JPH08196081A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH08196081A JPH08196081A JP7005392A JP539295A JPH08196081A JP H08196081 A JPH08196081 A JP H08196081A JP 7005392 A JP7005392 A JP 7005392A JP 539295 A JP539295 A JP 539295A JP H08196081 A JPH08196081 A JP H08196081A
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- capacitor
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- snubber
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチング動作に伴うスイッチング素子に
加わる過電圧を抑制する。 【構成】 本発明の電力変換装置は、直流電源と、スイ
ッチング素子とフリーホイールダイオードと中性点ダイ
オードとからなる主回路と、上記主回路のスイッチング
素子のスイッチング時に生じる電圧上昇率を制御するス
イッチング素子に並列に接続されたスナバダイオードと
スナバコンデンサとの直列回路からなるスナバ回路と、
上記スナバダイオードとスナバコンデンサとの接続点に
接続される回生ダイオードと、この回生ダイオードと上
記直流電源との間に接続される回生コンデンサと、この
回生コンデンサに並列に接続されたスイッチング回路と
回生リアクトルとの直列回路と、直流電源の中性電位点
と上記スイッチング回路との間に接続されるダイオード
と、直流電源の中性電位点と上記回生ダイオードとの間
に接続されるクランプコンデンサとを有する。
加わる過電圧を抑制する。 【構成】 本発明の電力変換装置は、直流電源と、スイ
ッチング素子とフリーホイールダイオードと中性点ダイ
オードとからなる主回路と、上記主回路のスイッチング
素子のスイッチング時に生じる電圧上昇率を制御するス
イッチング素子に並列に接続されたスナバダイオードと
スナバコンデンサとの直列回路からなるスナバ回路と、
上記スナバダイオードとスナバコンデンサとの接続点に
接続される回生ダイオードと、この回生ダイオードと上
記直流電源との間に接続される回生コンデンサと、この
回生コンデンサに並列に接続されたスイッチング回路と
回生リアクトルとの直列回路と、直流電源の中性電位点
と上記スイッチング回路との間に接続されるダイオード
と、直流電源の中性電位点と上記回生ダイオードとの間
に接続されるクランプコンデンサとを有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は電力変換装置に関す
る。
る。
【０００２】
【従来の技術】インバータ装置などの電力変換装置にス
イッチング素子を適用する場合には、素子がオフ状態か
らオン状態に移るターンオン時の素子電流の立ち上がり
ｄｉ／ｄｔおよび、素子がオン状態からオフ状態に移る
ターンオフ時の素子電圧の立ち上がりｄｖ／ｄｔのそれ
ぞれを素子が耐えられる限界に制限するためにスナバ回
路が用いられ、そのスナバ回路のエネルギを回収するこ
とによって、装置の効率の向上をはかっている。
イッチング素子を適用する場合には、素子がオフ状態か
らオン状態に移るターンオン時の素子電流の立ち上がり
ｄｉ／ｄｔおよび、素子がオン状態からオフ状態に移る
ターンオフ時の素子電圧の立ち上がりｄｖ／ｄｔのそれ
ぞれを素子が耐えられる限界に制限するためにスナバ回
路が用いられ、そのスナバ回路のエネルギを回収するこ
とによって、装置の効率の向上をはかっている。
【０００３】従来のＮＰＣインバータ回路を図５に示
す。ＮＰＣインバータ回路は直流電源とインバータ主回
路と回生回路から構成される。
す。ＮＰＣインバータ回路は直流電源とインバータ主回
路と回生回路から構成される。
【０００４】直流電源は正側直流電源１P と負側電流電
源１N とから構成される。インバータ主回路の一相分
は、直流電源の正負母線間に直列接続されたスイッチン
グ素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄと、上記スイッチング素
子にそれぞれ逆並列接続されたフリーホイールダイオー
ド３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄと、上記スイッチング素子に
それぞれ並列接続されたスナバダイオードとスナバコン
デンサとを直列接続したスナバ回路と、スナバダイオー
ド４ｂ，４ｃにそれぞれ並列接続された放電抵抗６ｂ，
６ｃと、直流電源の中間電位点とスイッチング素子２ａ
と２ｂの直列接続点との間に設けられた中性点ダイオー
ド７P と、直流電源の中間電位点とスイッチング素子２
ｃと２ｄの直列接続点との間に設けられた中性点ダイオ
ード７N と、スイッチング素子に直列接続されたアノー
ドリアクトル８P ，８Nとから構成される。
源１N とから構成される。インバータ主回路の一相分
は、直流電源の正負母線間に直列接続されたスイッチン
グ素子２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄと、上記スイッチング素
子にそれぞれ逆並列接続されたフリーホイールダイオー
ド３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄと、上記スイッチング素子に
それぞれ並列接続されたスナバダイオードとスナバコン
デンサとを直列接続したスナバ回路と、スナバダイオー
ド４ｂ，４ｃにそれぞれ並列接続された放電抵抗６ｂ，
６ｃと、直流電源の中間電位点とスイッチング素子２ａ
と２ｂの直列接続点との間に設けられた中性点ダイオー
ド７P と、直流電源の中間電位点とスイッチング素子２
ｃと２ｄの直列接続点との間に設けられた中性点ダイオ
ード７N と、スイッチング素子に直列接続されたアノー
ドリアクトル８P ，８Nとから構成される。
【０００５】回生回路は、スナバダイオード４ａと、ス
ナバコンデンサ５ａの接続点にアノード側が接続される
回生ダイオード９P と、直流電源の正極と回生ダイオー
ド９P のカソード側との間に接続される回生コンデンサ
10P と、回生コンデンサ10Pに並列に接続されるスイッ
チング回路11P と回生リアクトル12P との直列回路と、
直流電源の中性点とスイッチング回路11P との間に接続
される回生ダイオード13P とからなり、チョッパ回路と
して動作する。また、ここでは、正側についてのみ回生
回路を記したが、負側についても同様の回生回路を有し
ている。
ナバコンデンサ５ａの接続点にアノード側が接続される
回生ダイオード９P と、直流電源の正極と回生ダイオー
ド９P のカソード側との間に接続される回生コンデンサ
10P と、回生コンデンサ10Pに並列に接続されるスイッ
チング回路11P と回生リアクトル12P との直列回路と、
直流電源の中性点とスイッチング回路11P との間に接続
される回生ダイオード13P とからなり、チョッパ回路と
して動作する。また、ここでは、正側についてのみ回生
回路を記したが、負側についても同様の回生回路を有し
ている。
【０００６】一般にスイッチング素子の場合、素子がオ
フ状態からオン状態に移るターンオン時の素子の立ち上
がり（ｄｉ／ｄｔ）および、素子がオン状態からオフ状
態に移るターンオフ時の素子電圧の立ち上がり（ｄｖ／
ｄｔ）のそれぞれを、素子が耐えられる限界に制限しな
ければならない。これらを実現するための回路がスナバ
回路と呼ばれる。
フ状態からオン状態に移るターンオン時の素子の立ち上
がり（ｄｉ／ｄｔ）および、素子がオン状態からオフ状
態に移るターンオフ時の素子電圧の立ち上がり（ｄｖ／
ｄｔ）のそれぞれを、素子が耐えられる限界に制限しな
ければならない。これらを実現するための回路がスナバ
回路と呼ばれる。
【０００７】スナバ回路は、スナバダイオードと、スナ
バコンデンサからなりスイッチング素子のｄｖ／ｄｔを
抑え、アノードリアクトルがスイッチング素子のｄｉ／
ｄｔを抑える。
バコンデンサからなりスイッチング素子のｄｖ／ｄｔを
抑え、アノードリアクトルがスイッチング素子のｄｉ／
ｄｔを抑える。
【０００８】この時、スナバコンデンサに蓄えられたエ
ネルギは、回生ダイオードを介し、回生コンデンサで集
められ、スイッチング回路、回生リアクトルを経由して
直流電源に回生される。以下この動作を説明する。
ネルギは、回生ダイオードを介し、回生コンデンサで集
められ、スイッチング回路、回生リアクトルを経由して
直流電源に回生される。以下この動作を説明する。
【０００９】スイッチング素子２ａがオンした時、スナ
バダイオード４ａとスナバコンデンサ５ａとの接続点の
電位は、直流電源の電位よりも直流電源電圧分だけ高く
なるので、回生ダイオード９P が導通し、スナバコンデ
ンサ５ａの放電電流は回生コンデンサ10P を充電する。
回生コンデンサ10P の電圧は、直流電源電圧よりも十分
低い一定の電圧になるように、スイッチング回路11P で
制御されているので、スナバコンデンサ５ａに蓄えられ
たエネルギのほとんどすべてが回生コンデンサ10P 、ス
イッチング回路11P を経由して回生リアクトル12P に送
り込まれる。回生リアクトル12P のエネルギは、スイッ
チング回路11P のスイッチング素子がオフしている期間
に回生ダイオード13P を通じて直流電源に戻され、その
結果的にスナバコンデンサ５ａのエネルギが直流電源に
回生されることになる。上記は、正側の回生回路で述べ
たが、負側の回生回路も同様に動作する。
バダイオード４ａとスナバコンデンサ５ａとの接続点の
電位は、直流電源の電位よりも直流電源電圧分だけ高く
なるので、回生ダイオード９P が導通し、スナバコンデ
ンサ５ａの放電電流は回生コンデンサ10P を充電する。
回生コンデンサ10P の電圧は、直流電源電圧よりも十分
低い一定の電圧になるように、スイッチング回路11P で
制御されているので、スナバコンデンサ５ａに蓄えられ
たエネルギのほとんどすべてが回生コンデンサ10P 、ス
イッチング回路11P を経由して回生リアクトル12P に送
り込まれる。回生リアクトル12P のエネルギは、スイッ
チング回路11P のスイッチング素子がオフしている期間
に回生ダイオード13P を通じて直流電源に戻され、その
結果的にスナバコンデンサ５ａのエネルギが直流電源に
回生されることになる。上記は、正側の回生回路で述べ
たが、負側の回生回路も同様に動作する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】一般的にスイッチング
素子を使用した大容量変換装置は電流や電圧が大きいた
め、ブスサイズや電気部品が大形となり各配線距離は長
くなり、その間の配線インダクタンスが増える。特に上
述のようなスナバコンデンサ５ａに蓄えられたエネルギ
を回生コンデンサ10P に送り込むループでは、このルー
プのインダクタンスが大きいとスイッチング素子２ａが
オンした時、スナバダイオード４ａとスナバコンデンサ
５ａとの接続点の電位が、直流電源の電位よりも直流電
源電圧分だけ高くなり、回生ダイオード９P を介して回
生コンデンサ10P に流れ込む際に、電圧上昇分より早く
エネルギを回生コンデンサ10P に流し込むことができな
くなるため、スイッチング素子２ａに過電圧が加わるこ
とになる。それによってスイッチング素子２ａオフ時の
許容電圧耐量をオーバーし破壊する場合がある。
素子を使用した大容量変換装置は電流や電圧が大きいた
め、ブスサイズや電気部品が大形となり各配線距離は長
くなり、その間の配線インダクタンスが増える。特に上
述のようなスナバコンデンサ５ａに蓄えられたエネルギ
を回生コンデンサ10P に送り込むループでは、このルー
プのインダクタンスが大きいとスイッチング素子２ａが
オンした時、スナバダイオード４ａとスナバコンデンサ
５ａとの接続点の電位が、直流電源の電位よりも直流電
源電圧分だけ高くなり、回生ダイオード９P を介して回
生コンデンサ10P に流れ込む際に、電圧上昇分より早く
エネルギを回生コンデンサ10P に流し込むことができな
くなるため、スイッチング素子２ａに過電圧が加わるこ
とになる。それによってスイッチング素子２ａオフ時の
許容電圧耐量をオーバーし破壊する場合がある。
【００１１】仮に許容値以内でスイッチング素子が破壊
しなくともオフ電圧が高いためスイッチング損失が増え
て、冷却への影響、小型化、高効率化に弊害となってし
まう。
しなくともオフ電圧が高いためスイッチング損失が増え
て、冷却への影響、小型化、高効率化に弊害となってし
まう。
【００１２】従って、スナバコンデンサ５ａと回生ダイ
オード９P と回生コンデンサ10P の回路のインダクタン
スを少なくすることが上述の問題を解決する重要なポイ
ントである。
オード９P と回生コンデンサ10P の回路のインダクタン
スを少なくすることが上述の問題を解決する重要なポイ
ントである。
【００１３】また直流電源とスイッチング素子の配線距
離が長くなると、ＰＷＭスイッチングによる高周波電流
のためブスが発熱するため、正側、負側の主回路ループ
の直流電源ＧＴＯ素子−負荷−中性点の配線をなるべく
短くしてインダクタンスを小さくする必要がある。
離が長くなると、ＰＷＭスイッチングによる高周波電流
のためブスが発熱するため、正側、負側の主回路ループ
の直流電源ＧＴＯ素子−負荷−中性点の配線をなるべく
短くしてインダクタンスを小さくする必要がある。
【００１４】そこで、以下に示すような構成とした場合
について考える。図６、図７は2000kVA を超えるＮＰＣ
インバータ装置の例で、図６は最上部に複数個の直流コ
ンデンサ14、回生回路15、正極、負極のインバータ主回
路を一つのユニットに実装したインバータユニット16
ｕ，16ｖ，16ｗを配置している。図７は図６の回生回路
15、インバータユニット16ｕ，16ｖ，16ｗを横の列に配
置した例である。
について考える。図６、図７は2000kVA を超えるＮＰＣ
インバータ装置の例で、図６は最上部に複数個の直流コ
ンデンサ14、回生回路15、正極、負極のインバータ主回
路を一つのユニットに実装したインバータユニット16
ｕ，16ｖ，16ｗを配置している。図７は図６の回生回路
15、インバータユニット16ｕ，16ｖ，16ｗを横の列に配
置した例である。
【００１５】そしてその冷却方法はＧＴＯ及び他の主回
路用品の発熱量が大きいため水冷方式を採用している。
両者ともインバータユニット16ｕ，16ｖ，16ｗの間近に
直流コンデンサ14を搭載して最短で幅の広い導体で配線
する。
路用品の発熱量が大きいため水冷方式を採用している。
両者ともインバータユニット16ｕ，16ｖ，16ｗの間近に
直流コンデンサ14を搭載して最短で幅の広い導体で配線
する。
【００１６】4000kVA クラスのインバータ装置では直流
コンデンサ容量は正極、負極それぞれ7500μＦ程度必要
になり 750μＦの直流コンデンサがそれぞれ10個並列構
成になる。直流コンデンサ１個の外形が 120mm（Ｗ）×
650mm（Ｄ）× 600mm（Ｈ）程度になる。
コンデンサ容量は正極、負極それぞれ7500μＦ程度必要
になり 750μＦの直流コンデンサがそれぞれ10個並列構
成になる。直流コンデンサ１個の外形が 120mm（Ｗ）×
650mm（Ｄ）× 600mm（Ｈ）程度になる。
【００１７】回生回路15、インバータユニット16ｕ，16
ｖ，16ｗはそれぞれ 900mm（Ｗ）×650mm（Ｄ）× 400m
m（Ｈ）程度の外形になり、図６の場合は盤の高さは300
0mm以上になり、一般的な高さ寸法2300mmを大幅に上回
ることになる。また電気室の高さ寸法から見ても非現実
的な寸法である。図７の場合は盤の幅が2500mm以上にな
り非常に大きくなりインバータユニット14ｕ，14ｖ，14
ｗ、直流コンデンサ２を支える構造物のスパンが広がり
強度的にも不安定になる。（図示省略） またインバータ負荷容量に応じ、ＧＴＯ素子を搭載した
インバータ部分のインバータユニットはハードを変えず
に冷却水量を可変する事によりインバータ装置容量を可
変できる。その場合はもちろん直流コンデンサ容量も変
えることになり、並列数を増減する。
ｖ，16ｗはそれぞれ 900mm（Ｗ）×650mm（Ｄ）× 400m
m（Ｈ）程度の外形になり、図６の場合は盤の高さは300
0mm以上になり、一般的な高さ寸法2300mmを大幅に上回
ることになる。また電気室の高さ寸法から見ても非現実
的な寸法である。図７の場合は盤の幅が2500mm以上にな
り非常に大きくなりインバータユニット14ｕ，14ｖ，14
ｗ、直流コンデンサ２を支える構造物のスパンが広がり
強度的にも不安定になる。（図示省略） またインバータ負荷容量に応じ、ＧＴＯ素子を搭載した
インバータ部分のインバータユニットはハードを変えず
に冷却水量を可変する事によりインバータ装置容量を可
変できる。その場合はもちろん直流コンデンサ容量も変
えることになり、並列数を増減する。
【００１８】その問題を解決するためには最大負荷容量
を加味し直流コンデンサの並列数を最大にし、実装する
構造にする方法があるが、それを収納するキュービクル
がむやみに大きくなる。
を加味し直流コンデンサの並列数を最大にし、実装する
構造にする方法があるが、それを収納するキュービクル
がむやみに大きくなる。
【００１９】従って、両者とも一つの筐体に直流コンデ
ンサ、インバータ主回路を収納すると、インバータ主回
路部分の標準化を阻害するばかりか、インバータ装置外
形が大きくなる。
ンサ、インバータ主回路を収納すると、インバータ主回
路部分の標準化を阻害するばかりか、インバータ装置外
形が大きくなる。
【００２０】それら問題を解決するために直流コンデン
サとインバータ主回路を独立した盤構成にする方法があ
るが、前述の様に直流コンデンサとインバータ間の配線
が長くなるため、ＰＷＭスイッチングによる高周波によ
り、その配線であるブスが加熱してしまう問題がある。
サとインバータ主回路を独立した盤構成にする方法があ
るが、前述の様に直流コンデンサとインバータ間の配線
が長くなるため、ＰＷＭスイッチングによる高周波によ
り、その配線であるブスが加熱してしまう問題がある。
【００２１】よって、本発明の電力変換装置では、スイ
ッチング動作にともなうスイッチング素子に加わる過電
圧を抑制し、高効率でコンパクトで且つ高信頼性を実現
することを目的とする。
ッチング動作にともなうスイッチング素子に加わる過電
圧を抑制し、高効率でコンパクトで且つ高信頼性を実現
することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１に係る電力変換装置では、直流電
源と、スイッチング素子とフリーホイールダイオードと
中性点ダイオードとからなる主回路と、上記主回路のス
イッチング素子のスイッチング時に生じる電圧上昇率を
制御するスイッチング素子に並列に接続されたスナバダ
イオードとスナバコンデンサとの直列回路からなるスナ
バ回路と、上記スナバダイオードとスナバコンデンサと
の接続点に接続される回生ダイオードと、この回生ダイ
オードと上記直流電源との間に接続される回生コンデン
サと、この回生コンデンサに並列に接続されたスイッチ
ング回路と回生リアクトルとの直列回路と、直流電源の
中性電位点と上記スイッチング回路との間に接続される
ダイオードと、直流電源の中性電位点と上記回生ダイオ
ードとの間に接続されるクランプコンデンサとを有した
ことを特徴とする。
に、本発明の請求項１に係る電力変換装置では、直流電
源と、スイッチング素子とフリーホイールダイオードと
中性点ダイオードとからなる主回路と、上記主回路のス
イッチング素子のスイッチング時に生じる電圧上昇率を
制御するスイッチング素子に並列に接続されたスナバダ
イオードとスナバコンデンサとの直列回路からなるスナ
バ回路と、上記スナバダイオードとスナバコンデンサと
の接続点に接続される回生ダイオードと、この回生ダイ
オードと上記直流電源との間に接続される回生コンデン
サと、この回生コンデンサに並列に接続されたスイッチ
ング回路と回生リアクトルとの直列回路と、直流電源の
中性電位点と上記スイッチング回路との間に接続される
ダイオードと、直流電源の中性電位点と上記回生ダイオ
ードとの間に接続されるクランプコンデンサとを有した
ことを特徴とする。
【００２３】本発明の請求項２に係る電力変換装置で
は、請求項１記載の電力変換装置において上記クランプ
コンデンサを出力の三相に対して一括に接続することを
特徴とする。
は、請求項１記載の電力変換装置において上記クランプ
コンデンサを出力の三相に対して一括に接続することを
特徴とする。
【００２４】本発明の請求項３に係る電力変換装置で
は、請求項１記載の電力変換装置において、正側直流主
回路と負側直流主回路の一相分のスイッチング素子とフ
リーホイールダイオードと中性点ダイオードとクランプ
コンデンサとを一つのユニットに実装したことを特徴と
する。
は、請求項１記載の電力変換装置において、正側直流主
回路と負側直流主回路の一相分のスイッチング素子とフ
リーホイールダイオードと中性点ダイオードとクランプ
コンデンサとを一つのユニットに実装したことを特徴と
する。
【００２５】本発明の請求項４に係る電力変換装置で
は、請求項１乃至請求項３記載の電力変換装置におい
て、複数の直流コンデンサからなる直流電源と複数のス
イッチング素子からなるインバータ回路とをそれぞれ独
立した筐体に収納し、前記直流電源と前記インバータ回
路とを接続する正側直流主回路母線と中性点母線と負側
直流主回路母線とを絶縁物を介して密着させて配線する
ことを特徴とする。
は、請求項１乃至請求項３記載の電力変換装置におい
て、複数の直流コンデンサからなる直流電源と複数のス
イッチング素子からなるインバータ回路とをそれぞれ独
立した筐体に収納し、前記直流電源と前記インバータ回
路とを接続する正側直流主回路母線と中性点母線と負側
直流主回路母線とを絶縁物を介して密着させて配線する
ことを特徴とする。
【００２６】
【作用】本発明の請求項１に係る電力変換装置では、直
流電源の中性電位点と正側の回生ダイオードのカソード
側との間に第１のクランプコンデンサと、直流電源の中
性電位点と負側の回生ダイオードのアノード側との間に
第２のクランプコンデンサとを設けることにより、スイ
ッチング素子のオフ時のピークオフ電圧がクランプされ
スイッチング素子に加わる過電圧を抑制することができ
る。
流電源の中性電位点と正側の回生ダイオードのカソード
側との間に第１のクランプコンデンサと、直流電源の中
性電位点と負側の回生ダイオードのアノード側との間に
第２のクランプコンデンサとを設けることにより、スイ
ッチング素子のオフ時のピークオフ電圧がクランプされ
スイッチング素子に加わる過電圧を抑制することができ
る。
【００２７】本発明の請求項２に係る電力変換装置で
は、三相一括に直流電源の中性電位点と正側の回生ダイ
オードのカソード側との間に第１のクランプコンデンサ
と、直流電源の中性電位点と負側の回生ダイオードのア
ノード側との間に第２のクランプコンデンサとを設ける
ことにより、スイッチング素子のオフ時のピークオフ電
圧がクランプされスイッチング素子に加わる過電圧を抑
制することができる。
は、三相一括に直流電源の中性電位点と正側の回生ダイ
オードのカソード側との間に第１のクランプコンデンサ
と、直流電源の中性電位点と負側の回生ダイオードのア
ノード側との間に第２のクランプコンデンサとを設ける
ことにより、スイッチング素子のオフ時のピークオフ電
圧がクランプされスイッチング素子に加わる過電圧を抑
制することができる。
【００２８】本発明の請求項３に係る電力変換装置で
は、主回路とクランプコンデンサを１つのユニットに実
装することによって、スイッチング素子のオフ時のピー
クオフ電圧がクランプされスイッチング素子に加わる過
電圧を抑制することができ、また、回生コンデンサと別
のユニットとすることにより、回生コンデンサに万が一
のことがあっても事故の拡大を防止する。
は、主回路とクランプコンデンサを１つのユニットに実
装することによって、スイッチング素子のオフ時のピー
クオフ電圧がクランプされスイッチング素子に加わる過
電圧を抑制することができ、また、回生コンデンサと別
のユニットとすることにより、回生コンデンサに万が一
のことがあっても事故の拡大を防止する。
【００２９】本発明の請求項４に係る電力変換装置で
は、直流電源とインバータとを接続する母線を絶縁物を
介して密着して接続するために、ＰＷＭスイッチングに
よる高周波によりブスの加熱を防止する。
は、直流電源とインバータとを接続する母線を絶縁物を
介して密着して接続するために、ＰＷＭスイッチングに
よる高周波によりブスの加熱を防止する。
【００３０】
【実施例】本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施例を示すＮＰＣインバータの
構成図である。ＮＰＣインバータ回路は直流電源とイン
バータ主回路と回生回路とから構成される。
図１は本発明の第１の実施例を示すＮＰＣインバータの
構成図である。ＮＰＣインバータ回路は直流電源とイン
バータ主回路と回生回路とから構成される。
【００３１】直流電源は正側直流電源１P と負側電流電
源１N とから構成される。インバータ主回路の一相分
は、直流電源の正負母線間に直列接続されたスイッチン
グ素子（例えばＧＴＯ素子）２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ
と、上記スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された
フリーホイールダイオード３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄと、
上記スイッチング素子にそれぞれ並列接続されたスナバ
ダイオードとスナバコンデンサとを直列接続したスナバ
回路と、スナバダイオード４ｂ，４ｃにそれぞれ並列接
続された放電抵抗６ｂ，６ｃと、直流電源の中間電位点
とスイッチング素子２ａと２ｂの直列接続点との間に設
けられた中性点ダイオード７P と、直流電源の中間電位
点とスイッチング素子２ｃと２ｄの直列接続点との間に
設けられた中性点ダイオード７N と、スイッチング素子
に直列接続されたアノードリアクトル８P ，８N とから
構成される。
源１N とから構成される。インバータ主回路の一相分
は、直流電源の正負母線間に直列接続されたスイッチン
グ素子（例えばＧＴＯ素子）２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ
と、上記スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された
フリーホイールダイオード３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄと、
上記スイッチング素子にそれぞれ並列接続されたスナバ
ダイオードとスナバコンデンサとを直列接続したスナバ
回路と、スナバダイオード４ｂ，４ｃにそれぞれ並列接
続された放電抵抗６ｂ，６ｃと、直流電源の中間電位点
とスイッチング素子２ａと２ｂの直列接続点との間に設
けられた中性点ダイオード７P と、直流電源の中間電位
点とスイッチング素子２ｃと２ｄの直列接続点との間に
設けられた中性点ダイオード７N と、スイッチング素子
に直列接続されたアノードリアクトル８P ，８N とから
構成される。
【００３２】回生回路は、スナバダイオード４ａとスナ
バコンデンサ５ａの接続点にアノード側が接続される回
生ダイオード９P と、直流電源の正極と回生ダイオード
９Pのカソード側との間に接続される回生コンデンサ10P
と、回生コンデンサ10P に並列に接続されるスイッチ
ング回路11P と回生リアクトル12P との直列回路と、直
流電源の中性電位点とスイッチング回路11P との間に接
続される回生ダイオード13P と、直流電源の中性電位点
と回生ダイオード９P のカソード側との間に接続される
クランプコンデンサ17P とから構成される。また、ここ
では、正側についてのみ回生回路を記したが負側につい
ても同様の回生回路を有している。
バコンデンサ５ａの接続点にアノード側が接続される回
生ダイオード９P と、直流電源の正極と回生ダイオード
９Pのカソード側との間に接続される回生コンデンサ10P
と、回生コンデンサ10P に並列に接続されるスイッチ
ング回路11P と回生リアクトル12P との直列回路と、直
流電源の中性電位点とスイッチング回路11P との間に接
続される回生ダイオード13P と、直流電源の中性電位点
と回生ダイオード９P のカソード側との間に接続される
クランプコンデンサ17P とから構成される。また、ここ
では、正側についてのみ回生回路を記したが負側につい
ても同様の回生回路を有している。
【００３３】この様に直流電源の中性電位点と回生ダイ
オード９P のカソード側との間に第１のクランプコンデ
ンサ17P と、直流電源の中性電位点と回生ダイオード９
N のアノード側との間に第２のクランプコンデンサ17N
とを設けることにより、スイッチング素子のオフ時のピ
ークオフ電圧がクランプされスイッチング素子に加わる
過電圧を抑制することができる。
オード９P のカソード側との間に第１のクランプコンデ
ンサ17P と、直流電源の中性電位点と回生ダイオード９
N のアノード側との間に第２のクランプコンデンサ17N
とを設けることにより、スイッチング素子のオフ時のピ
ークオフ電圧がクランプされスイッチング素子に加わる
過電圧を抑制することができる。
【００３４】次の本発明第２の実施例について図２を参
照して説明する。図２は、第１の実施例において各相毎
に設けていた第１及び第２のクランプコンデンサ17P ，
17N を三相一括にして設けたＮＰＣインバータ回路であ
る。
照して説明する。図２は、第１の実施例において各相毎
に設けていた第１及び第２のクランプコンデンサ17P ，
17N を三相一括にして設けたＮＰＣインバータ回路であ
る。
【００３５】この様に三相一括に直流電源の中性電位点
と回生ダイオード９P のカソード側との間に第１のクラ
ンプコンデンサ17P と、直流電源の中性電位点と回生ダ
イオードのアノード側との間に第２のクランプコンデン
サ17N とを設けることにより、スイッチング素子のオフ
時のピークオフ電圧がクランプされスイッチング素子に
加わる過電圧を抑制することができる。
と回生ダイオード９P のカソード側との間に第１のクラ
ンプコンデンサ17P と、直流電源の中性電位点と回生ダ
イオードのアノード側との間に第２のクランプコンデン
サ17N とを設けることにより、スイッチング素子のオフ
時のピークオフ電圧がクランプされスイッチング素子に
加わる過電圧を抑制することができる。
【００３６】次にこの様なＮＰＣインバータ回路の実装
構造について説明する。図３は、ＮＰＣインバータ回路
の実装構造を示すものであり、直流コンデンサ盤21とイ
ンバータ盤22と制御盤23とからなっている。
構造について説明する。図３は、ＮＰＣインバータ回路
の実装構造を示すものであり、直流コンデンサ盤21とイ
ンバータ盤22と制御盤23とからなっている。
【００３７】直流コンデンサ盤21には直流電源である直
流コンデンサ24が搭載されている。インバータ盤22に
は、クランプコンデンサ17を含むインバータ主回路の一
相分をユニットとしたインバータユニットを上からＵ相
インバータユニット25ｕ、Ｖ相インバータユニット25
ｖ、Ｗ相インバータユニット25ｗの順に搭載している。
また、最下段には、スナバエネルギを直流電源に回生す
るスナバ回路、回生回路をユニットとした回生チョッパ
ユニット26が搭載されている。
流コンデンサ24が搭載されている。インバータ盤22に
は、クランプコンデンサ17を含むインバータ主回路の一
相分をユニットとしたインバータユニットを上からＵ相
インバータユニット25ｕ、Ｖ相インバータユニット25
ｖ、Ｗ相インバータユニット25ｗの順に搭載している。
また、最下段には、スナバエネルギを直流電源に回生す
るスナバ回路、回生回路をユニットとした回生チョッパ
ユニット26が搭載されている。
【００３８】このインバータユニットでは回生コンデン
サ10をインバータユニット25ｕ，25ｖ，25ｗに各々接続
すれば、スイッチング素子への過電圧を減らすことがで
きるが、回生コンデンサ10は特性上アルミ電解コンデン
サを使用する必要があり、万が一何らかの原因により爆
発等で事故拡大を最小限に抑え安全性を向上させるため
にインバータユニット25ｕ，25ｖ，25ｗと分離してい
る。したがって、回生チョッパユニット26まで最も遠い
インバータユニット25ｕのスイッチング素子までのイン
ダクタンスが大きくなりスイッチング素子に過電圧が加
わる。これを解決するために前述のクランプコンデンサ
17を挿入する。
サ10をインバータユニット25ｕ，25ｖ，25ｗに各々接続
すれば、スイッチング素子への過電圧を減らすことがで
きるが、回生コンデンサ10は特性上アルミ電解コンデン
サを使用する必要があり、万が一何らかの原因により爆
発等で事故拡大を最小限に抑え安全性を向上させるため
にインバータユニット25ｕ，25ｖ，25ｗと分離してい
る。したがって、回生チョッパユニット26まで最も遠い
インバータユニット25ｕのスイッチング素子までのイン
ダクタンスが大きくなりスイッチング素子に過電圧が加
わる。これを解決するために前述のクランプコンデンサ
17を挿入する。
【００３９】制御盤23には、スイッチング素子のゲート
を制御するゲート制御基板27と、その他の制御機器が実
装されている。そして、直流コンデンサ盤21とインバー
タ盤22との間の接続は、ＰＷＭスイッチングによる高周
波により、その配線であるブスが加熱しないように、直
流コンデンサ盤21とインバータ盤22との間の主回路母線
Ｐ，Ｏ，Ｎは図４に示すように各々の母線間に絶縁板28
を挿入し密着して接続するか、各々の母線を絶縁被覆し
て密着して接続する。
を制御するゲート制御基板27と、その他の制御機器が実
装されている。そして、直流コンデンサ盤21とインバー
タ盤22との間の接続は、ＰＷＭスイッチングによる高周
波により、その配線であるブスが加熱しないように、直
流コンデンサ盤21とインバータ盤22との間の主回路母線
Ｐ，Ｏ，Ｎは図４に示すように各々の母線間に絶縁板28
を挿入し密着して接続するか、各々の母線を絶縁被覆し
て密着して接続する。
【００４０】よって、直流コンデンサとインバータ主回
路を分離したことにより負荷容量増減によってもインバ
ータ部の基本構造を変えることがなくユニット、筐体の
標準化が容易にできる。
路を分離したことにより負荷容量増減によってもインバ
ータ部の基本構造を変えることがなくユニット、筐体の
標準化が容易にできる。
【００４１】また、負荷容量増減により直流コンデンサ
を収納するキュービクルを最適な寸法にでき、コンパク
ト、低コスト化が計れる。インバータユニットと集積コ
ンデンサの実装したチョッパユニットを分離することに
より、コンパクト性、保守性が向上するばかりではな
く、集積コンデンサの万が一の爆発に対しても最小限に
事故拡大を防止することが可能で安全性にも優れる。直
流コンデンサを独立したことにより、万が一コンデンサ
が破壊し内部の油が流れ火災が発生した場合に、盤間の
仕切板より延焼をくい止めることができる。
を収納するキュービクルを最適な寸法にでき、コンパク
ト、低コスト化が計れる。インバータユニットと集積コ
ンデンサの実装したチョッパユニットを分離することに
より、コンパクト性、保守性が向上するばかりではな
く、集積コンデンサの万が一の爆発に対しても最小限に
事故拡大を防止することが可能で安全性にも優れる。直
流コンデンサを独立したことにより、万が一コンデンサ
が破壊し内部の油が流れ火災が発生した場合に、盤間の
仕切板より延焼をくい止めることができる。
【００４２】
【発明の効果】以上述べたように、本発明の請求項１記
載の電力変換装置では、直流電源の中性電位点と正側の
回生ダイオードのカソード側との間に第１のクランプコ
ンデンサと、直流電源の中性電位点と負側の回生ダイオ
ードのアノードとの間に第２のクランプコンデンサとを
設けることにより、スイッチング素子のオフ時のピーク
オフ電圧がクランプされスイッチング素子に加わる過電
圧を抑制することができる。
載の電力変換装置では、直流電源の中性電位点と正側の
回生ダイオードのカソード側との間に第１のクランプコ
ンデンサと、直流電源の中性電位点と負側の回生ダイオ
ードのアノードとの間に第２のクランプコンデンサとを
設けることにより、スイッチング素子のオフ時のピーク
オフ電圧がクランプされスイッチング素子に加わる過電
圧を抑制することができる。
【００４３】本発明の請求項２に係る電力変換装置で
は、三相一括に直流電源の中性電位点と正側の回生ダイ
オードのカソード側との間に第１のクランプコンデンサ
と、直流電源の中性電位点と負側の回生ダイオードのア
ノード側との間に第２のクランプコンデンサとを設ける
ことにより、スイッチング素子のオフ時のピークオフ電
圧がクランプされスイッチング素子に加わる過電圧を抑
制することができる。
は、三相一括に直流電源の中性電位点と正側の回生ダイ
オードのカソード側との間に第１のクランプコンデンサ
と、直流電源の中性電位点と負側の回生ダイオードのア
ノード側との間に第２のクランプコンデンサとを設ける
ことにより、スイッチング素子のオフ時のピークオフ電
圧がクランプされスイッチング素子に加わる過電圧を抑
制することができる。
【００４４】本発明の請求項３に係る電力変換装置で
は、主回路とクランプコンデンサを１つのユニットに実
装することによって、スイッチング素子のオフ時のピー
クオフ電圧がクランプされスイッチング素子に加わる過
電圧を抑制することができ、また、回生コンデンサと別
のユニットすることにより、回生コンデンサに万が一の
ことがあっても事故の拡大を防げる。
は、主回路とクランプコンデンサを１つのユニットに実
装することによって、スイッチング素子のオフ時のピー
クオフ電圧がクランプされスイッチング素子に加わる過
電圧を抑制することができ、また、回生コンデンサと別
のユニットすることにより、回生コンデンサに万が一の
ことがあっても事故の拡大を防げる。
【００４５】本発明の請求項４に係る電力変換装置で
は、直流電源とインバータとを接続する母線を絶縁物を
介して密着して接続するために、ＰＷＭスイッチングに
よる高周波によりブスが加熱されるのを防ぐ。
は、直流電源とインバータとを接続する母線を絶縁物を
介して密着して接続するために、ＰＷＭスイッチングに
よる高周波によりブスが加熱されるのを防ぐ。
【図１】本発明の第１の実施例の概略図
【図２】本発明の第２の実施例の概略図
【図３】本発明のＮＰＣインバータの概略実装図
【図４】本発明の母線構造図
【図５】従来のＮＰＣインバータの概略図
【図６】従来のＮＰＣインバータの概略実装図
【図７】従来のＮＰＣインバータの概略実装図
１P ，１N …直流電源 ２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ…スイッチング素子 ３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ…フリーホイールダイオード ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ…スナバダイオード ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ…スナバコンデンサ ７P ，７N …中性点ダイオード ９P ，９N …回生ダイオード 10P ，10N …回生コンデンサ 11P ，11N …スイッチング回路 12P ，12N …回生リアクトル 13P ，13N …回生ダイオード 17P ，17N …クランプコンデンサ 21…直流コンデンサ盤 22…インバータ盤 23…制御盤 24…直流コンデンサ 25ｕ，25ｖ，25ｗ…インバータユニット
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源と、スイッチング素子とフリー
ホイールダイオードと中性点ダイオードとからなる主回
路と、前記主回路のスイッチング素子のスイッチング時
に生じる電圧上昇率を制御するスイッチング素子に並列
に接続されたスナバダイオードとスナバコンデンサとの
直列回路からなるスナバ回路と、前記スナバダイオード
とスナバコンデンサとの接続点に接続される回生ダイオ
ードと、この回生ダイオードと前記直流電源との間に接
続される回生コンデンサと、この回生コンデンサに並列
に接続されたスイッチング回路と回生リアクトルとの直
列回路と、直流電源の中性電位点と前記スイッチング回
路との間に接続されるダイオードと、直流電源の中性電
位点と前記回生ダイオードとの間に接続されるクランプ
コンデンサとを具備したことを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項２】 前記クランプコンデンサを出力の三相に
対して一括に接続することを特徴とする請求項１記載の
電力変換装置。 - 【請求項３】 正側直流主回路と負側直流主回路の一相
分のスイッチング素子とフリーホイールダイオードと中
性点ダイオードとクランプコンデンサとを一つのユニッ
トに実装したことを特徴とする請求項１記載の電力変換
装置。 - 【請求項４】 複数の直流コンデンサからなる直流電源
と複数のスイッチング素子からなるインバータ回路とを
それぞれ独立した筐体に収納し、前記直流電源と前記イ
ンバータ回路とを接続する正側直流主回路母線と中性点
母線と負側直流主回路母線とを絶縁物を介して密着させ
て配線することを特徴とする請求項１乃至請求項３のい
ずれかに記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00539295A JP3292615B2 (ja) | 1995-01-18 | 1995-01-18 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00539295A JP3292615B2 (ja) | 1995-01-18 | 1995-01-18 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08196081A true JPH08196081A (ja) | 1996-07-30 |
| JP3292615B2 JP3292615B2 (ja) | 2002-06-17 |
Family
ID=11609896
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00539295A Expired - Lifetime JP3292615B2 (ja) | 1995-01-18 | 1995-01-18 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3292615B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10243631A (ja) * | 1997-02-27 | 1998-09-11 | Toshiba Corp | 電力変換器 |
| WO1999022437A1 (fr) * | 1997-10-27 | 1999-05-06 | Hitachi, Ltd. | Convertisseur d'energie |
| JP2008295182A (ja) * | 2007-05-24 | 2008-12-04 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
-
1995
- 1995-01-18 JP JP00539295A patent/JP3292615B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10243631A (ja) * | 1997-02-27 | 1998-09-11 | Toshiba Corp | 電力変換器 |
| WO1999022437A1 (fr) * | 1997-10-27 | 1999-05-06 | Hitachi, Ltd. | Convertisseur d'energie |
| JP2008295182A (ja) * | 2007-05-24 | 2008-12-04 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3292615B2 (ja) | 2002-06-17 |
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