイオード２８はスイッ
チング周期で導通し、平滑コンデンサ３を充電する。こ
のとき平滑コンデンサ３に生成された直流電圧が、ＤＣ
−ＤＣコンバータ３０に入力として供給される。このよ
うに本実施例では、ブリッジ整流ダイオード回路２の整
流出力電圧Ｖi に対して、スイッチング周波数の２つの
正弦波電圧が同相で加算されるので、加算量（加算され
る正弦波電圧の振幅）が図１の実施例よりも大きくな
り、図１の場合に比べて力率を向上させることができる
と共に、整流電流に含まれる高調波電流も少なくするこ
とができる。Next, the circuit operation of FIG. 5 will be described with reference to FIG. In FIG. 5, the power supply voltage from the commercial AC power supply 1 is full-wave rectified by the bridge rectification diode circuit 2 as the first rectification circuit, and is output to one end of the tertiary coil 27 of the transformer 8C via the low pass filter 24. .
As for the low-pass filter 24, as will be described later,
This is for preventing the high frequency component of the sine wave voltage generated in the next coil 27 from flowing to the bridge rectification diode circuit 2.
A sine wave voltage induced on the basis of the voltage (resonance voltage) across the primary coil 9 is generated across the tertiary coil 27 of the transformer 8C. Since the tertiary coil 27 is wound so as to have a polarity opposite to that of the primary coil 9, the tertiary coil 27 is wound.
Is a voltage proportional to the sine wave voltage VL generated in the primary coil 9 and the voltage -VL having the opposite polarity (in other words, FIG. 9), in other words, the sine wave voltage in phase with the voltage VC generated in the resonance capacitor 10. Will occur. Therefore, at the point a, the sine wave voltage generated in the tertiary coil 27 is added to the rectified output voltage Vi, and the rectified output voltage Vi is in phase with the sine wave voltage of the tertiary coil 27. , The sinusoidal voltage of the resonance capacitor 10 is added. The added voltage is supplied to the smoothing capacitor 3 through the rectifying diode 28, and when the voltage becomes larger than the voltage generated in the smoothing capacitor, the rectifying diode 28 conducts in the switching cycle and charges the smoothing capacitor 3. At this time, the DC voltage generated in the smoothing capacitor 3 is DC
-Supplied as an input to the DC converter 30. As described above, in the present embodiment, the two sine wave voltages of the switching frequency are added in phase with the rectified output voltage Vi of the bridge rectifier diode circuit 2, so the addition amount (amplitude of the added sine wave voltage). Is larger than that of the embodiment shown in FIG. 1, so that the power factor can be improved and the harmonic current contained in the rectified current can be reduced as compared with the case of FIG.
【００５６】図６(a) は、商用電源周波数の２倍の整流
出力電圧（実線にて示すＶi ）に対して、共振コンデン
サ１０の両端電圧と巻線２７の両端電圧（点線にて包絡
線のみを示してある）とを加算した電圧を示している。
図６(b) は共振コンデンサ１０の両端電圧と巻線２７の
両端電圧とが同相で加算された波形を示している。この
波形は１次コイル９及びコンデンサ１０によるＬＣ共振
に基づいた正弦波形となっている。図６(b) の正弦波形
の周期ＴはＭＯＳ ＦＥＴ４，５のスイッチング周波数
ｆの周期と一致している。FIG. 6 (a) shows a voltage across the resonant capacitor 10 and a voltage across the winding 27 (encircled by a dotted line) with respect to a rectified output voltage (Vi shown by a solid line) that is twice the commercial power supply frequency. (Only shown) is shown.
FIG. 6B shows a waveform in which the voltage across the resonant capacitor 10 and the voltage across the winding 27 are added in phase. This waveform is a sine waveform based on LC resonance caused by the primary coil 9 and the capacitor 10. The period T of the sine waveform of FIG. 6 (b) coincides with the period of the switching frequency f of the MOS FETs 4 and 5.
【００５７】図６(b) に示す正弦波電圧が、３次コイル
２７を通して整流ダイオード２８のアノードに印加され
ると、整流ダイオード２８は図６(c) に示すように従来
回路の比べ正弦波電圧が加算された分、時間Δｔ21だけ
早く導通し、非導通となる時刻も時間Δｔ22だけ遅くな
る。つまり、図６(c) の波形は、図６(d) の従来回路の
波形に比べて導通時間が（Δｔ21＋Δｔ22）だけ伸びた
ことになり、整流電流波形がより理想的な正弦波形の半
波に近づいている。図６(c) に、本発明実施例における
平滑前（即ち、整流ダイオード２８による整流後）の整
流電流を示し、図６(d) に従来例における平滑前（即
ち、ブリッジ整流ダイオード回路２による整流後）の整
流電流（図１２(b) と同じ）を示す。このように本実施
例では、ブリッジ整流ダイオード回路２の整流出力電圧
Ｖi に対して、スイッチング周波数の２つの正弦波電圧
が同相で加算されるので、加算量（加算される正弦波電
圧の振幅）が図１の実施例よりも大きくなり、図１の実
施例に比して力率をさらに向上させることができる。When the sine wave voltage shown in FIG. 6 (b) is applied to the anode of the rectifying diode 28 through the tertiary coil 27, the rectifying diode 28 is compared with the sine wave of the conventional circuit as shown in FIG. 6 (c). As the voltage is added, the conduction is advanced earlier by the time Δt21, and the time of non-conduction is also delayed by the time Δt22. In other words, the waveform in Fig. 6 (c) is longer than the waveform of the conventional circuit in Fig. 6 (d) by the conduction time (Δt21 + Δt22), and the rectified current waveform is a half-wave of a more ideal sine waveform. Approaching. FIG. 6 (c) shows the rectified current before smoothing (that is, after rectification by the rectifying diode 28) in the embodiment of the present invention, and FIG. 6 (d) shows before smoothing in the conventional example (that is, by the bridge rectifying diode circuit 2). The rectified current (after rectification) (same as in FIG. 12 (b)) is shown. As described above, in the present embodiment, the two sine wave voltages of the switching frequency are added in phase with the rectified output voltage Vi of the bridge rectifier diode circuit 2, so the addition amount (amplitude of the added sine wave voltage). Is larger than that of the embodiment of FIG. 1, and the power factor can be further improved as compared with the embodiment of FIG.
【００５８】ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の動作について
は、図１の回路と全く同様な動作を行うので、説明を省
略する。Since the operation of the DC-DC converter 30 is exactly the same as that of the circuit of FIG. 1, its explanation is omitted.
【００５９】以上の実施例のように、整流電流の導通時
間が拡がると、電源ラインの力率は上がり、かつ整流電
流に含まれる高調波電流も減少する。When the conduction time of the rectified current is extended as in the above embodiments, the power factor of the power supply line is increased and the harmonic current contained in the rectified current is also reduced.
【００６０】なお、ローパスフィルタ２４は、３次コイ
ル２７に生じる正弦波電圧の高周波成分をブリッジ整流
ダイオード回路２に流さないためのものであり、この回
路２４がなくても同様な動作をする。しかし、ローパス
フィルタ２４がないと、従来回路に比べスイッチ特性の
速いブリッジ整流ダイオード回路２が必要になり、かつ
交流電源１への不要輻射（高周波成分）が増加する不具
合を生じる。The low-pass filter 24 is for preventing the high-frequency component of the sine wave voltage generated in the tertiary coil 27 from flowing to the bridge rectifying diode circuit 2, and operates in the same manner without this circuit 24. However, without the low-pass filter 24, the bridge rectifier diode circuit 2 having a faster switching characteristic than that of the conventional circuit is required, and unnecessary radiation (high-frequency component) to the AC power supply 1 increases.
【００６１】図７は本発明の他の実施例の交流直流変換
電源回路を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing an AC / DC converting power supply circuit according to another embodiment of the present invention.
【００６２】上記図５の実施例においては、整流ダイオ
ード２８を３次コイル２７の出力側でかつアノードが３
次コイル側にくるように配設したものであるが、図７に
示す本実施例では、整流ダイオード２８の位置を、３次
コイル２７の入力側でかつカソードが３次コイル側にア
ノードが接続点ａ側にくるように配設したものである。
図７のように配置しても、図６(a) 〜(c) に示したと同
様な整流出力波形及び整流電流波形が得られ、図５の実
施例と同様な作用効果が得られる。In the embodiment shown in FIG. 5, the rectifying diode 28 is connected to the output side of the tertiary coil 27 and has the anode of three.
Although it is arranged so as to come to the side of the secondary coil, in the present embodiment shown in FIG. 7, the position of the rectifying diode 28 is connected to the input side of the tertiary coil 27, and the cathode is connected to the anode to the tertiary coil side. It is arranged so as to come to the side of the point a.
Even with the arrangement as shown in FIG. 7, the same rectified output waveform and rectified current waveform as those shown in FIGS. 6A to 6C can be obtained, and the same effect as the embodiment of FIG. 5 can be obtained.
【００６３】[0063]
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、従来
回路に対して少ない部品の追加で、電源ラインの力率が
上がりしかも整流電流に含まれる高調波電流を減少させ
ることができる。As described above, according to the present invention, the power factor of the power supply line can be increased and the harmonic current contained in the rectified current can be reduced by adding a small number of parts to the conventional circuit.
【図１】本発明の一実施例の交流直流変換電源回路を示
す回路図。FIG. 1 is a circuit diagram showing an AC / DC conversion power supply circuit according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１の回路動作を説明する波形図。FIG. 2 is a waveform diagram illustrating the circuit operation of FIG.
【図３】本発明の他の実施例の交流直流変換電源回路を
示す回路図。FIG. 3 is a circuit diagram showing an AC / DC conversion power supply circuit according to another embodiment of the present invention.
【図４】図３の回路動作を説明する波形図。FIG. 4 is a waveform diagram illustrating the circuit operation of FIG.
【図５】本発明の他の実施例の交流直流変換電源回路を
示す回路図。FIG. 5 is a circuit diagram showing an AC / DC conversion power supply circuit according to another embodiment of the present invention.
【図６】図５の回路動作を説明する波形図。FIG. 6 is a waveform diagram illustrating the circuit operation of FIG.
【図７】本発明の他の実施例の交流直流変換電源回路を
示す回路図。FIG. 7 is a circuit diagram showing an AC / DC conversion power supply circuit according to another embodiment of the present invention.
【図８】従来の交流直流変換電源回路を示す回路図。FIG. 8 is a circuit diagram showing a conventional AC / DC conversion power supply circuit.
【図９】本発明実施例と従来例に共通な回路部分の動作
を説明する図。FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the circuit portion common to the embodiment of the present invention and the conventional example.
【図１０】本発明実施例と従来例に共通な回路部分の動
作を説明する図。FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the circuit portion common to the embodiment of the present invention and the conventional example.
【図１１】本発明実施例と従来例に共通な回路部分の動
作を説明する図。FIG. 11 is a diagram for explaining an operation of a circuit portion common to the embodiment of the present invention and the conventional example.
【図１２】図８の従来回路の動作を説明する図。FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the conventional circuit of FIG.
１…交流電源 ２…ブリッジ整流ダイオード回路 ３…平滑コンデンサ ４，５…ＭＯＳ ＦＥＴ（第１，第２のスイッチング素
子） ６，７…ダイオード（第１，第２のダイオード） ８Ａ，８Ｂ，８Ｃ…トランス ９…１次コイル １０…共振コンデンサ １１…２次コイル １２，１３…整流ダイオード １２，１３及び１４…全波整流回路 １４…平滑コンデンサ １５…安定化直流電圧の出力端子 １７…誤差増幅器 １９…フォトカプラ ２３…制御回路 ２４…ローパスフィルタ ２５，２７…３次コイル ２６，２８…整流ダイオード ２９…直流阻止コンデンサ ３０…ＤＣ−ＤＣコンバータ1 ... AC power supply 2 ... Bridge rectifying diode circuit 3 ... Smoothing capacitor 4,5 ... MOS FET (first and second switching elements) 6, 7 ... Diode (first and second diode) 8A, 8B, 8C ... Transformer 9 ... Primary coil 10 ... Resonant capacitor 11 ... Secondary coil 12, 13 ... Rectifying diodes 12, 13 and 14 ... Full wave rectifying circuit 14 ... Smoothing capacitor 15 ... Stabilized DC voltage output terminal 17 ... Error amplifier 19 ... Photocoupler 23 ... Control circuit 24 ... Low-pass filter 25, 27 ... Tertiary coil 26, 28 ... Rectifier diode 29 ... DC blocking capacitor 30 ... DC-DC converter
Claims (11)
滑する第２の整流回路と、 この第２の整流回路で整流・平滑された直流電圧を高周
波インバータで交流にした後、トランスで所定の電圧に
変換してから、整流・平滑して所望の直流電圧を得るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータと、 前記第１の整流回路と前記第２の整流回路との間に接続
されかつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記トランスに巻
線され、前記高周波インバータの交流電圧に基づき誘起
した電圧を、前記第１の整流回路からの全波整流電圧に
加算して前記第２の整流回路に供給するコイルとを具備
したことを特徴とする交流直流変換電源回路。1. An AC power supply, a first rectifier circuit for full-wave rectifying the voltage of the AC power supply, and a second rectifier circuit for rectifying and smoothing the voltage rectified by the first rectifier circuit again. , The DC voltage rectified and smoothed by the second rectifier circuit is converted into an alternating current by a high frequency inverter, converted into a predetermined voltage by a transformer, and then rectified and smoothed to obtain a desired DC voltage D
A voltage that is connected between the C-DC converter and the first rectifier circuit and the second rectifier circuit, is wound around the transformer of the DC-DC converter, and is induced based on the AC voltage of the high-frequency inverter. Is added to the full-wave rectified voltage from the first rectifier circuit and supplied to the second rectifier circuit.
し平滑する第２の整流回路と、 この第２の整流回路で整流・平滑された直流電圧を高周
波インバータで交流にした後、トランスで所定の電圧に
変換してから、整流・平滑して所望の直流電圧を得るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータと、 前記第１の整流回路と前記第２の整流回路との間でかつ
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記トランスに互いに逆極
性となるように巻線された２つのコイルであって、前記
高周波インバータの交流電圧に基づき前記２つのコイル
に誘起した互いに逆位相の交流電圧を、前記第１の整流
回路からの全波整流電圧に加算して前記第２の整流回路
の全波整流入力端に供給する第１，第２のコイルとを具
備したことを特徴とする交流直流変換電源回路。2. An AC power supply, a first rectifier circuit for full-wave rectifying the voltage of the AC power supply, and a second rectifier for full-wave rectifying and smoothing the voltage rectified by the first rectifier circuit. The circuit and the DC voltage rectified / smoothed by the second rectifier circuit are converted into AC by a high frequency inverter, converted into a predetermined voltage by a transformer, and then rectified / smoothed to obtain a desired DC voltage D
A C-DC converter, and two coils wound between the first rectifier circuit and the second rectifier circuit and on the transformer of the DC-DC converter so as to have opposite polarities. An AC voltage of mutually opposite phases induced in the two coils based on an AC voltage of the high frequency inverter is added to a full wave rectified voltage from the first rectifier circuit, and full wave rectified of the second rectifier circuit. An AC / DC conversion power supply circuit comprising: a first coil and a second coil supplied to an input end.
滑する第２の整流回路と、 この第２の整流回路で整流・平滑された直流電圧を高周
波インバータで交流にした後、トランスで所定の電圧に
変換してから、整流・平滑して所望の直流電圧を得るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータと、 前記第１の整流回路と前記第２の整流回路との間に接続
されかつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記トランスに巻
線されたコイルで構成され、前記高周波インバータの交
流電圧に基づき該コイルに誘起した電圧を、前記第１の
整流回路からの全波整流電圧に加算する第１の加算手段
と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの高周波インバータで発生し
た交流電圧を、前記第１の加算手段における加算電圧と
同相となるように前記第１の整流回路からの全波整流電
圧に加算する第２の加算手段とを具備したことを特徴と
する交流直流変換電源回路。3. An AC power supply, a first rectifier circuit for full-wave rectifying the voltage of the AC power supply, and a second rectifier circuit for rectifying and smoothing the voltage rectified by the first rectifier circuit again. , The DC voltage rectified and smoothed by the second rectifier circuit is converted into an alternating current by a high frequency inverter, converted into a predetermined voltage by a transformer, and then rectified and smoothed to obtain a desired DC voltage D
An AC voltage of the high-frequency inverter, which is composed of a C-DC converter and a coil connected between the first rectifier circuit and the second rectifier circuit and wound around the transformer of the DC-DC converter. First adding means for adding the voltage induced in the coil to the full-wave rectified voltage from the first rectifier circuit, and the AC voltage generated in the high frequency inverter of the DC-DC converter, based on the first Second adding means for adding to the full-wave rectified voltage from the first rectifying circuit so as to have the same phase as the added voltage in the adding means.
第２の整流回路と、 この第２の整流回路の電圧を平滑する平滑回路と、 この平滑回路で得られた直流電圧を高周波インバータで
交流にした後、トランスで所定の電圧に変換してから、
整流・平滑して所望の直流電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバ
ータと、 前記第２の整流回路と前記平滑回路との間に接続されか
つ前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記トランスに巻線され
たコイルで構成され、前記高周波インバータの交流電圧
に基づき該コイルに誘起した電圧を、前記第２の整流回
路からの整流電圧に加算する第１の加算手段と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの高周波インバータで発生し
た交流電圧を、前記第１の加算手段における加算電圧と
同相となるように前記第１の整流回路からの全波整流電
圧に加算する第２の加算手段とを具備したことを特徴と
する交流直流変換電源回路。4. An AC power supply, a first rectifier circuit for full-wave rectifying the voltage of the AC power supply, and a second rectifier circuit for rectifying the voltage rectified by the first rectifier circuit again. A smoothing circuit for smoothing the voltage of the second rectifier circuit, and a direct current voltage obtained by this smoothing circuit is converted into an alternating current by a high frequency inverter and then converted into a predetermined voltage by a transformer,
A DC-DC converter that rectifies and smoothes to obtain a desired DC voltage, and a coil that is connected between the second rectifying circuit and the smoothing circuit and that is wound around the transformer of the DC-DC converter. First adding means for adding the voltage induced in the coil based on the AC voltage of the high frequency inverter to the rectified voltage from the second rectifier circuit; and the AC generated in the high frequency inverter of the DC-DC converter. AC-DC conversion, characterized by further comprising: second adding means for adding the voltage to the full-wave rectified voltage from the first rectifying circuit so that the voltage has the same phase as the added voltage in the first adding means. Power supply circuit.
直流変換電源回路において、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、 第１のスイッチング素子とこの第１のスイッチング素子
のスイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前
記第１のスイッチング素子と並列に第１のダイオードが
接続され、前記第１のスイッチング素子と前記第１のダ
イオードのカソードとの接続点には前記第２の整流回路
からの直流電圧が供給される第１の並列回路と、 第２のスイッチング素子とこの第２のスイッチング素子
のスイッチング電流とは逆方向に電流が流れる極性に前
記第２のスイッチング素子と並列に第２のダイオードが
接続され、前記第２のスイッチング素子と前記第２のダ
イオードのカソードとの接続点は前記第１のスイッチン
グ素子と前記第１のダイオードのアノードとの接続点に
接続され、前記第２のスイッチング素子と前記第２のダ
イオードのアノードとの接続点は基準電位点に接続され
る第２の並列回路と、 前記第１の並列回路と前記第２の並列回路との接続点と
基準電位点との間に、１次コイルと共振コンデンサの直
列回路が接続され、２次コイルに所定の交流電圧を出力
するトランスと、 このトランスの２次コイルに発生する交流電圧を、整流
・平滑して出力する第３の整流回路と、 前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング
素子を交互にオン，オフさせる制御回路とを具備したこ
とを特徴とする交流直流変換電源回路。5. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 1, wherein the DC-DC converter has a first switching element and a switching current of the first switching element which is opposite to the switching current of the first switching element. A first diode is connected in parallel with the first switching element in a direction in which a current flows in a direction, and the second rectifier circuit is provided at a connection point between the first switching element and the cathode of the first diode. From the first parallel circuit to which the DC voltage from the second switching element is supplied, and the second switching element and the second switching element are connected in parallel to the second switching element in a polarity in which a current flows in a direction opposite to the switching current of the second switching element. Two diodes are connected, and the connection point between the second switching element and the cathode of the second diode is connected to the first switching element and the first diode. A second parallel circuit connected to a connection point with the anode of the diode, and a connection point between the second switching element and the anode of the second diode to a reference potential point; and the first parallel circuit. A series circuit of a primary coil and a resonance capacitor is connected between a connection point between the second parallel circuit and the second parallel circuit and a reference potential point, and a transformer for outputting a predetermined AC voltage to the secondary coil. A third rectifying circuit that rectifies and smoothes the AC voltage generated in the secondary coil and outputs the AC voltage, and a control circuit that alternately turns on and off the first switching element and the second switching element are provided. An AC / DC conversion power supply circuit characterized by the above.
直流変換電源回路において、 前記第１の整流回路は、ブリッジ整流ダイオード回路で
構成され、 前記第２の整流回路は、整流ダイオードと平滑コンデン
サとで構成されることを特徴とする交流直流変換電源回
路。6. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 1, wherein the first rectifier circuit is a bridge rectifier diode circuit, and the second rectifier circuit is a rectifier circuit. An AC / DC conversion power supply circuit comprising a diode and a smoothing capacitor.
いて、 前記第１の整流回路は、ブリッジ整流ダイオード回路で
構成され、 前記第２の整流回路は、整流ダイオードで構成されるこ
とを特徴とする交流直流変換電源回路。7. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 4, wherein the first rectifier circuit is a bridge rectifier diode circuit, and the second rectifier circuit is a rectifier diode. AC to DC conversion power supply circuit.
路において、 前記第２の加算手段は、直流阻止コンデンサを用いて構
成されることを特徴とする交流直流変換電源回路。8. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 3, wherein the second adding means is configured by using a DC blocking capacitor.
いて、 前記制御回路は、前記第３の整流回路からの直流電圧を
検出した電圧に基づいて、前記第１，第２のスイッチン
グ素子のオン，オフ周波数を変化させ、前記第３の整流
回路からの直流電圧が一定となるよう制御することを特
徴とする交流直流変換電源回路。9. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 5, wherein the control circuit controls the first and second switching elements based on a voltage detected from the DC voltage from the third rectifier circuit. An AC / DC conversion power supply circuit, characterized in that the ON / OFF frequency is changed to control the DC voltage from the third rectifier circuit to be constant.
流直流変換電源回路において、 前記第１の整流回路と前記トランスに巻線したコイルの
入力端との間に、高周波成分を前記第１の整流回路側に
流さないためのローパスフィルタを具備したことを特徴
とする交流直流変換電源回路。10. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 1, wherein a high frequency component is provided between the first rectifier circuit and an input end of a coil wound around the transformer. An AC / DC conversion power supply circuit comprising a low-pass filter for preventing the current from flowing to the first rectifier circuit side.
回路において、 前記第１の整流回路と前記第２の整流回路との間に、高
周波成分を前記第１の整流回路側に流さないためのロー
パスフィルタを具備したことを特徴とする交流直流変換
電源回路。11. The AC / DC conversion power supply circuit according to claim 4 or 7, wherein a high frequency component does not flow to the first rectifier circuit side between the first rectifier circuit and the second rectifier circuit. An AC / DC conversion power supply circuit comprising a low pass filter for
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7049944A JPH08251924A (en) | 1995-03-09 | 1995-03-09 | Ac-dc conversion power supply circuit |
| US08/599,262 US5748458A (en) | 1995-02-10 | 1996-02-09 | AC/DC converter power supply circuit having multiple rectifiers |
| KR1019960003140A KR100231227B1 (en) | 1995-02-10 | 1996-02-09 | Ac/dc converter power supply circuit |
| DE69617487T DE69617487T2 (en) | 1995-02-10 | 1996-02-12 | Rectifier power supply circuit |
| EP96300957A EP0726640B1 (en) | 1995-02-10 | 1996-02-12 | AC/DC converter power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7049944A JPH08251924A (en) | 1995-03-09 | 1995-03-09 | Ac-dc conversion power supply circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08251924A true JPH08251924A (en) | 1996-09-27 |
Family
ID=12845142
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7049944A Pending JPH08251924A (en) | 1995-02-10 | 1995-03-09 | Ac-dc conversion power supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08251924A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030047787A (en) * | 2001-12-11 | 2003-06-18 | 소니 가부시끼 가이샤 | Switching power supply circuit |
-
1995
- 1995-03-09 JP JP7049944A patent/JPH08251924A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030047787A (en) * | 2001-12-11 | 2003-06-18 | 소니 가부시끼 가이샤 | Switching power supply circuit |
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