JPH04347575A - Power source circuit - Google Patents
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- JPH04347575A JPH04347575A JP14803091A JP14803091A JPH04347575A JP H04347575 A JPH04347575 A JP H04347575A JP 14803091 A JP14803091 A JP 14803091A JP 14803091 A JP14803091 A JP 14803091A JP H04347575 A JPH04347575 A JP H04347575A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 39
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 claims abstract description 32
- 238000009413 insulation Methods 0.000 claims abstract description 10
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 claims abstract 2
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 claims description 6
- 230000006872 improvement Effects 0.000 claims description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 abstract description 10
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 abstract description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 26
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
【0001】0001
【産業上の利用分野】本発明は、電源回路に係わり、特
に定電圧発生用スイッチング電源回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply circuit, and more particularly to a switching power supply circuit for generating a constant voltage.
【0002】0002
【従来の技術】力率改善と定電圧化を意図した従来のス
イッチング電源回路としては、例えば図6に示すような
電源装置が知られている。同図において、1は直流電源
であり、VAC=AC80〜144Vの電圧をブリッジ
回路に供給する。IACはブリッジ回路を流れる電流を
示す。ブリッジ回路は4つのダイオード2〜5をブリッ
ジ接続して構成される。ブリッジ回路の出力側にはコン
デンサ6が接続されるとともに、スイッチングトランジ
スタ7、8を含むハーフブリッジ共振コンバータに接続
される。コンデンサ6の両端の電圧をEi とする。第
1のハーフブリッジ共振コンバータはスイッチングトラ
ンジスタ7、抵抗8、9、コンデンサ10、ダイオード
11およびコンバータドライブトランス(CDT)12
の一部の巻線12aによって構成される。第2のハーフ
ブリッジ共振コンバータはスイッチングトランジスタ1
3、抵抗14、15、コンデンサ16、ダイオード17
およびコンバータドライブトランス(CDT)12の一
部の巻線12bによって構成される。2. Description of the Related Art As a conventional switching power supply circuit intended for power factor improvement and voltage constantization, a power supply device as shown in FIG. 6, for example, is known. In the figure, 1 is a DC power supply, which supplies a voltage of VAC=80 to 144 VAC to the bridge circuit. IAC indicates the current flowing through the bridge circuit. The bridge circuit is constructed by connecting four diodes 2 to 5 in a bridge manner. A capacitor 6 is connected to the output side of the bridge circuit, as well as a half-bridge resonant converter including switching transistors 7 and 8. Let the voltage across capacitor 6 be Ei. The first half-bridge resonant converter includes a switching transistor 7, resistors 8, 9, a capacitor 10, a diode 11 and a converter drive transformer (CDT) 12.
The winding 12a is a part of the winding 12a. The second half-bridge resonant converter is a switching transistor 1
3, resistor 14, 15, capacitor 16, diode 17
and a part of the winding 12b of the converter drive transformer (CDT) 12.
【0003】コンバータドライブトランス12は1次、
2次とも分割ボビンによって絶縁を確保している。トラ
ンジスタ7は巻線12a、抵抗9およびコンデンサ10
からなる直列共振回路によって駆動される。同様にトラ
ンジスタ13は巻線12b、抵抗15およびコンデンサ
16からなる直列共振回路によって駆動される。コンバ
ータドライブトランス12の2次側は、その巻線を含ん
で同じくハーフブリッジ共振コンバータを構成している
。すなわち、第3のハーフブリッジ共振コンバータはス
イッチングトランジスタ21、抵抗22、コンデンサ2
3、ダイオード24およびコンバータドライブトランス
12の一部の巻線12cによって構成される。第4のハ
ーフブリッジ共振コンバータはスイッチングトランジス
タ25、抵抗26、コンデンサ27、ダイオード28お
よびコンバータドライブトランス12の一部の巻線12
dによって構成される。トランジスタ21は巻線12c
、抵抗22およびコンデンサ23からなる直列共振回路
によって駆動され、同様にトランジスタ25は巻線12
d、抵抗26およびコンデンサ27からなる直列共振回
路によって駆動される。なお、各トランジスタ7、13
、21、25を流れるコレクタ電流をそれぞれIQ1〜
IQ4とする。The converter drive transformer 12 has a primary
Insulation is ensured for both secondary and split bobbins. The transistor 7 has a winding 12a, a resistor 9 and a capacitor 10.
It is driven by a series resonant circuit consisting of. Similarly, transistor 13 is driven by a series resonant circuit consisting of winding 12b, resistor 15 and capacitor 16. The secondary side of the converter drive transformer 12 also constitutes a half-bridge resonant converter including its winding. That is, the third half-bridge resonant converter includes a switching transistor 21, a resistor 22, and a capacitor 2.
3. It is composed of a diode 24 and a part of the winding 12c of the converter drive transformer 12. The fourth half-bridge resonant converter includes a switching transistor 25, a resistor 26, a capacitor 27, a diode 28, and a part of the winding 12 of the converter drive transformer 12.
d. The transistor 21 has a winding 12c
, the transistor 25 is driven by a series resonant circuit consisting of a resistor 22 and a capacitor 23;
d, is driven by a series resonant circuit consisting of a resistor 26 and a capacitor 27. Note that each transistor 7, 13
, 21, 25 are respectively IQ1~
Let's assume IQ is 4.
【0004】コンバータドライブトランス12の一部の
巻線12eはコンデンサ29を介して直交形パワーレギ
ュレーショントランス(PRT)30の1次巻線に接続
されている。巻線12eを流れる電流をI1 とする。
パワーレギュレーショントランス30の2次巻線はダイ
オード31を介してコンデンサ32に接続され、ここか
ら15Vの直流電圧が取り出される。また、パワーレギ
ュレーショントランス30の2次巻線はダイオード33
、34を介してコンデンサ35に接続され、ここから直
流出力E0 が取り出されるとともに、さらに制御回路
36に接続されている。制御回路36はトランジスタ4
1、42、抵抗43〜46、コンデンサ47、ツェナー
ダイオード48およびパワーレギュレーショントランス
30の制御巻線30cによって構成され、制御巻線30
cを流れる制御電流をコントロールする。なお、パワー
レギュレーショントランス30の巻線比をN1 /N2
/NC とする。Ncは制御巻線30cの巻数を示す
。A portion of the winding 12e of the converter drive transformer 12 is connected via a capacitor 29 to the primary winding of a quadrature power regulation transformer (PRT) 30. Let I1 be the current flowing through the winding 12e. The secondary winding of the power regulation transformer 30 is connected to a capacitor 32 via a diode 31, from which a 15V DC voltage is extracted. Further, the secondary winding of the power regulation transformer 30 is a diode 33.
, 34 to a capacitor 35 from which the DC output E0 is taken out, and further connected to a control circuit 36. The control circuit 36 is the transistor 4
1, 42, resistors 43 to 46, a capacitor 47, a Zener diode 48, and a control winding 30c of a power regulation transformer 30.
Control the control current flowing through c. In addition, the winding ratio of the power regulation transformer 30 is N1 /N2
/NC. Nc indicates the number of turns of the control winding 30c.
【0005】第3のハーフブリッジ共振コンバータにお
けるスイッチングトランジスタ21のコレクタはコンデ
ンサ35に接続されている。第4のハーフブリッジ共振
コンバータにおけるスイッチングトランジスタ25のコ
レクタはコンデンサ49を介して第2の直交形パワーレ
ギュレーショントランス(PRT)50の1次巻線に接
続されている。パワーレギュレーショントランス50の
2次巻線はダイオード51、52を介してコンデンサ5
3に接続され、ここから15V/1Aの直流出力が取り
出される。また、パワーレギュレーショントランス50
の2次巻線はダイオード54、55を介してコンデンサ
56に接続され、ここから135V/1Aの直流出力E
135 が取り出されるとともに、さらに同様の制御回
路57に接続されている。制御回路57はパワーレギュ
レーショントランス50の制御巻線50cを流れる制御
電流をコントロールする。なお、パワーレギュレーショ
ントランス50の巻線比をN1’/N21’ 、N22
’/Nc’とする。Nc’は制御巻線50cの巻数を示
す。The collector of the switching transistor 21 in the third half-bridge resonant converter is connected to a capacitor 35. The collector of the switching transistor 25 in the fourth half-bridge resonant converter is connected to the primary winding of a second orthogonal power regulation transformer (PRT) 50 via a capacitor 49. The secondary winding of the power regulation transformer 50 is connected to the capacitor 5 via diodes 51 and 52.
3, from which a 15V/1A DC output is taken out. In addition, power regulation transformer 50
The secondary winding of is connected to a capacitor 56 via diodes 54 and 55, from which a 135V/1A DC output E
135 is taken out and is further connected to a similar control circuit 57. The control circuit 57 controls the control current flowing through the control winding 50c of the power regulation transformer 50. Note that the winding ratio of the power regulation transformer 50 is N1'/N21', N22
'/Nc'. Nc' indicates the number of turns of the control winding 50c.
【0006】このような電源回路は、スイッチング周波
数固定直列共振周波数制御方式の電流共振形コンバータ
回路によるスイッチング電源(F−Z電源)2組が縦接
続され、その前段で力率改善、後段で定電圧の目的で動
作する。また、パワーレギュレーショントランスの1次
、2次間の絶縁は前段のパワーレギュレーショントラン
ス30で確保されるため、後段のパワーレギュレーショ
ントランス50は非絶縁でよく、スイッチング周波数は
前段と後段とで同期を取るためにコンバータドライブト
ランス12は1次、2次とも分割ボビンで絶縁を確保し
ている。[0006] In such a power supply circuit, two sets of switching power supplies (F-Z power supplies) using current resonant converter circuits using a fixed switching frequency series resonance frequency control system are connected in series, and the first stage performs power factor correction, and the second stage performs power factor correction. Works for voltage purposes. In addition, since the insulation between the primary and secondary of the power regulation transformer is ensured by the power regulation transformer 30 in the previous stage, the power regulation transformer 50 in the latter stage may be non-insulated, and the switching frequency is synchronized between the former stage and the latter stage. For this reason, the converter drive transformer 12 uses split bobbins for both the primary and secondary to ensure insulation.
【0007】図7は力率改善スイッチング電源の動作信
号波形を示しており、このアクティブフィルタ回路では
入力される交流電源1の電圧VAC=100V、ブリッ
ジ回路を流れる電流IAC、ブリッジ回路の出力電圧E
i に対して直交形パワーレギュレーショントランス3
0の2次巻線30eを流れる電流I1 、直流出力電圧
E0 の変化が表されている。この場合、直流出力電圧
E0 には商用周波数の2倍の交流リップル電圧が重畳
し、平均値E0 =180Vが一定値として取り出され
ている。FIG. 7 shows the operating signal waveform of the power factor correcting switching power supply, and in this active filter circuit, the voltage VAC of the input AC power supply 1 is 100 V, the current IAC flowing through the bridge circuit, and the output voltage E of the bridge circuit.
Orthogonal power regulation transformer 3 for i
The changes in the current I1 flowing through the secondary winding 30e and the DC output voltage E0 are shown. In this case, an AC ripple voltage twice the commercial frequency is superimposed on the DC output voltage E0, and the average value E0 = 180V is taken as a constant value.
【0008】また、図8は後段のスイッチング電源(F
−Z電源)分の動作波形であり、交流リップル電圧が抑
制されてE135 =135Vの安定化直流出力電圧と
なっている。なお、パワーレギュレーショントランス5
0の1次巻線を流れる電流をI1’とする。FIG. 8 also shows a switching power supply (F
-Z power supply), and the AC ripple voltage is suppressed, resulting in a stabilized DC output voltage of E135 = 135V. In addition, power regulation transformer 5
Let the current flowing through the primary winding of 0 be I1'.
【0009】[0009]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の電源回路はスイッチング周波数固定直列周波
数制御方式の電流共振コンバータ回路によるスイッチン
グ電源によって力率をcosΦ=0.95に改善し、得
られる商用周波数の2倍のリップル電圧が重畳した直流
出力電圧からさらに非絶縁のスイッチング電源によって
リップル電圧の抑制と負荷電力の変動に対して直流出力
電圧を定電圧化して構成されているが、負荷電力が20
0W以上のとき、次のような問題点があった。
(a)スイッチング電源が2組縦接続されるため、直交
形パワーレギュレーショントランスが2組必要であると
ともに、制御巻線の制御電流をコントロールする制御回
路が2組必要で、構成部品が多く、高コストである。
(b)力率改善アクティブフィルタ回路は直流出力電圧
の平均値が一定となるように制御されるため、負荷電力
の急変による直流出力電圧の高速過渡応答特性が遅くな
って性能が悪化する。
本発明は上述した事情に鑑みてなされたもので、構成部
品の低減や小型化を図って低コストにするとともに、直
流出力電圧の高速過渡応答特を改善できる電源回路を提
供することを目的としている。[Problems to be Solved by the Invention] However, in such conventional power supply circuits, the power factor is improved to cosΦ=0.95 by using a switching power supply using a current resonant converter circuit with a fixed switching frequency and series frequency control method, and the resulting commercial The DC output voltage is superimposed with a ripple voltage twice the frequency, and a non-insulated switching power supply is used to suppress the ripple voltage and make the DC output voltage constant against fluctuations in load power. 20
When the power was 0W or more, the following problems occurred. (a) Since two sets of switching power supplies are connected vertically, two sets of orthogonal power regulation transformers are required, as well as two sets of control circuits that control the control current of the control winding, which requires many components and is expensive. It's cost. (b) Since the power factor correction active filter circuit is controlled so that the average value of the DC output voltage is constant, the high-speed transient response characteristic of the DC output voltage due to a sudden change in load power becomes slow, and the performance deteriorates. The present invention has been made in view of the above-mentioned circumstances, and an object of the present invention is to provide a power supply circuit that can reduce the number of component parts and reduce the size to reduce costs, and improve the high-speed transient response characteristics of the DC output voltage. There is.
【0010】0010
【課題を解決するための手段】上述した問題点を解決す
るために、本発明による電源回路は、スイッチング周波
数固定直列共振周波数制御方式の電流共振形コンバータ
回路によるスイッチング電源をアクティブフィルタ回路
を含んで縦接続して2組設け、該スイッチング電源シス
テムによって交流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換
するとともに、前記スイッチング電源の前段で力率改善
を行い、後段で直流を定電圧化する電源回路において、
前記力率改善を行うスイッチング電源の前段におけるア
クティブフィルタ回路のコンバータトランスを、1次、
2次巻線の絶縁が確保された絶縁コンバータトランスを
用い、少なくともEE形あるいはUU形フェライト磁心
によって構成する。また、前記スイッチング電源の前段
におけるアクティブフィルタ回路を、交流入力電圧に比
例して直流出力電圧が変化するように構成する。さらに
、前記スイッチング電源の後段におけるアクティブフィ
ルタ回路を、交流入力電圧の変動に対して少なくとも直
流出力電圧の平均値を一定にする制御と、負荷変動によ
る直流出力電圧の安定化を図る制御とを直行形パワーレ
ギュラーショントランスの制御巻線の直流制御電流を制
御することによって行うように構成する。[Means for Solving the Problems] In order to solve the above-mentioned problems, a power supply circuit according to the present invention includes a switching power supply using a current resonant converter circuit with a fixed switching frequency series resonant frequency control system and an active filter circuit. In a power supply circuit in which two sets are connected vertically, the switching power supply system converts an AC input voltage into a predetermined DC output voltage, and the power factor is improved in the front stage of the switching power supply, and the DC voltage is made constant in the latter stage. ,
The converter transformer of the active filter circuit in the front stage of the switching power supply that performs power factor correction is
An insulated converter transformer whose secondary winding is insulated is used, and at least an EE type or UU type ferrite core is used. Further, the active filter circuit at the front stage of the switching power supply is configured so that the DC output voltage changes in proportion to the AC input voltage. Furthermore, the active filter circuit in the latter stage of the switching power supply is directly controlled to maintain at least the average value of the DC output voltage constant against fluctuations in the AC input voltage, and to stabilize the DC output voltage due to load fluctuations. This is performed by controlling the DC control current of the control winding of the type power regulation transformer.
【0011】[0011]
【作用】本発明では、従来例における第1の直交形パワ
ーレギュラーショントランスとして1次、2次巻線の絶
縁が確保された絶縁コンバータトランスが用いられ、E
E形あるいはUU形フェライト磁心によって構成される
ため、小形軽量化され、同時に第1の直交形パワーレギ
ュラーショントランスに関連した前段におけるアクティ
ブフィルタ回路から制御回路と15Vの整流回路が削除
される。したがって、構成部品が低減し、低コストにな
る。また、アクティブフィルタ回路は、単に交流入力電
圧に比例して直流出力電圧が変化するような機能を発揮
するのみであるから、負荷電力の急変に対する直流出力
電圧の過渡応答特性が向上する。[Operation] In the present invention, an insulated converter transformer in which insulation of the primary and secondary windings is ensured is used as the first orthogonal power regulation transformer in the conventional example, and
Since it is composed of an E-type or UU-type ferrite magnetic core, it is smaller and lighter, and at the same time, the control circuit and 15V rectifier circuit are removed from the active filter circuit in the previous stage related to the first orthogonal power regulation transformer. Therefore, the number of components is reduced and costs are reduced. Furthermore, since the active filter circuit simply functions to change the DC output voltage in proportion to the AC input voltage, the transient response characteristics of the DC output voltage to sudden changes in load power are improved.
【0012】0012
【実施例】以下、図面を参照して本発明の電源回路の実
施例について説明する。図1は本発明の第1実施例の電
源回路の構成を示す図である。図1の説明に当り、従来
例として図6に示した電源回路と同一構成部分には同一
符号を付して、重複説明を省略する。本実施例の電源回
路が図6の電源回路と異なるのは、まず第1に、第1の
直交形パワーレギュラーショントランスが1次、2次巻
線の絶縁が確保された絶縁コンバータトランス(PIT
)60に置き換えられて、EE結合あるいはUU結合ト
ランスとなり、EE形あるいはUU形のフェライト磁心
によって構成される点である。そして、絶縁コンバータ
トランス60の2次側はダイオード61、62を介して
コンデンサ63に接続され、ここから直流出力Eoが取
り出されるとともに、さらにアクティブフィルタ回路6
4の一部であるトランジスタ21のコレクタに接続され
ている。アクティブフィルタ回路64は絶縁コンバータ
トランス60、ダイオード61、62およびコンデンサ
65によって構成される。Embodiments Hereinafter, embodiments of the power supply circuit of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. In describing FIG. 1, the same components as those of the power supply circuit shown in FIG. 6 as a conventional example are given the same reference numerals, and redundant explanation will be omitted. The power supply circuit of this embodiment is different from the power supply circuit of FIG.
) 60, it becomes an EE coupling or UU coupling transformer, and is constituted by an EE type or UU type ferrite magnetic core. The secondary side of the isolated converter transformer 60 is connected to a capacitor 63 via diodes 61 and 62, from which a DC output Eo is taken out, and further connected to an active filter circuit 6.
It is connected to the collector of transistor 21, which is part of 4. The active filter circuit 64 is composed of an isolation converter transformer 60, diodes 61, 62, and a capacitor 65.
【0013】第2に前段のアクティブフィルタ回路64
から図6に示した制御回路と15Vの整流回路が削除さ
れており、アクティブフィルタ回路64は、単に交流入
力電圧に比例して直流出力電圧を変化させるように作動
する。したがって、交流入力電圧が80〜120Vに変
化すると、直流出力電圧は160〜200に変化する。Second, the active filter circuit 64 in the previous stage
The control circuit and 15V rectifier circuit shown in FIG. 6 have been removed from , and the active filter circuit 64 simply operates to vary the DC output voltage in proportion to the AC input voltage. Therefore, when the AC input voltage changes from 80 to 120V, the DC output voltage changes from 160 to 200V.
【0014】一方、後段のアクティブフィルタ回路70
は第2の直交形パワーレギュレーショントランス50、
ダイオード51、52、54、55、制御回路57およ
びコンデンサ53、56によって構成される。このアク
ティブフィルタ回路70は従来と同様に交流入力電圧の
変動に対して少なくとも直流出力電圧の平均値を一定に
する制御機能と、負荷変動による直流出力電圧の安定化
を図る機能とを有し、直交形パワーレギュレーショント
ランス50の制御巻線50cの直流制御電流Ic’を制
御することによってこれらの機能を達成する。On the other hand, the active filter circuit 70 in the subsequent stage
is a second orthogonal power regulation transformer 50,
It is composed of diodes 51, 52, 54, 55, a control circuit 57, and capacitors 53, 56. This active filter circuit 70 has a control function that keeps at least the average value of the DC output voltage constant against fluctuations in the AC input voltage, as in the conventional case, and a function that stabilizes the DC output voltage due to load fluctuations. These functions are achieved by controlling the DC control current Ic' of the control winding 50c of the orthogonal power regulation transformer 50.
【0015】以上の構成において、一般に、スイッチン
グ周波数固定直列共振周波数制御方式の電流共振形コン
バータ回路によるスイッチング電源(F−Z電源)は直
交形パワーレギュレーショントランスの1次、2次巻線
間で絶縁が可能で、巻数比の選定によって任意の直流出
力電圧の選定ができ、高性能、低ノイズ、低コストで設
計が可能である。但し、欠点として直流出力電圧に商用
周波数の2倍のリップル電圧が重畳し、交流入力電圧、
負荷の急変に対して直流出力電圧の応答が遅い等の点が
あることから、リップル電圧の抑制と高速過渡応答の改
善のために、スイッチング電源を2組縦接続して設け、
前段に力率改善、後段に定電圧化の機能を持たせている
。ところが、従来例では、この力率改善および定電圧電
源は、スイチング電源が2組必要であり、電力変換効率
はそれぞれの変換効率の積であるため、総合効率が低下
する。また、直交形パワーレギュレーショントランスと
コンバータドライブトランスの2組のトランスが絶縁形
であり、回路構成が複雑であるため、構成部品点数が多
く、大型化しコスト高になっていた。In the above configuration, generally, a switching power supply (F-Z power supply) using a current resonant converter circuit with a fixed switching frequency series resonant frequency control method is isolated between the primary and secondary windings of the orthogonal power regulation transformer. It is possible to select any DC output voltage by selecting the turns ratio, and it is possible to design with high performance, low noise, and low cost. However, the drawback is that a ripple voltage twice the commercial frequency is superimposed on the DC output voltage, and the AC input voltage,
Due to the slow response of the DC output voltage to sudden changes in load, in order to suppress ripple voltage and improve high-speed transient response, two sets of switching power supplies are connected vertically.
The first stage has a power factor improvement function, and the second stage has a constant voltage function. However, in the conventional example, this power factor improvement and constant voltage power supply requires two sets of switching power supplies, and the power conversion efficiency is the product of the respective conversion efficiencies, resulting in a decrease in overall efficiency. Furthermore, the two sets of transformers, the orthogonal power regulation transformer and the converter drive transformer, are of an insulated type, and the circuit configuration is complicated, resulting in a large number of component parts, resulting in an increase in size and cost.
【0016】本実施例の電源回路の動作を図2、図3の
タイミングチャートで示す。図2は主に交流入力から前
段のアクティブフィルタ回路64を通して直流出力電圧
Eoを得るまでのタイミングチャートである。入力され
る交流電源1の電圧VACが80〜120Vの範囲で変
化したとき、絶縁コンバータドライブトランス(PIT
)60の1次巻線を流れる電流I1 および直流出力電
圧Eoの変化が表されている。そして、後段のトランジ
スタ21、25と、直列共振コンデンサ49と、直交形
パワーレギュレーショントランス50とによるスイッチ
ング周波数固定直列共振周波数制御方法の電流共振コン
バータ回路によるスイッチング電源(F−Z電源)によ
って直流入力電圧の変化、交流リップル電圧の抑制、負
荷変動に対して直流出力電圧をE0 =135Vに安定
している。図3はコンバータドライブトランス(CDT
)12の2次巻線12cを流れる電流I1’や直行形パ
ワーレギュレーショントランス50の制御電流Ic’
を含む各電流変化が表されている。The operation of the power supply circuit of this embodiment is shown in the timing charts of FIGS. 2 and 3. FIG. 2 is a timing chart mainly from AC input to obtaining DC output voltage Eo through the active filter circuit 64 in the previous stage. When the voltage VAC of the input AC power supply 1 changes in the range of 80 to 120V, the isolated converter drive transformer (PIT
) 60, the changes in the current I1 flowing through the primary winding and the DC output voltage Eo are shown. Then, a DC input voltage is controlled by a switching power supply (F-Z power supply) using a current resonant converter circuit using a switching frequency fixed series resonant frequency control method using transistors 21 and 25 in the subsequent stage, a series resonant capacitor 49, and an orthogonal power regulation transformer 50. The DC output voltage is stabilized at E0 = 135V against changes in voltage, suppression of AC ripple voltage, and load fluctuations. Figure 3 shows the converter drive transformer (CDT)
) 12 secondary winding 12c and the control current Ic' of the direct power regulation transformer 50.
Each current change including .
【0017】この場合、第1の直交形パワーレギュレー
ショントランスが1次、2次巻線の絶縁が確保された絶
縁コンバータトランス(PIT)60に置き換えられる
とともに、EE形あるいはUU形のフェライト磁心によ
って構成されているため、従来に比してトランスが小形
軽量化され、同時に従来と異なって前段のアクティブフ
ィルタ回路64から制御回路および15Vの整流回路が
削除されていることから、構成部品が低減し、安価とな
る。また、制御回路および15Vの整流回路が削除され
ているから、アクティブフィルタ回路64の高速過渡応
答特性が改善され、性能が向上する。なお、本実施例の
ように交流入力電圧VACが80〜144Vにわたって
変化する範囲での国内、北米地域共用とする使用は不可
能である。したがって、国内ではVAC=80〜120
V、北米ではVAC=108〜144Vの保証となる。In this case, the first orthogonal power regulation transformer is replaced with an isolated converter transformer (PIT) 60 that ensures insulation of the primary and secondary windings, and is constructed with an EE type or UU type ferrite core. Because of this, the transformer is smaller and lighter than before, and at the same time, unlike before, the control circuit and 15V rectifier circuit are removed from the active filter circuit 64 in the previous stage, so the number of components is reduced. It will be cheaper. Furthermore, since the control circuit and 15V rectifier circuit are eliminated, the high-speed transient response characteristics of the active filter circuit 64 are improved, resulting in improved performance. Note that, as in this embodiment, it is impossible to use the device for common use in Japan and North America in a range where the AC input voltage VAC varies from 80 to 144V. Therefore, in Japan, VAC = 80 to 120
In North America, VAC is guaranteed to be 108 to 144V.
【0018】次に、図4は本発明の第2実施例の電源回
路の構成を示す図である。図4に示す実施例が第1実施
例と異なるのは、コンバータドライブトランス(CDT
)12が非絶縁である点である。したがって、コンバー
タドライブトランス(CDT)12および絶縁コンバー
タトランス(PIT)60が共に非絶縁となり絶縁は第
2の直交形パワーレギュレーショントランス50によっ
てとられるため、特にコンバータドライブトランス(C
DT)12および絶縁コンバータトランス(PIT)6
0の小形軽量化が可能になる。言い換えれば、前段のア
クティブフィルタ回路に絶縁が必要でなくなり、特にコ
ンバータドライブトランス(CDT)12の小型化によ
って低コストとなる。図5はコンデンサ65の容量が4
70μF、コンデンサ56の容量が100μF時の13
5Vラインにおけるスイッチング負荷状態での135V
ラインの高速過渡応答特性を示すタイミングチャートで
ある。図1における従来のコンデンサ35の容量=コン
デンサ56の容量=100μF時の場合と比較して、こ
の実施例においては、リップル電圧、応答時間の改善が
図られている。Next, FIG. 4 is a diagram showing the configuration of a power supply circuit according to a second embodiment of the present invention. The difference between the embodiment shown in FIG. 4 and the first embodiment is that the converter drive transformer (CDT)
) 12 is non-insulated. Therefore, since both the converter drive transformer (CDT) 12 and the isolated converter transformer (PIT) 60 are non-insulated and the insulation is provided by the second orthogonal power regulation transformer 50, especially the converter drive transformer (C
DT) 12 and isolation converter transformer (PIT) 6
It becomes possible to reduce the size and weight of 0. In other words, there is no need for insulation in the active filter circuit at the previous stage, and the cost can be reduced, especially by downsizing the converter drive transformer (CDT) 12. In Figure 5, the capacitance of capacitor 65 is 4.
70μF, 13 when the capacitance of capacitor 56 is 100μF
135V with switching load condition on 5V line
5 is a timing chart showing high-speed transient response characteristics of the line. Compared to the conventional case in FIG. 1 where the capacitance of the capacitor 35=the capacitance of the capacitor 56=100 μF, this embodiment improves the ripple voltage and response time.
【0019】[0019]
【発明の効果】以上、説明したように、本発明によれば
、第1の直交形パワーレギュレーショントランスとして
1次、2次巻線の絶縁が確保された絶縁コンバータトラ
ンスを用い、EE形あるいはUU形フェライト磁心によ
って構成したので、電源回路の小形軽量化を図ることが
でき、同時に第1の直交形パワーレギュレーショントラ
ンスに関連した前段におけるアクティブフィルタ回路か
ら制御回路と15Vの整流回路が削除しているので、電
源回路の構成部品が低減し、低コスト化を図ることがで
きる。また、アクティブフィルタ回路は、単に交流入力
電圧に比例して直流出力電圧が変化するような機能を発
揮するのみであるから、負荷電力の急変に対する直流出
力電圧の高速過渡応答特性を向上させることができる。As described above, according to the present invention, an insulated converter transformer in which insulation of the primary and secondary windings is ensured is used as the first orthogonal power regulation transformer, and an EE type or UU Since it is constructed using a shaped ferrite magnetic core, the power supply circuit can be made smaller and lighter, and at the same time, the control circuit and 15V rectifier circuit are removed from the active filter circuit in the previous stage related to the first orthogonal power regulation transformer. Therefore, the number of components of the power supply circuit can be reduced, and costs can be reduced. Furthermore, since the active filter circuit simply functions to change the DC output voltage in proportion to the AC input voltage, it is not possible to improve the high-speed transient response characteristics of the DC output voltage to sudden changes in load power. can.
【図1】本発明の第1実施例の電源回路の構成を示す回
路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図2】図1に示す実施例の前段側の動作のタイミング
チャートである。FIG. 2 is a timing chart of the operation on the front stage side of the embodiment shown in FIG. 1;
【図3】図1に示す実施例の後段側の動作のタイミング
チャートである。FIG. 3 is a timing chart of operations at a later stage of the embodiment shown in FIG. 1;
【図4】本発明の第2実施例の電源回路の構成を示す回
路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of a power supply circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図5】図4に示す実施例の後段側の動作のタイミング
チャートである。FIG. 5 is a timing chart of operations at a later stage of the embodiment shown in FIG. 4;
【図6】従来の電源回路の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a conventional power supply circuit.
【図7】従来の電源回路の前段側の動作のタイミングチ
ャートである。FIG. 7 is a timing chart of operations on the front stage side of a conventional power supply circuit.
【図8】従来の電源回路の後段側の動作のタイミングチ
ャートである。FIG. 8 is a timing chart of the operation of the latter stage of the conventional power supply circuit.
1:交流電源
7、13、21、25:スイッチングトランジスタ12
:コンバータドライブトライブトランス(CDT)57
:制御回路
50:第2の直交形パワーレギュレーショントランス(
PRT)
60:絶縁コンバータトランス(PIT)64、70:
アクティブフィルタ回路1: AC power supply 7, 13, 21, 25: switching transistor 12
:Converter drive tribe transformer (CDT) 57
: Control circuit 50: Second orthogonal power regulation transformer (
PRT) 60: Isolated converter transformer (PIT) 64, 70:
active filter circuit
Claims (1)
数制御方式の電流共振形コンバータ回路によるスイッチ
ング電源をアクティブフィルタ回路を含んで縦接続して
2組設け、該スイッチング電源によって交流入力電圧を
所定の直流出力電圧に変換するとともに、前記スイッチ
ング電源の前段で力率改善を行い、後段で直流を定電圧
化する電源回路において、前記力率改善を行うスイッチ
ング電源の前段のアクティブフィルタ回路におけるコン
バータトランスを1次、2次巻線の絶縁が確保され絶縁
コンバータトランスを用い、少なくともEE形あるいは
UU形フェライト磁心によって構成し、該前段における
アクティブフィルタ回路を、交流入力電圧に比例して直
流出力電圧が変化するように構成し、前記スイッチング
電源の後段におけるアクティブフィルタ回路を、交流入
力電圧の変動に対して少なくとも直流出力電圧の平均値
を一定にする制御と負荷変動による直流出力電圧の安定
化を図る制御とを直交形パワーレギュレーショントラン
スの制御巻線の直流制御電流を制御することによって行
うように構成したことを特徴とする電源回路。[Claim 1] Two sets of switching power supplies using current resonant converter circuits with a fixed switching frequency and series resonance frequency control system are connected in series including an active filter circuit, and the switching power supplies convert an AC input voltage to a predetermined DC output voltage. In a power supply circuit that performs power factor improvement at the front stage of the switching power supply and makes the DC constant voltage at the rear stage, a converter transformer in the active filter circuit at the front stage of the switching power supply that performs the power factor improvement is used as a primary converter transformer. The insulation of the secondary winding is ensured, an insulated converter transformer is used, and it is configured with at least an EE type or UU type ferrite core, and the active filter circuit in the previous stage is configured so that the DC output voltage changes in proportion to the AC input voltage. The active filter circuit in the latter stage of the switching power supply is configured such that the control for keeping at least the average value of the DC output voltage constant against fluctuations in the AC input voltage and the control for stabilizing the DC output voltage due to load fluctuations are carried out orthogonally. A power supply circuit characterized in that the power supply circuit is configured to perform control by controlling a DC control current of a control winding of a type power regulation transformer.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14803091A JPH04347575A (en) | 1991-05-22 | 1991-05-22 | Power source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14803091A JPH04347575A (en) | 1991-05-22 | 1991-05-22 | Power source circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04347575A true JPH04347575A (en) | 1992-12-02 |
Family
ID=15443548
Family Applications (1)
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JP14803091A Pending JPH04347575A (en) | 1991-05-22 | 1991-05-22 | Power source circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04347575A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08223913A (en) * | 1995-02-10 | 1996-08-30 | Toshiba Corp | Ac-dc conversion power-supply circuit |
-
1991
- 1991-05-22 JP JP14803091A patent/JPH04347575A/en active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH08223913A (en) * | 1995-02-10 | 1996-08-30 | Toshiba Corp | Ac-dc conversion power-supply circuit |
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