JPH08186558A - 符号分割多重信号受信装置 - Google Patents
符号分割多重信号受信装置Info
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- JPH08186558A JPH08186558A JP32620394A JP32620394A JPH08186558A JP H08186558 A JPH08186558 A JP H08186558A JP 32620394 A JP32620394 A JP 32620394A JP 32620394 A JP32620394 A JP 32620394A JP H08186558 A JPH08186558 A JP H08186558A
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- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 10
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 32
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 8
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 8
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 5
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 3
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 claims description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 25
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 19
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 6
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 5
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 5
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 4
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 4
- 108010003272 Hyaluronate lyase Proteins 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000010931 gold Substances 0.000 description 1
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000000116 mitigating effect Effects 0.000 description 1
- 238000012887 quadratic function Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＣＤＭＡ方式の上りチャネルにおいて、同時
通信者数および一通信者あたりの平均受信パスに応じ
て、直交化の手法を切り替えて選択することにより、よ
り効果的な直交化を実現するものである。 【構成】 全通信者の全パスに対する逆拡散信号に対し
て、第１の直交化フィルタ１６（逆拡散信号の全部を一
括して直交化した後、各通信者ごとにＲＡＫＥ合成を行
った信号を出力）と、第２の直交化フィルタ１７（逆拡
散信号のうち、各通信者ごとにＲＡＫＥ合成を行った
後、得られた各通信者の信号間で直交化を行った信号を
出力）のうちのいずれか一方の直交化フィルタを選択
し、その出力信号を識別判定に用いる。直交化フィルタ
の選択は、１通信者あたりの平均受信パス数に基づいて
行う。そのために有効パス判定器１５を設ける。有効パ
ス判定器１５は１通信者あたりの平均有効パス数を観測
し、直交化フィルタを選択する信号を出力する。
通信者数および一通信者あたりの平均受信パスに応じ
て、直交化の手法を切り替えて選択することにより、よ
り効果的な直交化を実現するものである。 【構成】 全通信者の全パスに対する逆拡散信号に対し
て、第１の直交化フィルタ１６（逆拡散信号の全部を一
括して直交化した後、各通信者ごとにＲＡＫＥ合成を行
った信号を出力）と、第２の直交化フィルタ１７（逆拡
散信号のうち、各通信者ごとにＲＡＫＥ合成を行った
後、得られた各通信者の信号間で直交化を行った信号を
出力）のうちのいずれか一方の直交化フィルタを選択
し、その出力信号を識別判定に用いる。直交化フィルタ
の選択は、１通信者あたりの平均受信パス数に基づいて
行う。そのために有効パス判定器１５を設ける。有効パ
ス判定器１５は１通信者あたりの平均有効パス数を観測
し、直交化フィルタを選択する信号を出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散を用い
た符号分割多重通信（ＣＤＭＡ：ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉ
ｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式に関す
る。特に、本発明はＣＤＭＡにおけるセルラ構成を用い
た移動通信の受信に関する。
た符号分割多重通信（ＣＤＭＡ：ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉ
ｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式に関す
る。特に、本発明はＣＤＭＡにおけるセルラ構成を用い
た移動通信の受信に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散通信の優れた耐干渉性
やシステム設計の柔軟性から、様々な通信システムにお
いてスペクトラム拡散通信を用いた符号分割多重通信
（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式の実用のための検討が盛ん
に行われている。
やシステム設計の柔軟性から、様々な通信システムにお
いてスペクトラム拡散通信を用いた符号分割多重通信
（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式の実用のための検討が盛ん
に行われている。
【０００３】ＣＤＭＡ方式を移動通信に適用するに際し
ては、複数の通信者に対してそれぞれ異なる拡散符号
（以後、コードと呼ぶ）を割り当てて、各通信者の情報
シンボルをスペクトラム拡散して送信する。情報シンボ
ルをＰg 倍に拡散して送信する時、Ｐg を拡散率と呼
ぶ。受信側では各通信者に割り当てられたコードを用い
て逆拡散することによって、それぞれの通信者の情報シ
ンボルで復元することにより、同一周波数を用いた通信
が可能となる。拡散および逆拡散の過程で、各通信者の
信号はＰg 相当の利得が得られるので、Ｐg は拡散利得
とも呼ばれる。さらにスペクトラム拡散を行うことによ
り、マルチパス環境において複数のパスを分離して受信
することができるので、各パスの位相を補正した上で重
み付け合成（ＲＡＫＥ合成）することにより、パスダイ
バーシチ効果が得られる。
ては、複数の通信者に対してそれぞれ異なる拡散符号
（以後、コードと呼ぶ）を割り当てて、各通信者の情報
シンボルをスペクトラム拡散して送信する。情報シンボ
ルをＰg 倍に拡散して送信する時、Ｐg を拡散率と呼
ぶ。受信側では各通信者に割り当てられたコードを用い
て逆拡散することによって、それぞれの通信者の情報シ
ンボルで復元することにより、同一周波数を用いた通信
が可能となる。拡散および逆拡散の過程で、各通信者の
信号はＰg 相当の利得が得られるので、Ｐg は拡散利得
とも呼ばれる。さらにスペクトラム拡散を行うことによ
り、マルチパス環境において複数のパスを分離して受信
することができるので、各パスの位相を補正した上で重
み付け合成（ＲＡＫＥ合成）することにより、パスダイ
バーシチ効果が得られる。
【０００４】ＣＤＭＡ方式においては、各通信者には異
なるコードが割り当てられるが、各通信者に割り当てら
れたコード間の相互相関がゼロでない限り、ある通信者
にとって他通信者からの受信信号は干渉となって現われ
る。他通信者からの干渉は１通信者あたりの平均で、希
望波信号電力のＰg 分の１になることが知られている。
またマルチパス環境下においては、希望波信号の遅延波
どうしの相関（自己相関）も干渉となり得る。受信タイ
ミングによっては相互相関がゼロになるようなコードの
組は存在している（例えば、朱、太刀川、丸林、「二値
の非線形拡散系列について」、信学技報、ＩＴ−９０−
７）が、想定される同時通信者数が多い移動通信に適用
するには、コードの総数が少なすぎるという問題点があ
る。さらに実際の移動通信においては、非同期通信環境
もしくはマルチパス環境であるので、相互相関がゼロに
なるような受信タイミングを保証できない。さらに同時
通信者数が比較的多いＣＤＭＡセルラ方式においては、
熱雑音電力よりも他通信者からの干渉電力が支配的であ
るので、通信品質（平均ビット誤り率）は、信号電力対
干渉電力比（Signal-to-Interference Ratio：以下、Ｓ
ＩＲと呼ぶ）によって決まる。よって他通信者からの干
渉を軽減することすなわち直交化によって、通信の高品
質化を実現することができる。
なるコードが割り当てられるが、各通信者に割り当てら
れたコード間の相互相関がゼロでない限り、ある通信者
にとって他通信者からの受信信号は干渉となって現われ
る。他通信者からの干渉は１通信者あたりの平均で、希
望波信号電力のＰg 分の１になることが知られている。
またマルチパス環境下においては、希望波信号の遅延波
どうしの相関（自己相関）も干渉となり得る。受信タイ
ミングによっては相互相関がゼロになるようなコードの
組は存在している（例えば、朱、太刀川、丸林、「二値
の非線形拡散系列について」、信学技報、ＩＴ−９０−
７）が、想定される同時通信者数が多い移動通信に適用
するには、コードの総数が少なすぎるという問題点があ
る。さらに実際の移動通信においては、非同期通信環境
もしくはマルチパス環境であるので、相互相関がゼロに
なるような受信タイミングを保証できない。さらに同時
通信者数が比較的多いＣＤＭＡセルラ方式においては、
熱雑音電力よりも他通信者からの干渉電力が支配的であ
るので、通信品質（平均ビット誤り率）は、信号電力対
干渉電力比（Signal-to-Interference Ratio：以下、Ｓ
ＩＲと呼ぶ）によって決まる。よって他通信者からの干
渉を軽減することすなわち直交化によって、通信の高品
質化を実現することができる。
【０００５】ＣＤＭＡセルラ方式の下りチャネルの移動
局受信においては、秘匿の関係から各移動局は他通信者
のコードを知り得ないので、適応制御を行って受信逆拡
散フィルタ係数を干渉信号に対して直交化させることに
よって干渉を軽減する、いわゆるｂｌｉｎｄ−ｔｙｐｅ
の直交化フィルタが提案されている。マルチパス環境下
においては、受信パス数相当の個数の直交化フィルタを
独立に動作させ、ＲＡＫＥ合成を行ったのち、シンボル
の識別判定を行えばよい。
局受信においては、秘匿の関係から各移動局は他通信者
のコードを知り得ないので、適応制御を行って受信逆拡
散フィルタ係数を干渉信号に対して直交化させることに
よって干渉を軽減する、いわゆるｂｌｉｎｄ−ｔｙｐｅ
の直交化フィルタが提案されている。マルチパス環境下
においては、受信パス数相当の個数の直交化フィルタを
独立に動作させ、ＲＡＫＥ合成を行ったのち、シンボル
の識別判定を行えばよい。
【０００６】一方上りチャネルの基地局受信において
は、自セル内のすべての通信者のコードおよび受信タイ
ミングを知り得ることを利用して、Decorrelator[R.Lup
as andS.Verdu,"Near-Far Resistance of Multiuser De
tectors in Asynchronous Channels",IEEE Trans.COM.,
vol.COM-38,No.4,pp.496-508,April 1990] の原理を用
いて自セル内の直交化を行うことができる。
は、自セル内のすべての通信者のコードおよび受信タイ
ミングを知り得ることを利用して、Decorrelator[R.Lup
as andS.Verdu,"Near-Far Resistance of Multiuser De
tectors in Asynchronous Channels",IEEE Trans.COM.,
vol.COM-38,No.4,pp.496-508,April 1990] の原理を用
いて自セル内の直交化を行うことができる。
【０００７】図１に従来方式の構成例を示す。通信者数
をＫとし、各通信者はそれぞれパス数がＬ1 ，Ｌ2 ，
…，ＬK であるものとし、説明上、通し番号＃１，１，
＃２，２，…，＃１，Ｌ1 ，＃２，１，…，＃２，Ｌ
2 ，…，＃Ｋ，１，…，＃Ｋ，ＬK を付与する。受信信
号はＡＤ変換された後、それぞれ各通信者の各受信パス
に対応する逆拡散フィルタ１に供給される。逆拡散フィ
ルタ１は各通信者に対して、それぞれパス数個分用意さ
れる。各逆拡散フィルタ１は、受信信号を逆拡散して情
報シンボルを得るとともに、受信タイミング情報を出力
する。１シンボルタイミングごとに情報シンボルを＃
１，１，…，＃Ｋ，ＬK の順に並べて受信信号ベクトル
とする。全逆拡散フィルタで求められた受信タイミング
情報および受信信号ベクトルは２の逆相関フィルタに供
給される。逆相関フィルタ２は、Decorrelatorの原理に
基づいて各逆拡散フィルタから供給された受信タイミン
グ情報および対応する拡散符号を基に相互相関の値を計
算し、それらを用いて相関行列を形成し、その逆行列を
計算して受信信号ベクトルに掛けることによって、全受
信信号ベクトル間の直交化処理を一括して行い、直交化
された信号ベクトルを出力する。直交化された信号ベク
トルは３のチャネル推定部に供給される。チャネル推定
部３は各通信者に対して、それぞれパス数個分用意され
る。各チャネル推定部３は、逆相関フィルタ２から供給
される直行化された信号ベクトルのうち、各通信者の各
受信パスに対応した信号を基に、それぞれチャネルのフ
ェージング歪みを推定する。各直行化された信号および
チャネル推定値は、それぞれ４のＲＡＫＥ合成部に供給
される。ＲＡＫＥ合成部４は通信者数個分用意される。
チャネル推定部３から供給された信号およびチャネル推
定値を基に、各通信者ごとに、全受信パスを位相補正お
よび重み付けを行って信号を合成し、５のシンボル識別
判定部に供給する。シンボル識別判定部５は、通信者数
個分用意され、ＲＡＫＥ合成部４から供給された重み付
け後の信号を基に、シンボルの識別判定を行い、判定デ
ータを出力する。
をＫとし、各通信者はそれぞれパス数がＬ1 ，Ｌ2 ，
…，ＬK であるものとし、説明上、通し番号＃１，１，
＃２，２，…，＃１，Ｌ1 ，＃２，１，…，＃２，Ｌ
2 ，…，＃Ｋ，１，…，＃Ｋ，ＬK を付与する。受信信
号はＡＤ変換された後、それぞれ各通信者の各受信パス
に対応する逆拡散フィルタ１に供給される。逆拡散フィ
ルタ１は各通信者に対して、それぞれパス数個分用意さ
れる。各逆拡散フィルタ１は、受信信号を逆拡散して情
報シンボルを得るとともに、受信タイミング情報を出力
する。１シンボルタイミングごとに情報シンボルを＃
１，１，…，＃Ｋ，ＬK の順に並べて受信信号ベクトル
とする。全逆拡散フィルタで求められた受信タイミング
情報および受信信号ベクトルは２の逆相関フィルタに供
給される。逆相関フィルタ２は、Decorrelatorの原理に
基づいて各逆拡散フィルタから供給された受信タイミン
グ情報および対応する拡散符号を基に相互相関の値を計
算し、それらを用いて相関行列を形成し、その逆行列を
計算して受信信号ベクトルに掛けることによって、全受
信信号ベクトル間の直交化処理を一括して行い、直交化
された信号ベクトルを出力する。直交化された信号ベク
トルは３のチャネル推定部に供給される。チャネル推定
部３は各通信者に対して、それぞれパス数個分用意され
る。各チャネル推定部３は、逆相関フィルタ２から供給
される直行化された信号ベクトルのうち、各通信者の各
受信パスに対応した信号を基に、それぞれチャネルのフ
ェージング歪みを推定する。各直行化された信号および
チャネル推定値は、それぞれ４のＲＡＫＥ合成部に供給
される。ＲＡＫＥ合成部４は通信者数個分用意される。
チャネル推定部３から供給された信号およびチャネル推
定値を基に、各通信者ごとに、全受信パスを位相補正お
よび重み付けを行って信号を合成し、５のシンボル識別
判定部に供給する。シンボル識別判定部５は、通信者数
個分用意され、ＲＡＫＥ合成部４から供給された重み付
け後の信号を基に、シンボルの識別判定を行い、判定デ
ータを出力する。
【０００８】さて、移動通信をはじめとするマルチパス
環境下において図１の構成を適用することを考えると、
パス数の増加に伴って直交化するべき信号数が増える。
Decorrelator（逆相関フィルタ）は、直交化するべき信
号の数が増えるに従って雑音強調（Noise Enhancement
）効果が顕著になり、干渉軽減効果が相殺されてしま
うという欠点がある。図２に雑音強調の影響を示す。図
中、横軸は同時通信者数、縦軸は雑音強調による劣化量
（全通信者の平均）をｄＢで表している。拡散符号には
Ｇｏｌｄ符号を用い、拡散率は３１としている。また、
３本の曲線は、それぞれ１通信者あたりの平均パス数が
１，２および４の場合の例を示している。図２から、同
時通信者数の増加に伴って雑音強調の影響が増大してい
ることがわかる。また、平均パス数が２，４の場合の劣
化量は、１パスで同時通信者数がそれぞれ２倍および４
倍の場合にほぼ等しい。
環境下において図１の構成を適用することを考えると、
パス数の増加に伴って直交化するべき信号数が増える。
Decorrelator（逆相関フィルタ）は、直交化するべき信
号の数が増えるに従って雑音強調（Noise Enhancement
）効果が顕著になり、干渉軽減効果が相殺されてしま
うという欠点がある。図２に雑音強調の影響を示す。図
中、横軸は同時通信者数、縦軸は雑音強調による劣化量
（全通信者の平均）をｄＢで表している。拡散符号には
Ｇｏｌｄ符号を用い、拡散率は３１としている。また、
３本の曲線は、それぞれ１通信者あたりの平均パス数が
１，２および４の場合の例を示している。図２から、同
時通信者数の増加に伴って雑音強調の影響が増大してい
ることがわかる。また、平均パス数が２，４の場合の劣
化量は、１パスで同時通信者数がそれぞれ２倍および４
倍の場合にほぼ等しい。
【０００９】しかしながら、特願平６−２９５６５号に
おいて、Decorrelatorの雑音強調効果の影響を軽減して
マルチパス環境下に適用するための具体的手段が示され
ている。図３にその構成例を示す。受信信号はＡＤ変換
された後、それぞれ各通信者の各受信パスに対応する逆
拡散フィルタ１０に供給される。逆拡散フィルタ１０は
各通信者に対して、それぞれパス数個分用意される。各
逆拡散フィルタ１０は、受信信号を逆拡散して情報シン
ボルを得るとともに、受信タイミング情報を出力する。
１シンボルタイミングごとに情報シンボルを＃１，１，
…，＃Ｋ，ＬKの順に並べて受信信号ベクトルとする。
全逆拡散フィルタ１０で求められた受信タイミング情報
および受信信号ベクトルは１１の逆相関フィルタおよび
１３のチャネル整合逆相関フィルタに供給される。逆相
関フィルタ１１では、各逆拡散フィルタから供給された
受信タイミング情報および対応する拡散符号を基に相互
相関の値を計算し、それらを用いて相関行列を形成す
る。そして、その逆行列を計算して受信信号ベクトルに
掛けることによって、全受信信号ベクトル間の直交化処
理を一括して行い、直交化された信号ベクトルを出力す
る。直交化された信号ベクトルは１２のチャネル推定部
に供給される。チャネル推定部１２は各通信者に対し
て、それぞれパス数個分用意され、各チャネル推定部は
逆相関フィルタ１１から供給される直交化された信号ベ
クトルのうち、各通信者の各受信パスに対応した信号を
基に、それぞれチャネルのフェージング歪みを推定し、
その位相歪みおよび振幅歪みの値を出力する。１３はチ
ャネル整合フィルタである。チャネル整合フィルタ１３
では、逆拡散フィルタ１０から供給される受信信号ベク
トルおよび受信タイミング情報、ならびにチャネル推定
部１２から供給されるチャネルの位相歪みおよび振幅歪
みの値を基に、各通信者の信号間の直交化を行い、直交
化された信号（図中＃１，…，＃Ｋで示す）を出力す
る。それぞれの信号は識別判定部１４において識別判定
され、判定データを得る。図３の構成は、逆相関フィル
タを２つ用いることによって図１の構成に比べて必要な
処理量が増加している。しかしながら、チャネル整合逆
相関フィルタ１３の出力における雑音強調は同時通信者
数Ｋに応じた程度に留まるので、マルチパス環境下、と
りわけパスの総数が同時通信者数Ｋに比べて極めて大き
い場合に効果的な構成である。
おいて、Decorrelatorの雑音強調効果の影響を軽減して
マルチパス環境下に適用するための具体的手段が示され
ている。図３にその構成例を示す。受信信号はＡＤ変換
された後、それぞれ各通信者の各受信パスに対応する逆
拡散フィルタ１０に供給される。逆拡散フィルタ１０は
各通信者に対して、それぞれパス数個分用意される。各
逆拡散フィルタ１０は、受信信号を逆拡散して情報シン
ボルを得るとともに、受信タイミング情報を出力する。
１シンボルタイミングごとに情報シンボルを＃１，１，
…，＃Ｋ，ＬKの順に並べて受信信号ベクトルとする。
全逆拡散フィルタ１０で求められた受信タイミング情報
および受信信号ベクトルは１１の逆相関フィルタおよび
１３のチャネル整合逆相関フィルタに供給される。逆相
関フィルタ１１では、各逆拡散フィルタから供給された
受信タイミング情報および対応する拡散符号を基に相互
相関の値を計算し、それらを用いて相関行列を形成す
る。そして、その逆行列を計算して受信信号ベクトルに
掛けることによって、全受信信号ベクトル間の直交化処
理を一括して行い、直交化された信号ベクトルを出力す
る。直交化された信号ベクトルは１２のチャネル推定部
に供給される。チャネル推定部１２は各通信者に対し
て、それぞれパス数個分用意され、各チャネル推定部は
逆相関フィルタ１１から供給される直交化された信号ベ
クトルのうち、各通信者の各受信パスに対応した信号を
基に、それぞれチャネルのフェージング歪みを推定し、
その位相歪みおよび振幅歪みの値を出力する。１３はチ
ャネル整合フィルタである。チャネル整合フィルタ１３
では、逆拡散フィルタ１０から供給される受信信号ベク
トルおよび受信タイミング情報、ならびにチャネル推定
部１２から供給されるチャネルの位相歪みおよび振幅歪
みの値を基に、各通信者の信号間の直交化を行い、直交
化された信号（図中＃１，…，＃Ｋで示す）を出力す
る。それぞれの信号は識別判定部１４において識別判定
され、判定データを得る。図３の構成は、逆相関フィル
タを２つ用いることによって図１の構成に比べて必要な
処理量が増加している。しかしながら、チャネル整合逆
相関フィルタ１３の出力における雑音強調は同時通信者
数Ｋに応じた程度に留まるので、マルチパス環境下、と
りわけパスの総数が同時通信者数Ｋに比べて極めて大き
い場合に効果的な構成である。
【００１０】以上述べたような技術を用いることによっ
て、ＣＤＭＡセルラの上りチャネルにおける自セル内の
直交化が原理的に可能であるとされている。
て、ＣＤＭＡセルラの上りチャネルにおける自セル内の
直交化が原理的に可能であるとされている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＣＤＭ
Ａセルラ方式の上りチャネルにおいて、図１および図３
に示した従来の手法を用いて直交化を行う場合には、次
のような問題点がある。
Ａセルラ方式の上りチャネルにおいて、図１および図３
に示した従来の手法を用いて直交化を行う場合には、次
のような問題点がある。
【００１２】まず、図１の構成については、前述のよう
に、移動通信をはじめとするマルチパス環境下に適用す
る場合、パス数が増加すると、同時通信者数が増加した
ことと等価になり、パス数が多いほど劣化量の増加が著
しい。この劣化量が前述のパスダイバーシチによるダイ
バーシチ利得を上回ると、パスダイバーシチ効果が打ち
消されてしまう。
に、移動通信をはじめとするマルチパス環境下に適用す
る場合、パス数が増加すると、同時通信者数が増加した
ことと等価になり、パス数が多いほど劣化量の増加が著
しい。この劣化量が前述のパスダイバーシチによるダイ
バーシチ利得を上回ると、パスダイバーシチ効果が打ち
消されてしまう。
【００１３】次に図３の構成については、チャネル整合
逆相関フィルタを用いることによって、図１の構成の持
つ雑音強調の影響を防ぐことができる。すなわち、マル
チパス環境下においてもチャネル整合逆相関フィルタの
出力における雑音強調の影響は、ほぼ図２の１パス相当
になる。しかしながら、各通信者の受信パス数が１であ
る環境においては、チャネル整合逆相関フィルタを用い
ることによる効果はない。また、１通信者あたりの平均
受信パス数が１に極めて近い場合も同様である。一方、
実際の環境下において図３の構成を適用する場合を考え
ると、ＲＡＫＥ合成には最も強く受信されたパスに対し
て−６ｄＢ程度までの、比較的受信レベルの高いパスが
有効であり、それ以下のレベルの受信パスについては、
ＲＡＫＥ合成の対象とはされず、したがって、チャネル
整合逆相関フィルタによる直交化対象とはされない。そ
のため実際の環境において１通信者あたりの平均受信パ
ス数が、１もしくはそれに極めて近い数になることは十
分あり得ることであり、この場合、図３の構成を採用し
ても処理量の増加に見合う特性向上の効果は失われてし
まう。
逆相関フィルタを用いることによって、図１の構成の持
つ雑音強調の影響を防ぐことができる。すなわち、マル
チパス環境下においてもチャネル整合逆相関フィルタの
出力における雑音強調の影響は、ほぼ図２の１パス相当
になる。しかしながら、各通信者の受信パス数が１であ
る環境においては、チャネル整合逆相関フィルタを用い
ることによる効果はない。また、１通信者あたりの平均
受信パス数が１に極めて近い場合も同様である。一方、
実際の環境下において図３の構成を適用する場合を考え
ると、ＲＡＫＥ合成には最も強く受信されたパスに対し
て−６ｄＢ程度までの、比較的受信レベルの高いパスが
有効であり、それ以下のレベルの受信パスについては、
ＲＡＫＥ合成の対象とはされず、したがって、チャネル
整合逆相関フィルタによる直交化対象とはされない。そ
のため実際の環境において１通信者あたりの平均受信パ
ス数が、１もしくはそれに極めて近い数になることは十
分あり得ることであり、この場合、図３の構成を採用し
ても処理量の増加に見合う特性向上の効果は失われてし
まう。
【００１４】以上述べたように、図１および図３で示し
たような従来の直交化手法をＣＤＭＡ上りチャネルに適
用した場合、それぞれ、直交化すべき信号ベクトルの数
すなわち同時通信者数やパス数の増大に伴って雑音強調
が著しくなって直交化の効果やパスダイバーシチの効果
が相殺されてしまうために特性が極端に劣化するという
欠点、および、１通信者あたりの平均受信パス数が１に
近い場合に、処理量の増大に見合うチャネル整合逆相関
フィルタの効果が現われないという欠点があった。
たような従来の直交化手法をＣＤＭＡ上りチャネルに適
用した場合、それぞれ、直交化すべき信号ベクトルの数
すなわち同時通信者数やパス数の増大に伴って雑音強調
が著しくなって直交化の効果やパスダイバーシチの効果
が相殺されてしまうために特性が極端に劣化するという
欠点、および、１通信者あたりの平均受信パス数が１に
近い場合に、処理量の増大に見合うチャネル整合逆相関
フィルタの効果が現われないという欠点があった。
【００１５】
【課題を解決するための手段】符号分割多重通信方式
（ＣＤＭＡ）において、送信側は、複数の通信者に対し
て、それぞれ異なる拡散符号を割り当て、それぞれの通
信者のシンボルをそれぞれ対応する拡散符号でスペクト
ラム拡散を行った上で送信する。受信側では、送信され
た通信者対応の信号を受信して、その少なくとも１つの
信号を復調する。本発明は、このような符号分割多重通
信方式における受信において、各通信者の、単数もしく
は複数の伝搬路（パス）を経由して受信される信号に対
して、それぞれの通信者に対応する拡散符号で逆拡散し
たシンボルならびに受信タイミング情報を得る逆拡散器
と、これら全通信者の全パスに対応するシンボルを入力
ベクトルとして直交化を行った後、通信者ごとに各パス
の位相を補正した上でＲＡＫＥ合成を行って通信者ごと
の出力信号を得る第１の直交化フィルタと、これら全通
信者の全パスに対応するシンボルについて、各通信者ご
とに各パスの位相を補正した上でＲＡＫＥ合成を行い、
各通信者信号間の直交化を行って通信者ごとの出力信号
を得る第２の直交化フィルタと、逆拡散器からのシンボ
ルを基に、同時通信者数および一通信者あたりの平均の
有効受信パス数を推定し、識別判定用の信号の切り替え
信号を出力するパス数判定部と、第１の直交化フィルタ
ならびに第２の直交化フィルタの出力信号のいずれか一
方を出力する信号切り替え部と、切り替えから出力され
た各通信者に対応する信号に対して識別判定を行って、
各通信者に対応するシンボルを出力する識別判定部とか
ら構成されることを特徴とする。
（ＣＤＭＡ）において、送信側は、複数の通信者に対し
て、それぞれ異なる拡散符号を割り当て、それぞれの通
信者のシンボルをそれぞれ対応する拡散符号でスペクト
ラム拡散を行った上で送信する。受信側では、送信され
た通信者対応の信号を受信して、その少なくとも１つの
信号を復調する。本発明は、このような符号分割多重通
信方式における受信において、各通信者の、単数もしく
は複数の伝搬路（パス）を経由して受信される信号に対
して、それぞれの通信者に対応する拡散符号で逆拡散し
たシンボルならびに受信タイミング情報を得る逆拡散器
と、これら全通信者の全パスに対応するシンボルを入力
ベクトルとして直交化を行った後、通信者ごとに各パス
の位相を補正した上でＲＡＫＥ合成を行って通信者ごと
の出力信号を得る第１の直交化フィルタと、これら全通
信者の全パスに対応するシンボルについて、各通信者ご
とに各パスの位相を補正した上でＲＡＫＥ合成を行い、
各通信者信号間の直交化を行って通信者ごとの出力信号
を得る第２の直交化フィルタと、逆拡散器からのシンボ
ルを基に、同時通信者数および一通信者あたりの平均の
有効受信パス数を推定し、識別判定用の信号の切り替え
信号を出力するパス数判定部と、第１の直交化フィルタ
ならびに第２の直交化フィルタの出力信号のいずれか一
方を出力する信号切り替え部と、切り替えから出力され
た各通信者に対応する信号に対して識別判定を行って、
各通信者に対応するシンボルを出力する識別判定部とか
ら構成されることを特徴とする。
【００１６】
【作用】本発明は、符号分割多重通信方式（ＣＤＭＡ）
上りチャネルの受信に関し、とりわけ移動通信をはじめ
とするマルチパス環境において、逆相関フィルタの雑音
強調の影響を抑えてことができる直交化処理を行う受信
に関するものである。
上りチャネルの受信に関し、とりわけ移動通信をはじめ
とするマルチパス環境において、逆相関フィルタの雑音
強調の影響を抑えてことができる直交化処理を行う受信
に関するものである。
【００１７】このため、本発明においては、全通信者の
全パスに対する逆拡散信号に対して、（ア）第１の直交
化フィルタ：逆拡散信号の全部を一括して直交化した
後、各通信者ごとにＲＡＫＥ合成を行った信号を出力、
および（イ）第２の直交化フィルタ：逆拡散信号のう
ち、各通信者ごとにＲＡＫＥ合成を行った後、得られた
各通信者の信号間で直交化を行った信号を出力のうちの
いずれか一方の直交化フィルタを選択し、その出力信号
を識別判定に用いている。
全パスに対する逆拡散信号に対して、（ア）第１の直交
化フィルタ：逆拡散信号の全部を一括して直交化した
後、各通信者ごとにＲＡＫＥ合成を行った信号を出力、
および（イ）第２の直交化フィルタ：逆拡散信号のう
ち、各通信者ごとにＲＡＫＥ合成を行った後、得られた
各通信者の信号間で直交化を行った信号を出力のうちの
いずれか一方の直交化フィルタを選択し、その出力信号
を識別判定に用いている。
【００１８】（ア），（イ）の直交化フィルタの選択
は、１通信者あたりの平均受信パス数に基づいて行う。
そのために有効パス判定器を設ける。有効パス判定器は
逆拡散器からの出力レベルを観測することによって、１
通信者あたりの平均有効パス数を観測し、（ア），
（イ）の直交化フィルタを選択する信号を出力する。
は、１通信者あたりの平均受信パス数に基づいて行う。
そのために有効パス判定器を設ける。有効パス判定器は
逆拡散器からの出力レベルを観測することによって、１
通信者あたりの平均有効パス数を観測し、（ア），
（イ）の直交化フィルタを選択する信号を出力する。
【００１９】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。
に説明する。
【００２０】図４に本発明のＣＤＭＡの受信における構
成の概略を示す。
成の概略を示す。
【００２１】ＣＤＭＡの受信側では、各通信者の、単数
もしくは複数の伝搬路（パス）を経由して受信される信
号に対して、それぞれの通信者に対応する拡散符号で逆
拡散したシンボルならびに受信タイミング情報を得る逆
拡散器で逆拡散する。逆拡散された受信信号に対して、
これら全通信者の全パスに対応するシンボルを入力ベク
トルとして直交化を行った後、通信者ごとに各パスの位
相を補正した上でＲＡＫＥ合成を行って通信者ごとの出
力信号を得る第１の直交化（逆相関）フィルタ１６、又
は、これら全通信者の全パスに対応するシンボルについ
て、各通信者ごとに各パスの位相を補正した上でＲＡＫ
Ｅ合成を行い、各通信者信号間の直交化を行って通信者
ごとの出力信号を得る第２の直交化（逆相関）フィルタ
１７の一方を用いる。どちらのフィルタを用いるかの選
択は、１通信者あたりの平均受信パス数に基づいて行
う。そのため、逆拡散器からのシンボルを基に、同時通
信者数および一通信者あたりの平均の有効受信パス数を
推定し、識別判定用の信号の切り替え信号を出力するパ
ス数判定部１５を設け、この出力により、第１の直交化
フィルタならびに第２の直交化フィルタの出力信号のい
ずれか一方を出力するようにしている。そして、切り替
えて出力された各通信者に対応する信号に対して識別判
定を行って、各通信者に対応するシンボルを出力する。
もしくは複数の伝搬路（パス）を経由して受信される信
号に対して、それぞれの通信者に対応する拡散符号で逆
拡散したシンボルならびに受信タイミング情報を得る逆
拡散器で逆拡散する。逆拡散された受信信号に対して、
これら全通信者の全パスに対応するシンボルを入力ベク
トルとして直交化を行った後、通信者ごとに各パスの位
相を補正した上でＲＡＫＥ合成を行って通信者ごとの出
力信号を得る第１の直交化（逆相関）フィルタ１６、又
は、これら全通信者の全パスに対応するシンボルについ
て、各通信者ごとに各パスの位相を補正した上でＲＡＫ
Ｅ合成を行い、各通信者信号間の直交化を行って通信者
ごとの出力信号を得る第２の直交化（逆相関）フィルタ
１７の一方を用いる。どちらのフィルタを用いるかの選
択は、１通信者あたりの平均受信パス数に基づいて行
う。そのため、逆拡散器からのシンボルを基に、同時通
信者数および一通信者あたりの平均の有効受信パス数を
推定し、識別判定用の信号の切り替え信号を出力するパ
ス数判定部１５を設け、この出力により、第１の直交化
フィルタならびに第２の直交化フィルタの出力信号のい
ずれか一方を出力するようにしている。そして、切り替
えて出力された各通信者に対応する信号に対して識別判
定を行って、各通信者に対応するシンボルを出力する。
【００２２】図５に本発明における有効パス判定器の動
作原理を示す。図５において、横軸は同時通信者数、縦
軸は１通信者あたりの平均受信パス数をそれぞれ表す。
図５に示すように、１通信者あたりの平均受信パス数が
１もしくはそれに近い場合は第１の直交化フィルタを、
さもなくば第２の直交化フィルタを選択するように、選
択信号を出力する。
作原理を示す。図５において、横軸は同時通信者数、縦
軸は１通信者あたりの平均受信パス数をそれぞれ表す。
図５に示すように、１通信者あたりの平均受信パス数が
１もしくはそれに近い場合は第１の直交化フィルタを、
さもなくば第２の直交化フィルタを選択するように、選
択信号を出力する。
【００２３】以上述べたように、２種類の直交化（逆相
関）フィルタを用い、有効パス判定器による選択切り替
えを行うことにより、１通信者あたりの平均受信パス数
に応じた効果的な直交化が可能になる。
関）フィルタを用い、有効パス判定器による選択切り替
えを行うことにより、１通信者あたりの平均受信パス数
に応じた効果的な直交化が可能になる。
【００２４】図６に本発明の詳細な実施例を示す。
【００２５】２０は逆拡散フィルタである。各通信者の
各パス毎に既知の拡散符号を用いて逆拡散を行って対応
するシンボルを求めるとともに、受信タイミング情報を
抽出し、それぞれ出力する。逆拡散フィルタは、例えば
マッチドフィルタやスライディング相関器で実現され
る。
各パス毎に既知の拡散符号を用いて逆拡散を行って対応
するシンボルを求めるとともに、受信タイミング情報を
抽出し、それぞれ出力する。逆拡散フィルタは、例えば
マッチドフィルタやスライディング相関器で実現され
る。
【００２６】２１は逆相関フィルタである。逆拡散フィ
ルタ２０から出力された受信タイミング情報および既知
の拡散符号を基に、全通信者の全受信パスの逆拡散信号
間の逆相関処理（直交化）を行う。逆相関（直交化）フ
ィルタは、逆行列演算が主な処理であり、例えばＤＳＰ
（Digital Signal Processor）を用いて実現される。
ルタ２０から出力された受信タイミング情報および既知
の拡散符号を基に、全通信者の全受信パスの逆拡散信号
間の逆相関処理（直交化）を行う。逆相関（直交化）フ
ィルタは、逆行列演算が主な処理であり、例えばＤＳＰ
（Digital Signal Processor）を用いて実現される。
【００２７】２２はチャネル推定部である。チャネル推
定方式として例えば、フェージング環境下での復調特性
に優れたパイロット内挿補間型絶対同期検波方式を用い
ることができる。チャネル推定部２２は、例えばパイロ
ット区間において複数パイロット信号から得られたチャ
ネルの伝達関数の値を平均化し、情報シンボル区間にお
いて、前後のパイロット区間において推定されたチャネ
ル伝達関数の値を用いて内挿補間を行う。内挿補間方式
としては、例えば直線補間を用いることができる。もち
ろん、直線補間の代わりに二次関数もしくはそれ以上の
高次の多項式や、スプライン関数都を用いて近似するこ
とにより、推定精度を向上させることも可能である。
定方式として例えば、フェージング環境下での復調特性
に優れたパイロット内挿補間型絶対同期検波方式を用い
ることができる。チャネル推定部２２は、例えばパイロ
ット区間において複数パイロット信号から得られたチャ
ネルの伝達関数の値を平均化し、情報シンボル区間にお
いて、前後のパイロット区間において推定されたチャネ
ル伝達関数の値を用いて内挿補間を行う。内挿補間方式
としては、例えば直線補間を用いることができる。もち
ろん、直線補間の代わりに二次関数もしくはそれ以上の
高次の多項式や、スプライン関数都を用いて近似するこ
とにより、推定精度を向上させることも可能である。
【００２８】２３はＲＡＫＥ合成部である。各通信者に
ついて、各パスごとに位相を補正した上で重み付け合成
を行う。各パスに掛ける重みとして各パス毎のＳＩＲに
比例した重みを用いることにより、最大比合成の効果が
得られる。
ついて、各パスごとに位相を補正した上で重み付け合成
を行う。各パスに掛ける重みとして各パス毎のＳＩＲに
比例した重みを用いることにより、最大比合成の効果が
得られる。
【００２９】２４はチャネル整合逆相関フィルタであ
る。チャネル推定部２２から供給されるチャネルの伝達
関数を基に、各通信者の受信パスについてＲＡＫＥ合成
後、全通信者信号間の直交化を行う。チャネル整合逆相
関フィルタ２４も、例えばＤＳＰ（Digital Signal Pro
cessor）を用いて実現される。
る。チャネル推定部２２から供給されるチャネルの伝達
関数を基に、各通信者の受信パスについてＲＡＫＥ合成
後、全通信者信号間の直交化を行う。チャネル整合逆相
関フィルタ２４も、例えばＤＳＰ（Digital Signal Pro
cessor）を用いて実現される。
【００３０】チャネル整合逆相関フィルタ２４が上記第
２の直交化フィルタに相当し、上記逆相関フィルタ２１
とＲＡＫＥ合成部２３が上記第１の直交化フィルタに相
当する。そして、第１の直交化フィルタおよび第２の直
交化フィルタにおいて、チャネル推定部２２が共有され
ている。
２の直交化フィルタに相当し、上記逆相関フィルタ２１
とＲＡＫＥ合成部２３が上記第１の直交化フィルタに相
当する。そして、第１の直交化フィルタおよび第２の直
交化フィルタにおいて、チャネル推定部２２が共有され
ている。
【００３１】２５は有効パス判定器である。逆拡散フィ
ルタ２０から供給されるシンボル情報を基に、１通信者
あたりの平均受信パス数を求め、例えば図４の原理に従
って切り替え信号を出力する。
ルタ２０から供給されるシンボル情報を基に、１通信者
あたりの平均受信パス数を求め、例えば図４の原理に従
って切り替え信号を出力する。
【００３２】２６は切り替え制御部である。２５からの
切り替え信号を基に、２２，２４のいずれか一方の出力
信号を切り替え選択して出力する。
切り替え信号を基に、２２，２４のいずれか一方の出力
信号を切り替え選択して出力する。
【００３３】２７は識別判定部である。切り替え制御部
で選択された信号を基に、情報シンボルを再生する。
で選択された信号を基に、情報シンボルを再生する。
【００３４】なお、２６から出力される切り替え信号に
基づき、２４のチャネル整合逆相関フィルタの動作はオ
ン／オフ制御される。
基づき、２４のチャネル整合逆相関フィルタの動作はオ
ン／オフ制御される。
【００３５】符号分割多重通信方式（ＣＤＭＡ）上りチ
ャネルの受信において、受信された信号は、Ａ／Ｄ変換
されてデジタル信号となった後、逆拡散フィルタ２０に
おいて、各通信者の各パス毎に既知の拡散符号を用いて
逆拡散を行って対応するシンボルを求めるとともに、受
信タイミング情報を抽出し、それぞれ出力する。その出
力は、逆相関フィルタ２１で、逆拡散フィルタ２０から
出力された受信タイミング情報および既知の拡散符号を
基に、全通信者の全受信パスの逆拡散信号間の逆相関処
理（直交化）を行う。直交化された信号は、チャネル推
定部２２において、例えば、フェージング環境下での復
調特性に優れたパイロット内挿補間型絶対同期検波方式
を用いて同期検波される。そして、ＲＡＫＥ合成部２３
で、各通信者について、各パスごとに位相を補正した上
で重み付け合成を行う。
ャネルの受信において、受信された信号は、Ａ／Ｄ変換
されてデジタル信号となった後、逆拡散フィルタ２０に
おいて、各通信者の各パス毎に既知の拡散符号を用いて
逆拡散を行って対応するシンボルを求めるとともに、受
信タイミング情報を抽出し、それぞれ出力する。その出
力は、逆相関フィルタ２１で、逆拡散フィルタ２０から
出力された受信タイミング情報および既知の拡散符号を
基に、全通信者の全受信パスの逆拡散信号間の逆相関処
理（直交化）を行う。直交化された信号は、チャネル推
定部２２において、例えば、フェージング環境下での復
調特性に優れたパイロット内挿補間型絶対同期検波方式
を用いて同期検波される。そして、ＲＡＫＥ合成部２３
で、各通信者について、各パスごとに位相を補正した上
で重み付け合成を行う。
【００３６】また、逆拡散フィルタ２０の出力信号は、
チャネル整合逆相関フィルタ２４において、チャネル推
定部２２から供給されるチャネルの伝達関数を基に、各
通信者の受信パスについてＲＡＫＥ合成後、全通信者信
号間の直交化が行われる。
チャネル整合逆相関フィルタ２４において、チャネル推
定部２２から供給されるチャネルの伝達関数を基に、各
通信者の受信パスについてＲＡＫＥ合成後、全通信者信
号間の直交化が行われる。
【００３７】ＲＡＫＥ合成部２３の出力とチャネル整合
逆相関フィルタ２４の出力とは、有効パス判定器２５の
出力で選択される。有効パス判定器２５において、逆拡
散フィルタ２０から供給されるシンボル情報を基に、１
通信者あたりの平均受信パス数を求めて、平均受信パス
数が１の近辺であればＲＡＫＥ合成部２３の出力を選択
する。それ以外では、チャネル整合逆相関フィルタ２４
の出力を選択する。選択された出力信号は、識別判定部
２７で情報シンボルを再生する。
逆相関フィルタ２４の出力とは、有効パス判定器２５の
出力で選択される。有効パス判定器２５において、逆拡
散フィルタ２０から供給されるシンボル情報を基に、１
通信者あたりの平均受信パス数を求めて、平均受信パス
数が１の近辺であればＲＡＫＥ合成部２３の出力を選択
する。それ以外では、チャネル整合逆相関フィルタ２４
の出力を選択する。選択された出力信号は、識別判定部
２７で情報シンボルを再生する。
【００３８】
【発明の効果】以上述べたように本発明は、ＣＤＭＡ方
式の上りチャネルにおいて、同時通信者数および一通信
者あたりの平均受信パスに応じて、直交化の手法を切り
替え、選択することにより、より効果的な直交化を実現
するものである。
式の上りチャネルにおいて、同時通信者数および一通信
者あたりの平均受信パスに応じて、直交化の手法を切り
替え、選択することにより、より効果的な直交化を実現
するものである。
【００３９】本発明においては、通信者ひとりあたりの
パス数が比較的多いときは、チャネル整合逆相関フィル
タを用いた直交化を行い、通信者ひとりあたりのパス数
が比較的少ないときは、逆相関フィルタの出力ベクトル
をＲＡＫＥ合成する。従来、チャネル整合逆相関フィル
タを用いた構成では、１通信者あたりの平均受信パス数
が多いときには雑音強調の影響を抑えて特性改善を得る
ことができたが、１通信者あたりの平均受信パス数が１
に近い場合に、処理量の増加に見合う特性改善が得られ
ないという欠点があったが、本発明を用いることによ
り、効果的な直交化を実現することができる。
パス数が比較的多いときは、チャネル整合逆相関フィル
タを用いた直交化を行い、通信者ひとりあたりのパス数
が比較的少ないときは、逆相関フィルタの出力ベクトル
をＲＡＫＥ合成する。従来、チャネル整合逆相関フィル
タを用いた構成では、１通信者あたりの平均受信パス数
が多いときには雑音強調の影響を抑えて特性改善を得る
ことができたが、１通信者あたりの平均受信パス数が１
に近い場合に、処理量の増加に見合う特性改善が得られ
ないという欠点があったが、本発明を用いることによ
り、効果的な直交化を実現することができる。
【図１】従来のＣＤＭＡにおける受信の構成を説明する
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】雑音強調の影響を説明する図である。
【図３】従来のＣＤＭＡにおける受信の他の構成を説明
するブロック図である。
するブロック図である。
【図４】本発明の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の動作を説明する図である。
【図６】本発明の詳細な構成を示すブロック図である。
１ 逆拡散フィルタ ２ 逆相関フィルタ ３ チャネル推定部 ４ ＲＡＫＥ合成部 ５ シンボル識別判定部 １０ 逆拡散フィルタ １１ 逆相関フィルタ １２ チャネル推定部 １３ チャネル整合フィルタ １４ 識別判定部 １５ パス数判定部 １６ 第１の直交化（逆相関）フィルタ １７ 第２の直交化（逆相関）フィルタ ２０ 逆拡散フィルタ ２１ 逆相関（直交化）フィルタ ２２ チャネル推定部 ２３ ＲＡＫＥ合成部 ２４ チャネル整合逆相関フィルタ ２５ 有効パス判定器 ２６ 切り替え制御部 ２７ 識別判定部
Claims (6)
- 【請求項１】 符号分割多重通信方式における上りチャ
ネルの受信において、 各通信者の、単数もしくは複数の伝搬路（パス）を経由
して受信される信号に対して、それぞれの通信者に対応
する拡散符号で逆拡散したシンボルならびに受信タイミ
ング情報を得る逆拡散器と、 該逆拡散して得られた全通信者の全パス数個のシンボル
を入力とし、通信者個数の信号を出力とする、第１の直
交化フィルタおよび第２の直交化フィルタと、 １通信者あたりの平均受信パス数を判定して、切り替え
制御信号を出力するパス数判定部と、 該切り替え制御信号に基づいて、第１の直交化フィルタ
および第２の直交化フィルタの入力および出力を切り替
え、第１の直交化フィルタならびに第２の直交化フィル
タの出力信号のいずれか一方を出力する信号切り替え部
と、 該信号切り替え部から出力された各通信者に対応する信
号に対して識別判定を行って、各通信者に対応するシン
ボルを出力する識別判定部とを具備することを特徴とす
る符号分割多重信号受信装置。 - 【請求項２】 前記第１の直交化フィルタは、全通信者
の全受信パスに対するチャネル推定値を出力するチャネ
ル推定手段を含み、全通信者の全受信パス数個の逆拡散
されたシンボル間の直交化処理を行い、チャネル推定値
に基づいて各通信者ごとに各パスを位相補正の上、重み
付け合成を行って、各通信者ごとの信号を出力すること
を特徴とする請求項１に記載の符号分割多重信号受信装
置。 - 【請求項３】 前記第２の直交化フィルタは、全通信者
の全受信パスに対するチャネル推定値を出力するチャネ
ル推定手段を含み、逆拡散されたシンボルについて各通
信者ごとにチャネル推定値に基づいて各パスを位相補正
の上、重み付け合成を行い、重み付け合成して得られた
通信者数個のシンボル間の直交化処理を行って各通信者
ごとの信号を出力することを特徴とする請求項１又は２
に記載の符号分割多重信号受信装置。 - 【請求項４】 前記第１及び第２の直交化フィルタのチ
ャネル推定手段が共通であることを特徴とする請求項３
記載の符号分割多重信号受信装置。 - 【請求項５】 前記パス数判定部は、全通信者の全受信
パス数個の逆拡散器出力に基づいて、１通信者あたりの
平均受信パス数を求めることを特徴とする請求項１〜４
いずれか１項記載の符号分割多重信号受信装置。 - 【請求項６】 直交化フィルタ１および直交化フィルタ
２におけるチャネル前記推定手段は、逆相関フィルタか
ら出力された信号に含まれる複数フレームに渡る複数の
パイロット信号を用いて各パスの伝達関数を推定するこ
とを特徴とする請求項２〜５のいずれか１項記載の符号
分割多重信号受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32620394A JP3243775B2 (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 符号分割多重信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32620394A JP3243775B2 (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 符号分割多重信号受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08186558A true JPH08186558A (ja) | 1996-07-16 |
| JP3243775B2 JP3243775B2 (ja) | 2002-01-07 |
Family
ID=18185163
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32620394A Expired - Fee Related JP3243775B2 (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 符号分割多重信号受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3243775B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6333934B1 (en) | 1997-09-04 | 2001-12-25 | Nec Corporation | CDMA receiving apparatus |
| US6351462B1 (en) | 1997-10-01 | 2002-02-26 | Nec Corporation | CDMA receiving apparatus and method therefor |
| US6381233B1 (en) | 1996-03-25 | 2002-04-30 | Yrp Mobile Telecommunications Key Technology Research Laboratories Co., Ltd. | Spread spectrum communication transmitter and receiver, and CDMA mobile communication system and method |
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1994
- 1994-12-27 JP JP32620394A patent/JP3243775B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| USRE40997E1 (en) | 1996-03-25 | 2009-11-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Spread spectrum communication transmitter and receiver, and CDMA mobile communication system and method |
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| JP3243775B2 (ja) | 2002-01-07 |
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