JPH08214559A - Current-resonance type switching power supply - Google Patents
Current-resonance type switching power supplyInfo
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- JPH08214559A JPH08214559A JP7032939A JP3293995A JPH08214559A JP H08214559 A JPH08214559 A JP H08214559A JP 7032939 A JP7032939 A JP 7032939A JP 3293995 A JP3293995 A JP 3293995A JP H08214559 A JPH08214559 A JP H08214559A
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
係わり、特にデッドタイムの設定を容易にすると共に、
起動時や軽負荷時における安定性を改善した電流共振型
のスイッチング電源回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply circuit, and particularly facilitates setting of dead time, and
The present invention relates to a current resonance type switching power supply circuit which has improved stability at the time of startup and a light load.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般的に各種のスイッチング電源はスイ
ッチング周波数を高くすることによりトランス、その他
のデバイスを小型化することができ、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータとして各種の電子機器の電源として使用される。2. Description of the Related Art Generally, various switching power supplies can be made smaller in size by increasing the switching frequency of transformers and other devices, and are used as power supplies for various electronic devices as a DC-DC converter.
【０００３】図６に記載されているスイッチング電源回
路は、商用電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄ1 に供給し、
その整流出力を平滑用のコンデンサＣ1 に充電すること
により先ず直流電圧を得るようにしている。Ｑ1 、Ｑ2
は直列に接続されているスイッチング素子でバイポーラ
トランジスタで構成されており、その中間点からドライ
ブトランスＴ1 のドライブコイルＬD 、共振コンデンサ
Ｃ4 を介して出力用の絶縁トランスＴ2 の１次コイルＬ
1 に電流を流すようにする。そして、絶縁トランスＴ2
の２次コイルＬ2 の出力をブリッジ型の整流ダイオード
Ｄ4 で整流して直流電圧Ｖ0 を得る。The switching power supply circuit shown in FIG. 6 supplies commercial power supply AC to the bridge rectifier circuit D 1 .
By charging the rectified output to the smoothing capacitor C 1 , a DC voltage is first obtained. Q 1 and Q 2
Is constituted by a bipolar transistor with a switching element connected in series, the drive coils L D of the drive transformer T 1 from the intermediate point, the primary coil of the isolation transformer T 2 of the output through the resonant capacitor C 4 L
Apply current to 1 . And the isolation transformer T 2
The output of the secondary coil L 2 is rectified by the bridge rectifier diode D 4 to obtain the DC voltage V 0 .
【０００４】ドライブトランスＴ1 の駆動コイルＬＢ
1 、ＬＢ2 から前記スイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ
2 を交互にオン／オフする駆動信号が供給される。すな
わち、駆動コイルＬＢ1 、ＬＢ2 に誘起された電圧は、
コンデンサＣ2 、Ｃ3 及びドライブ電流調整用の抵抗Ｒ
2 、Ｒ3 を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース
電極に供給される。Ｄ2 、Ｄ3 は後で述べるようにスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の切り換え時にデッドタイムを
与えるために、逆回復電流が比較的大きいダンパーダイ
オードで構成される。そして、このダンパーダイオード
Ｄ2 、Ｄ3 とスイッチングトランジスタＱ1、Ｑ2 を構
成しているバイポーラトランジスタのベース・コレクタ
順方向接合部によって、図７（ａ）の等価回路に示すよ
うに、スイッチング電流が逆流する方向に導通する逆並
列ダイオードＤ10、Ｄ20が形成される。なお、この等価
回路は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 には並列コンデン
サＣ5、Ｃ6 が接続され、絶縁トランスＴ2 を介して２
次側から直流電圧Ｖ0 を出力するハーフブリッジ型のス
イッチング電源を構成していることを示す。。Drive coil LB of drive transformer T 1
1 and LB 2 to the switching transistors Q 1 and Q
A drive signal for alternately turning 2 on / off is supplied. That is, the voltage induced in the drive coils LB 1 and LB 2 is
Capacitors C 2 , C 3 and drive current adjustment resistor R
It is supplied to the base electrodes of the switching elements Q 1 and Q 2 via 2 and R 3 . D 2 and D 3 are composed of damper diodes having a relatively large reverse recovery current in order to give a dead time when switching the switching elements Q 1 and Q 2 as described later. Then, as shown in the equivalent circuit of FIG. 7 (a), the switching current is caused by the base-collector forward junction of the bipolar transistors that form the damper diodes D 2 and D 3 and the switching transistors Q 1 and Q 2 . The anti-parallel diodes D 10 and D 20 are formed so as to conduct in the reverse flow direction. Incidentally, this equivalent circuit, the switching element Q 1, Q 2 parallel capacitor C 5, C 6 is connected, via an insulation transformer T 2 2
It shows that a half-bridge type switching power supply that outputs a DC voltage V 0 from the secondary side is configured. .
【０００５】このようなハーフブリッジ型のスイッチン
グ電源は商用電源ＡＣが供給されると起動抵抗Ｒ2 、Ｒ
3 を介していづれかのスイッチング素子が導通状態にな
り、例えばスイッチング素子Ｑ1 がオンとなると、ドラ
イブトランスＴ1 の駆動コイルＬＢ1 にスイッチング素
子Ｑ1 をオンに駆動するためのドライブ電圧が発生する
と共に、ドライブトランスＴ1 の駆動コイルＬＢ2 には
スイッチング素子Ｑ2をオフに駆動するドライブ電圧が
発生する。そして、ドライブトランスＴ1 の駆動コイル
ＬＢ2 のインダクタンスとコンデンサＣ2 の容量で決ま
る共振周波数によって、所定時間後にスイッチング素子
Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ2 がオンになるように
反転し、以後はこの反転動作によってスイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオン／オフ駆動されることにより、
自励発振型のスイッチング動作が継続するように構成さ
れている。Such a half-bridge type switching power supply starts up with resistors R 2 , R when commercial power AC is supplied.
When any one of the switching elements is brought into a conductive state via 3 and, for example, the switching element Q 1 is turned on, a drive voltage for driving the switching element Q 1 to be turned on is generated in the drive coil LB 1 of the drive transformer T 1. At the same time, a drive voltage for driving the switching element Q 2 off is generated in the drive coil LB 2 of the drive transformer T 1 . Then, due to the resonance frequency determined by the inductance of the drive coil LB 2 of the drive transformer T 1 and the capacitance of the capacitor C 2 , the switching element Q 1 is turned off and the switching element Q 2 is turned on after a predetermined time, and thereafter, By this switching operation, the switching elements Q 1 and Q 2 are alternately turned on / off,
The self-oscillation type switching operation is configured to continue.
【０００６】したがって、絶縁トランスＴ2 ２次コイル
Ｌ2 にこの反転動作によって交番電圧が発生し、この交
番電圧がブリッジ型の整流ダイオードＤ4 によって全波
整流されることにより直流電圧Ｖ0 がえられる。ところ
で、スイッチング素子Ｑ1 のオンによって絶縁トランス
Ｔ2 の１次コイルＬ1 には絶縁トランスＴ2 の漏れイン
ダクタンスと共振コンデンサＣ4 の共振電流ＩＱ1 が図
７（ｂ）のｔ1 期間に流れ、共振周期の半サイクルが終
了すると、整流ダイオードＤ4 がオフとなるが、スイッ
チング素子Ｑ1 は期間ｔ2 の間オンとなっており、励磁
電流を流している。Therefore, an alternating voltage is generated in the insulating transformer T 2 secondary coil L 2 by this inverting operation, and this alternating voltage is full-wave rectified by the bridge type rectifying diode D 4 to obtain a DC voltage V 0. To be Meanwhile, flows resonance current IQ 1 leakage inductance and the resonant capacitor C 4 of the primary coil L 1 insulated by ON of the switching element Q 1 transformer T 2 insulating transformer T 2 is the t 1 period shown in FIG. 7 (b) When the half cycle of the resonance cycle is completed, the rectifier diode D 4 is turned off, but the switching element Q 1 is on for the period t 2 and the exciting current is flowing.
【０００７】この励磁電流は共振コンデンサＣ4 と絶縁
トランスＴ2 の１次コイルＬ1 の共振電流となるが、こ
の共振電流が負となる前にスイッチング素子Ｑ1 をオフ
にすると、励磁エネルギーによってスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 に並列に接続されている並列コンデンサＣ5 、
Ｃ6 が期間ｔ3 で充放電され、スイッチング素子Ｑ2の
逆並列ダイオードＤ20を導通させることができる。した
がって、この期間ｔ3 にスイッチング素子Ｑ2 をオンに
駆動するよう設定すると、ゼロ電圧スイッチングを行う
ことができる。このようなスイッチング動作はＱ2 がオ
フ、Ｑ1 がオンに反転する時も行われる。This exciting current becomes a resonant current of the resonant capacitor C 4 and the primary coil L 1 of the insulating transformer T 2. However, if the switching element Q 1 is turned off before this resonant current becomes negative, the exciting current is changed by exciting energy. Switching element Q
1 , a parallel capacitor C 5 connected in parallel with Q 2 ,
C 6 is charged and discharged during the period t 3 , and the antiparallel diode D 20 of the switching element Q 2 can be made conductive. Therefore, if the switching element Q 2 is set to be driven on during this period t 3 , zero voltage switching can be performed. Such a switching operation is performed even when Q 2 is turned off and Q 1 is turned on.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】上記した切り換え時の
タイミングは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を構成する
バイポーラトランジスタのベース電流がなくなってトラ
ンジスタがオフとなるまでのストレージタイムをＴＳ、
ベース電流が正となってトランジスタがオンとなるまで
のダンパーダイオードＤ2 、Ｄ3 の逆回復時間をＴｒｒ
（ｔ4 ）とすると、ＴＳ＜Ｔｒｒとなる場合に切り換え
時にスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が同時にオフとなるデ
ッドタイムが発生し、トランジスタのオン／オフ制御が
円滑に行われることになる。The timing of the above switching is the storage time TS until the base currents of the bipolar transistors forming the switching elements Q 1 and Q 2 are exhausted and the transistors are turned off.
The reverse recovery time of the damper diodes D 2 and D 3 until the base current becomes positive and the transistor is turned on is Trr.
If (t 4 ), when TS <Trr, a dead time occurs in which the switching elements Q 1 and Q 2 are simultaneously turned off at the time of switching, and the on / off control of the transistor is smoothly performed.
【０００９】しかしながら、このようなハーフブリッジ
型のスイッチング電源では、ダンパーダイオードＤ2 、
Ｄ3 の逆回復時間Ｔｒｒを利用して、デッドタイムを確
保するようにしていたため、回路の特性が逆回復時間の
初期値のばらつきや、温度特性等によって影響を大きく
受けることになり、最適な設計が困難になるという問題
があった。また、起動時や高入力電圧で軽負荷時にはバ
イポーラトランジスタのドライブが不足することによ
り、上記した条件が満足されない場合がある。すると、
所定のデッドタイムが得られないため、スイッチング電
源の異常な発熱や電源変換効率の低下を生じるという問
題がある。However, in such a half-bridge type switching power supply, the damper diode D 2 ,
Since the dead time is secured by using the reverse recovery time Trr of D 3 , the circuit characteristics are greatly affected by variations in the initial value of the reverse recovery time, temperature characteristics, etc. There was a problem that design became difficult. In addition, the above conditions may not be satisfied due to insufficient drive of the bipolar transistor at the time of start-up or at the time of high input voltage and light load. Then
Since the predetermined dead time cannot be obtained, there is a problem that abnormal heat generation of the switching power supply and a decrease in power conversion efficiency occur.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明はかかる問題点を
簡単に解決するためになされたものであって、例えば直
流電圧に対してハーフブリッジ接続されたバイポーラト
ランジスタを交互に断続して絶縁トランスの１次側に交
番電流を印加し、上記絶縁トランスの２次巻線から所定
の交番電圧が得られるようにした電流共振型スイッチン
グ電源において、上記バイポーラトランジスタのベース
・エミッタ間に対して逆方向に導通特性を有する半導体
素子を接続し、該半導体素子のオフセット電圧によって
上記バイポーラトランジスタの駆動信号に逆方向のバイ
アス電圧が加わるようにしたものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in order to simply solve such a problem. For example, a bipolar transistor half bridge-connected to a DC voltage is intermittently intermittently connected to an insulating transformer. In a current resonance type switching power supply in which an alternating current is applied to the primary side of the bipolar transistor so that a predetermined alternating voltage can be obtained from the secondary winding of the isolation transformer, the reverse direction is applied between the base and emitter of the bipolar transistor. A semiconductor element having a conduction characteristic is connected to, and a reverse bias voltage is applied to the drive signal of the bipolar transistor by the offset voltage of the semiconductor element.
【００１１】上記半導体素子は、具体的にはツエナーダ
イオードによって構成されるが、２以上のダイオードの
直列接続によって構成することもできる。また、上記半
導体素子はツエナーダイオードとダイオードの直列接続
された回路によって構成するようにしてもよく、このよ
うな回路を並列に接続して大電力用のＤＣ−ＤＣコンバ
ータに適用できるようにすることもできる。The above semiconductor element is specifically composed of a Zener diode, but it may be composed of two or more diodes connected in series. Further, the semiconductor element may be configured by a circuit in which a Zener diode and a diode are connected in series, and such a circuit is connected in parallel so that it can be applied to a DC-DC converter for high power. You can also
【００１２】[0012]
【作用】特に、スイッチング素子としてバイポーラトラ
ンジスタを使用したハーフブリッジ型のスイッチング電
源において、バイポーラトランジスタのベース・エミッ
タ間にスイッチング素子をオン／オフする駆動信号に対
して、オフとする極性側にシフトするオフセットを有す
る半導体素子を接続しているので、スイッチング素子の
オン反転時間を電気回路的に遅くらせることができ、十
分にデッドタイムを与えることができる。In particular, in a half-bridge type switching power supply using a bipolar transistor as a switching element, a drive signal for turning on / off the switching element between the base and emitter of the bipolar transistor is shifted to the polarity side to be turned off. Since the semiconductor element having the offset is connected, the on-inversion time of the switching element can be delayed by an electric circuit, and a sufficient dead time can be given.
【００１３】[0013]
【実施例】図１は本発明の実施例を示す電流共振型スイ
ッチング電源回路であって、前記した図６に示すよう
に、ＡＣは交流電源、Ｄ1 はブリッジ型の整流素子を示
す。点線で囲った１０の部分はハーフブリッジ型のスイ
ッチング電源部を示している。この中のＱ1 、Ｑ2 はハ
ーフブリッジ型のスイッチング回路を形成するスイッチ
ング素子であり、バイポーラトランジスタによって構成
されている。そして、その出力はドライブトランスＴ1
のドライブコイルＬD 、共振コンデンサＣ4を介して絶
縁トランスＴ2 の１次コイルＬ1 に供給されている。ま
た、絶縁トランスＴ2 の２次コイルＬ2 に誘起される誘
起電圧が整流素子Ｄ4 を介して直流電圧に変換され直流
電圧Ｖ0 とされる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows a current resonance type switching power supply circuit showing an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 6, AC is an AC power supply and D 1 is a bridge type rectifying element. A part 10 surrounded by a dotted line shows a half-bridge type switching power supply part. Of these, Q 1 and Q 2 are switching elements forming a half-bridge type switching circuit, and are composed of bipolar transistors. The output is the drive transformer T 1
Is supplied to the primary coil L 1 of the insulating transformer T 2 via the drive coil L D and the resonance capacitor C 4 . Further, the voltage induced in the secondary coil L 2 of the insulating transformer T 2 is the DC voltage V 0 is converted into a DC voltage through the rectifier element D 4.
【００１４】本実施例の場合もドライブトランスＴ1 の
２次コイルＬＢ1 、ＬＢ2 からは、スイッチングトラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 を交互にオン／オフする駆動電圧が誘
起され、この誘起された電圧がコンデンサＣ2 、Ｃ3 及
びドライブ電流調整用の抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を介してスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電極に供給される。ＤＺ
31、ＤＺ32はツエナー電圧が、例えば２Ｖないし７Ｖ程
度のツエナーダイオードであって、後で述べるようにス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の切り換え時にデッドタイム
を与えるために、負のバイアス電圧をドライブ電圧に重
畳するのに役立つ半導体素子である。Also in the case of this embodiment, a drive voltage for alternately turning on / off the switching transistors Q 1 and Q 2 is induced from the secondary coils LB 1 and LB 2 of the drive transformer T 1 , and the induced voltage is generated. Is supplied to the base electrodes of the switching elements Q 1 and Q 2 via the capacitors C 2 and C 3 and the drive current adjusting resistors R 2 and R 3 . DZ
31 and DZ 32 are Zener diodes having a zener voltage of, for example, about 2 V to 7 V, and a negative bias voltage is applied to the drive voltage in order to give a dead time when switching the switching elements Q 1 and Q 2 as described later. It is a semiconductor device that is useful for superimposing on.
【００１５】また、２次コイルＬＢ1 、ＬＢ2 に並列接
続されているコンデンサＣ8 、Ｃ9は本発明が自励発振
を行うときに役立つ安定用のコンデンサを示す。前記し
たツエナーダイオードＤＺ31、ＤＺ32は、その逆方向導
通特性がスイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ2 を構成し
ているバイポーラトランジスタのベース・コレクタ順方
向接合部と共に、図７（ａ）に示した逆並列ダイオード
Ｄ10、Ｄ20を等価的に構成している。なお、スイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 に接続されている並列コンデンサＣ
5 、Ｃ6 は、バイポーラトランジスタ（Ｑ1 、Ｑ2 ）の
エミッタ・コレクタ間に存在する浮遊容量によって実現
されるものであってもよく、ハーフブリッジ型のスイッ
チング電源を構成するものである。Capacitors C 8 and C 9 connected in parallel to the secondary coils LB 1 and LB 2 are stabilizing capacitors that are useful when the present invention performs self-excited oscillation. The Zener diodes DZ 31 and DZ 32 described above, together with the base-collector forward junction of the bipolar transistors whose reverse conduction characteristics form the switching transistors Q 1 and Q 2 , are shown in FIG. The parallel diodes D 10 and D 20 are equivalently configured. The parallel capacitor C connected to the switching elements Q 1 and Q 2
5 and C 6 may be realized by a stray capacitance existing between the emitter and collector of the bipolar transistors (Q 1 , Q 2 ) and constitute a half-bridge type switching power supply.
【００１６】このようなハーフブリッジ型のスイッチン
グ電源は、商用電源ＡＣが供給されると、上記したよう
に起動抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を介していづれかのスイッチング
素子がオンとなり、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先に
導通すると、ドライブトランスＴ1 の２次コイルＬＢ1
にスイッチング素子Ｑ1 をオンに駆動するための駆動電
圧が発生すると共に、ドライブトランスＴ1 の２次コイ
ルＬＢ2 にはスイッチング素子Ｑ2 をオフに駆動する駆
動電圧が発生する。ツエナーダイオードＤＺ31の順方向
電圧ＶF は、スイッチング素子Ｑ1 を構成しているバイ
ポーラトランジスタ（Ｑ1 ）のベース・エミッタ順方向
電圧ＶBEより大きいため、ドライブ電圧は殆どがバイポ
ーラトランジスタのベース・エミッタ電流となってスイ
ッチング素子Ｑ1 をオンにすることができる。In such a half-bridge type switching power supply, when commercial power supply AC is supplied, one of the switching elements is turned on via the starting resistors R 2 and R 3 as described above, and, for example, the switching element Q 1 When but conducts earlier, the secondary coil LB 1 of the drive transformer T 1
At the same time, a driving voltage for driving the switching element Q 1 to ON is generated, and at the same time, a driving voltage for driving the switching element Q 2 to OFF is generated in the secondary coil LB 2 of the drive transformer T 1 . Since the forward voltage V F of the Zener diode DZ 31 is higher than the base-emitter forward voltage V BE of the bipolar transistor (Q 1 ) forming the switching element Q 1 , most of the drive voltage is the base voltage of the bipolar transistor. It becomes an emitter current and can turn on the switching element Q 1 .
【００１７】そして、ドライブトランスＴ1 の２次コイ
ルＬＢ1 、及びＬＢ2 のインダクタンスとコンデンサＣ
2 、Ｃ3 の容量で決まる共振周波数によって、所定時間
後にスイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ
2 がオンに反転し、以後はこの反転動作によってスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオン／オフ駆動されるこ
とにより自励発振型のスイッチング動作が継続するよう
にドライブされる。したがって絶縁トランスＴ2 の２次
コイルＬ2 に、この反転動作によって交番電圧が発生
し、この交番電圧がブリッジ型の整流ダイオードＤ4 に
よって全波整流されることにより直流電圧Ｖ0 が出力さ
れる。The inductance of the secondary coils LB 1 and LB 2 of the drive transformer T 1 and the capacitor C
2 , due to the resonance frequency determined by the capacitance of C 3 , the switching element Q 1 is turned off after a predetermined time, and the switching element Q 1
2 is turned on, and thereafter, the switching elements Q 1 and Q 2 are alternately turned on / off by this inversion operation, so that the self-oscillation type switching operation is continued. Therefore, an alternating voltage is generated in the secondary coil L 2 of the insulating transformer T 2 by this inverting operation, and this alternating voltage is full-wave rectified by the bridge-type rectifying diode D 4 to output the DC voltage V 0. .
【００１８】ところで、本発明の実施例の場合は、ドラ
イブトランスＴ1 の２次コイルＬＢ2 に誘起される電圧
は、Ａ点を基準としてＢ点、Ｃ点、Ｄ点の各電圧ＶAB、
ＶAC、ＶADは図２の（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すような波
形になる。すなわち、２次コイルＬＢ2 に発生する電圧
（ＶAB）は、上下対称の正弦波であるが、ツエナーダイ
オードＤＺ32の存在によって電圧ＶACはマイナス側にバ
イアスされた波形（ｂ）になり、この波形が抵抗を介し
てスイッチング素子Ｑ2 のベース・エミッタ間に供給さ
れる電圧は、ＶADに見られるようにオン期間でトランジ
スタが導通する信号波形になる。スイッチング素子Ｑ1
についても同様に、そのベース・エミッタ間に印加され
る電圧ＶEFの波形は図２の（ｄ）に示すようにオン期間
が形成される。したがって、電圧ＶAD及び電圧ＶEFで切
り換えられるスイッチング素子Ｑ1 、及びＱ2 は同時に
オフとなっているデッドタイムｔD が存在することにな
り、このデッドタイムｔD はツエナーダイオードＤ
Ｚ31、ＤＺ32のツエナー電圧値によって電気的な回路で
確実に設定されることになる。By the way, in the case of the embodiment of the present invention, the voltage induced in the secondary coil LB 2 of the drive transformer T 1 is the voltage V AB at the points B, C and D with reference to the point A,
V AC and V AD have waveforms as shown in (a), (b) and (c) of FIG. That is, the voltage (V AB ) generated in the secondary coil LB 2 is a symmetrical sine wave, but the presence of the Zener diode DZ 32 causes the voltage V AC to have a waveform (b) biased to the negative side, The voltage, which is supplied between the base and the emitter of the switching element Q 2 through the resistor, has a signal waveform in which the transistor is conductive during the on period as seen in V AD . Switching element Q 1
Similarly, regarding the waveform of the voltage V EF applied between the base and the emitter, the ON period is formed as shown in FIG. Therefore, there is a dead time t D in which the switching elements Q 1 and Q 2 that can be switched by the voltage V AD and the voltage V EF are off at the same time, and this dead time t D is the Zener diode D.
The zener voltage values of Z 31 and DZ 32 can be reliably set in the electric circuit.
【００１９】また、駆動電圧がマイナス側にシフトする
ことによってスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 のオフ時のマ
イナスバイアスが増加し、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
がオンとなるときの蓄積時間（ＴＳ）を小さく押さえる
ことができ、この点からもデッドタイムのｔD 確保が有
効に作用することになる。Further, as the driving voltage shifts to the negative side, the negative bias when the switching elements Q 1 and Q 2 are off increases, and the switching elements Q 1 and Q 2
The storage time (TS) when the switch is turned on can be kept small, and from this point also, the dead time t D can be effectively secured.
【００２０】図３は本発明の他の実施例を示すスイッチ
ング電源回路であって、図１に示した符号と同一部分は
同一の符号によって示されている。この実施例の場合は
絶縁トランスＴ2 の２次側から出力される直流電圧Ｖ0
が差動増幅器４０の一方の入力端子に抵抗Ｒ11及びＲ12
で分圧されて供給されており、他方の入力端子には基準
電圧Ｅr が接続されている。また、この差動増幅器４０
の出力は直交型のドライブトランスＴ3 に巻回されてい
る制御用のコイルＬC に制御電流を供給する。直交型の
ドライブトランスＴ3 は制御用のコイルＬC に流れる制
御電流によって２次コイルＬＢ1 、ＬＢ2 のインダクタ
ンス値が変化するように構成されており、その結果スイ
ッチング周波数が直流電圧Ｖ0 の値によって変化する。FIG. 3 shows a switching power supply circuit according to another embodiment of the present invention, in which the same parts as those shown in FIG. 1 are designated by the same reference numerals. In the case of this embodiment, the DC voltage V 0 output from the secondary side of the isolation transformer T 2
Is connected to one input terminal of the differential amplifier 40 by resistors R 11 and R 12
Is divided and supplied by the reference voltage E r, and the reference voltage E r is connected to the other input terminal. In addition, this differential amplifier 40
Output supplies a control current to the control coil L C wound around the orthogonal drive transformer T 3 . The quadrature type drive transformer T 3 is configured such that the inductance values of the secondary coils LB 1 and LB 2 are changed by the control current flowing in the control coil L C , and as a result, the switching frequency is the DC voltage V 0 . It depends on the value.
【００２１】例えば、直流電圧Ｖ0 が負荷の変動によっ
て低下すると、差動増幅器４０の出力によって制御用の
コイルＬC に流れる制御電流が変化し、２次コイルＬＢ
1 、ＬＢ2 のインダクタンス値が低くなるように制御さ
れる。その結果スイッチング周波数がスイッチング回路
の共振周波数に接近するように変化し、絶縁トランスＴ
2 に流れる共振電流が増加して、直流電圧Ｖ0 を高くす
る方向に制御する。また、軽負荷時に直流電圧Ｖ0 が高
くなると、スイッチング周波数が増加する方向に制御さ
れ、スイッチング周波数が回路の共振周波数から離れる
方向に制御されることにより共振電流が小さくなる。そ
の結果、２次側の直流電圧Ｖ0 が低下して常に一定の出
力電圧が得られるようにしている。For example, when the DC voltage V 0 drops due to a change in load, the output of the differential amplifier 40 changes the control current flowing through the control coil L C , and the secondary coil LB.
The inductance values of 1 and LB 2 are controlled to be low. As a result, the switching frequency changes so as to approach the resonance frequency of the switching circuit, and the isolation transformer T
The resonance current flowing in 2 increases, and the direct current voltage V 0 is controlled to increase. Further, when the DC voltage V 0 increases at a light load, the switching frequency is controlled to increase, and the switching frequency is controlled to move away from the resonance frequency of the circuit, thereby reducing the resonance current. As a result, the DC voltage V 0 on the secondary side is reduced so that a constant output voltage can always be obtained.
【００２２】図４はドライブコイルＬD に外部から交番
信号が供給されることによってスイッチング電源を他励
発振型にしたときの実施例を示したものであり、図３と
同一部分は同一の符号としてその詳細な説明を省略す
る。この実施例の場合は、直流電圧Ｖ0 を検出している
差動増幅器４０の出力が可変周波数発振器５０に供給さ
れ、この可変周波数発振器５０の出力をドライブトラン
スＴ1 の励磁コイルＬD に供給することにより、図３の
実施例の場合と同様に直流電圧Ｖ0 の電圧値のよってス
イッチング周波数が変化し、定電圧出力が得られるよう
にしたものである。FIG. 4 shows an embodiment in which a switching power supply is of the separately excited oscillation type when an alternating signal is externally supplied to the drive coil L D , and the same parts as those in FIG. 3 are designated by the same reference numerals. The detailed description is omitted. In the case of this embodiment, the output of the differential amplifier 40 detecting the DC voltage V 0 is supplied to the variable frequency oscillator 50, and the output of this variable frequency oscillator 50 is supplied to the exciting coil L D of the drive transformer T 1. By doing so, the switching frequency changes according to the voltage value of the DC voltage V 0 as in the case of the embodiment of FIG. 3, and a constant voltage output is obtained.
【００２３】図５はスイッチング素子となるバイポーラ
トランジスタのベース・エミッタ間に接続する半導体素
子を２０として、その変形例を示したものである。この
図の（ａ）は前記したツエナーダイオードを２個並列に
接続してバイアスを与えるものであり、図５の（ｂ）は
通常の順方向電圧ＶF を有するダイオードＤを２個以上
接続する場合の構成例を示す。また、同図（Ｃ）はツエ
ナーダイオードＤZ に対して順方向の通常のダイオード
Ｄを接続したものであり、スイッチング信号のオン電圧
が全てバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に
供給されるようにしたものである。さらに、図５（ｄ）
示した半導体素子２０は順方向ダイオードＤを複数個接
続してバイアス電圧を得る（ｂ）の回路において、抵抗
Ｒ0 を接続してダンパー電流を制限できるようにしたも
のである。図５（ｅ）に示したものは、上記各回路の半
導体素子２０を並列接続して使用することにより小容量
の半導体素子を使用して大電流のダンパー電流ががえら
れるように構成したものである。FIG. 5 shows a modification of a semiconductor element 20 connected between the base and emitter of a bipolar transistor which serves as a switching element. In FIG. 5A, two Zener diodes described above are connected in parallel to provide a bias, and in FIG. 5B, two or more diodes D having a normal forward voltage V F are connected. A configuration example in this case is shown. Further, FIG. 6C shows a case where a normal diode D in the forward direction is connected to the Zener diode D Z , and all the ON voltage of the switching signal is supplied between the base and emitter of the bipolar transistor. It is a thing. Further, FIG. 5 (d)
The semiconductor device 20 shown is one in which a plurality of forward diodes D are connected to obtain a bias voltage in the circuit (b), and a resistor R 0 is connected to limit the damper current. The structure shown in FIG. 5 (e) is configured such that a large-capacity damper current can be obtained by using a semiconductor device of a small capacity by using the semiconductor devices 20 of the above circuits in parallel connection. Is.
【００２４】なお、本発明の実施例としてはバイポーラ
トランジスタをハーフブリッジ接続した電流共振型のス
イッチング電源に適応した場合について述べたが、並列
コンデンサＣ5 、Ｃ6 の位置にバイポーラトランジスタ
Ｑ1 、Ｑ2 と同様な構成のスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4
を設け、バイポーラトランジスタを４個使用して交互に
オン／オフ駆動して、よく知られているようにフルブリ
ッジ型のスイッチング電源を構成する場合にも応用する
ことができ、この時もダンパーダイオードして上記した
ツエナーダイオードＤZ や、ダンパー電流を流す方向に
所定の直流オフセットを有する図５に例示した半導体素
子２０を使用することもできる。As an embodiment of the present invention, the case where the bipolar transistor is applied to the current resonance type switching power supply in which the half bridge connection is made has been described, but the bipolar transistors Q 1 and Q are provided at the positions of the parallel capacitors C 5 and C 6. Switching elements Q 3 and Q 4 having the same configuration as 2
Can also be applied to the case where a full bridge type switching power supply is configured as is well known by alternately turning on / off by using four bipolar transistors, and the damper diode is also used at this time. Then, the Zener diode D Z described above or the semiconductor element 20 illustrated in FIG. 5 having a predetermined DC offset in the direction in which the damper current flows can be used.
【００２５】[0025]
【発明の効果】以上説明したように本発明の電流共振型
スイッチング電源は、特にハーフブリッジ型の電流共振
型スイッチング電源において、スイッチング素子のドラ
イブ回路にツエナーダイオード等の電流特性に見られる
ように、所定のオフセットを有する半導体素子を設ける
ことにより、スイッチング素子の切り換えタイミングを
安定化するデッドタイムを電気回路的に形成することが
できるから、スイッチング電源の設計が容易になると共
に、その動作を安定にすることができるという効果を有
する。As described above, the current resonance type switching power supply of the present invention is a half bridge type current resonance type switching power supply, as seen in the current characteristics of the Zener diode or the like in the drive circuit of the switching element. By providing a semiconductor element having a predetermined offset, it is possible to form a dead time that stabilizes the switching timing of the switching element in an electric circuit fashion, which simplifies the design of the switching power supply and stabilizes its operation. It has the effect of being able to.
【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]
【図１】本発明のスイッチング電源回路の実施例を示す
回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a switching power supply circuit of the present invention.
【図２】図１においてスイッチング素子を駆動するドラ
イブ信号の波形図を示す。FIG. 2 shows a waveform diagram of a drive signal for driving a switching element in FIG.
【図３】本発明のスイッチング電源の他の実施例を示す
回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the switching power supply of the present invention.
【図４】本発明のスイッチング電源を他励型とした実施
例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an embodiment in which the switching power supply of the present invention is a separately excited type.
【図５】電流特性にオフセットを与える具体例を示す半
導体回路図である。FIG. 5 is a semiconductor circuit diagram showing a specific example of giving an offset to a current characteristic.
【図６】ハーフブリッジ型の電流共振型スイッチング電
源の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a half-bridge type current resonance type switching power supply.
【図７】ハーフブリッジ型の電流共振型のスイッチング
電源の等価回路と信号波形図である。FIG. 7 is an equivalent circuit and signal waveform diagram of a half-bridge type current resonance type switching power supply.
Ｄ1 ブリッジ型整流回路 Ｑ1 、Ｑ2 スイッチング素子 Ｔ1 ドライブトランス ＬＢ1 、ＬＢ2 駆動コイル Ｃ1 平滑コンデンサ Ｃ4 共振コンデンサ Ｔ2 絶縁トランス Ｌ1 １次コイル Ｌ2 ２次コイル Ｔ3 直交型のドライブトランス ＤZ ツエナーダイオードD 1 bridge rectifier circuit Q 1, Q 2 switching elements T 1 drive transformer LB 1, LB 2 driving coil C 1 smoothing capacitor C 4 resonant capacitor T 2 isolation transformer L 1 1 primary coil L 2 2 coil T 3 orthogonal Drive transformer D Z Zener diode
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ａ 9181−5Ｈ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Office reference number FI technical display location H02M 7/5387 A 9181-5H
Claims (6)
はハーフブリッジ接続されたバイポーラトランジスタを
交互に断続して絶縁トランスの１次巻線に交番電流を印
加し、上記絶縁トランスの２次巻線から所定の交番電圧
が得られるようにした電流共振型スイッチング電源にお
いて、 上記バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に対
して逆方向に導通特性を有する半導体素子を接続し、該
半導体素子の有するオフセット電圧によって上記バイポ
ーラトランジスタの駆動信号に逆方向のバイアス電圧が
加わるようにしたことを特徴とする電流共振型スイッチ
ング電源。1. A secondary winding of the insulation transformer, wherein alternating currents are applied to the primary winding of the insulation transformer by alternately connecting and disconnecting a full-bridge connected or a half-bridge connected bipolar transistor with respect to a DC voltage. In a current resonance type switching power supply which is capable of obtaining a predetermined alternating voltage from, a semiconductor element having conduction characteristics in the opposite direction is connected between the base and emitter of the bipolar transistor, and the offset voltage of the semiconductor element is used. A current resonance type switching power supply characterized in that a reverse bias voltage is applied to a drive signal of the bipolar transistor.
よって構成されていることを特徴とする請求項１に記載
の電流共振型スイッチング電源。2. The current resonance type switching power supply according to claim 1, wherein the semiconductor element is constituted by a Zener diode.
直列接続によって構成されていることを特徴とする請求
項１に記載の電流共振型スイッチング電源。3. The current resonance type switching power supply according to claim 1, wherein the semiconductor element is formed by connecting two or more diodes in series.
オードの並列接続によって構成されていることを特徴と
する請求項１に記載の電流共振型スイッチング電源。4. The current resonance type switching power supply according to claim 1, wherein the semiconductor element is formed by connecting two or more Zener diodes in parallel.
ドと上記ダイオードの直列接続によって構成されている
ことを特徴とする請求項１に記載の電流共振型スイッチ
ング電源。5. The current resonance type switching power supply according to claim 1, wherein the semiconductor element is configured by connecting the Zener diode and the diode in series.
されていることを特徴とする請求項５に記載の電流共振
型スイッチング電源。6. The current resonance type switching power supply according to claim 5, wherein the series connection is connected in parallel in two or more circuits.
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