JPH08167815A - 負帰還増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 オーディオ用の負帰還増幅器において、回路
自体が高周波雑音に対する変調メカニズムを発生させて
音質の劣化を招くという問題を解消させる補償手段とそ
の回路構成を提供する。 【構成】 負帰還増幅器の入力インピーダンス(Ｚ_in)及
び出力インピーダンス(Ｚ_out)の実部に係る各周波数特
性が共に全帯域で０以上となるように回路を構成する。
具体的には、トランジスタＴ_r1のベース−コレクタ間に
回路全体のＺ_inの実部に係る周波数特性を全帯域で０以
上とする容量Ｃ_Bを接続し、負帰還回路の帰還インピー
ダンス部(Ｒ_NF,Ｃ_NF)を抵抗Ｒ_F1で一旦接地させて帰還
率を設定し、その帰還インピーダンス部の帰還側とトラ
ンジスタＴ_r4のベースの間に回路全体のＺ_outの実部に
係る周波数特性を全帯域で０以上とするインピーダンス
要素(Ｒ_T,Ｃ_T)を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は負帰還増幅器に係り、オ
ーディオ増幅器がオーディオ帯域外の高周波帯域でオー
ディオ信号に基づく変調メカニズムを具有しており、高
周波雑音を変調して再生してしまうことによる音質劣化
の問題を普遍的に解消させるための補償手段及びその回
路構成に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、オーディオ増幅器が電子回路学
上の卓上計算ではほぼ理想的な特性に設計できていて
も、実際にその設計に基づいて音響システムを構築して
動作させると、ケースバイケースで音質評価が異なるこ
とが多い。そして、オーディオシステムに用いられてい
る殆どの増幅器では、負帰還をかけることによりオーデ
ィオ周波数帯域での利得の安定化、周波数特性の改善、
歪の軽減等を実現して音質の向上を図っている。しか
し、前記のようにケースバイケースで音質が異なる点に
ついては、単に周波数特性や歪率等のように従来から基
本特性として論じられている問題を改善するだけでは十
分な解決手段を与えていない。

【０００３】その問題について、本願の発明者は、高級
音質を指向するオーディオ増幅器の音質劣化の原因の一
つとして高周波又は高周波雑音の影響を採り上げ、コレ
クタホロア式二段帰還増幅器のオーディオ周波数帯域で
の動作にどのような影響を与えるかに関する問題て実験
的及び理論的な考察と検討により明らかにした[２段帰
還増幅器の高周波変調メカニズム；音響学会誌44,310-3
19(1988)]。この論文では、コレクタホロア式二段帰還
増幅器に限定して検討を行ったものであるが、高周波変
調メカニズムを次のような内容として明らかにした。先
ず、コレクタホロア式２段帰還増幅器の回路を解析して
みると、その入力インピーダンスは高周波帯域で負性抵
抗と容量リアクタンスの直列回路に等価なものとなる
が、オーディオ信号によってそれらの回路素子の値が微
小変動する。そして、その変動状態で高周波雑音が取込
まれると、その信号が前記の入力インピーダンスの微小
変動によって変調を受け、結果的にオーディオ信号で変
調された信号がオーディオ信号に重畳した状態で復調再
生されて音質の劣化を生じさせてしまうことになる。ま
た、入力インピーダンスに含まれる負性抵抗の存在は、
前記の変調度に関係しているが必ずしも増幅系としての
不安定さを意味するものではなく、高周波変調メカニズ
ムは系として安定している増幅器においても発生する一
般的現象であることを確認した。

【０００４】また、前記の高周波変調メカニズムの考察
に基づいて、高周波雑音等の影響を受けない実際の回路
構成に係る提案を行い(コレクタホロア式二段帰還増幅
器;特開平2-219311号)、また高周波雑音に対する補償法
[高周波雑音に対する２段帰還増幅器の一補償法;JAS jo
urnal(日本オーディオ協会誌)32(5),50-56(1992)]を発
表している。

【０００５】そして、前記の「コレクタホロア式二段帰
還増幅器」(特開平2-219311号)では、回路自体の高周波
変調メカニズムの解析結果に基づいて、図１７に示すよ
うに、出力側トランジスタＴ_r2のベースとコレクタの間
に容量Ｃ_Aが、入力側トランジスタＴ_r1のベースに抵抗
Ｒ_Aがそれぞれ付加されており、抵抗Ｒ_Aの抵抗値を回路
の高周波帯域における帰還理論上の安定性が抵抗Ｒ_Aを
付加しない場合の安定性と容量Ｃ_Aの容量値で定まる安
定性の何れよりも低下する範囲で設定し、且つ入力側ト
ランジスタＴ_r1のベースとコレクタの間に回路の入力イ
ンピーダンスの実部が０以上となる範囲に容量値を設定
した容量Ｃ_Bを接続したものであり、回路自体に高周波
雑音の受け入れ難さを具有させると共に、高周波雑音に
対する変調メカニズムの発生をなくすることを可能にし
た。

【０００５】この増幅器で、高周波雑音の影響を除去す
る機能は次のように説明される。先ず、容量Ｃ_Aは、高
周波帯域でトランジスタＴ_r2の入力側からの帰還率を増
大させて回路の帰還理論上の安定性を向上させ、高周波
変調メカニズムによるオーディオ出力電圧を低下させる
と共に、周波数特性の高周波帯域を平坦化する。抵抗Ｒ
_Aは、容量Ｃ_Aと同様に出力電圧を低下させると共に、周
波数特性の高周波帯域を狭帯域化する。しかし、その抵
抗Ｒ_Aの付加は高周波帯域における帰還理論上の安定性
を低下させることにもなる。即ち、容量Ｃ_Aと抵抗Ｒ_Aは
高周波帯域における出力電圧を低下させるという点では
共通しているものの、帰還理論上の安定性に関しては相
反する関係を有している。この増幅器では、帰還理論上
の安定性を犠牲にしても抵抗Ｒ_Aの付加による高周波帯
域の狭帯域化を優先させるようにして高周波雑音の受け
入れ難さを補償しており、前記の抵抗Ｒ_Aに係る範囲限
定はその条件に基づいたものである。一方、容量Ｃ_Aと
抵抗Ｒ_Aを前記の条件で付加した場合、抵抗Ｒ_Aの付加に
よって周波数特性における高周波帯域にピークが生成さ
れてしまう。そこで、この増幅器では容量Ｃ_Bによって
高周波帯域における狭帯域化を図って前記のピークを消
失させており、同時に帰還理論上の安定性も向上させて
いる。 ところで、２段帰還増幅器では、回路全体の入
力インピーダンスの実部に係る周波数特性が０以下にな
るような帯域を含んでいる場合、即ち、入力インピーダ
ンスが負性抵抗を含む場合には、それが上記の高周波変
調メカニズムの発生要因となって高周波雑音の影響を強
く受けることになる。前記の容量Ｃ_Bはその問題にも極
めて有効な回路要素であり、高周波帯域における狭帯域
化を図ると共に、回路全体の入力インピーダンスの実部
を常に０以上に設定することで負性抵抗要素をなくし、
回路自体に高周波変調メカニズムを具有させない機能を
有している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、本願の
発明者は２段帰還増幅器を対象として、その回路自体に
高周波雑音の受け入れ難さを具有させると共に、高周波
雑音の被変調信号を発生させる変調メカニズムをなくし
て、設計仕様どおりの優れた増幅特性を実現させること
に成功している。しかし、一般に２段帰還増幅器は小信
号の増幅にその用途が限定されるため、オーディオ増幅
器全体に適用するには、更にその後段にエミッタホロア
式増幅回路等を設けた３段帰還増幅器として大きな電流
も扱えるようにする必要がある。即ち、少なくとも３段
以上の帰還増幅器としても前記の高周波雑音対策が施さ
れた回路を構成することが要望される。また、オーディ
オ増幅器で３段帰還増幅を行う場合には、初段や２段目
を差動増幅回路にしたり、最終段をプッシュプル方式の
増幅回路とするような回路構成も多様されているため、
前記の対策はその回路構成上のバラエティに対応できる
ものでなければならない。ところで、３段以上の帰還増
幅器を各種の回路構成で実現する場合には、当然ながら
帰還増幅器としての問題はより複雑化し、２段帰還増幅
器の場合に良好であった前記の補償法を適用しても、高
周波雑音に対して十分な安定性を確保することが困難に
なる。

【０００７】そこで、本発明は、上記の高周波雑音に対
する変調メカニズムが当然に一般的な負帰還増幅器にお
いても発生する問題であることに着目し、２段帰還増幅
器はもとより、３段以上の帰還増幅器においても回路自
体にその変調メカニズムを具有させないための普遍的な
解決手段を与えると共に、併せてその具体策を提供する
ことを目的として創作された。

【０００８】

【課題を解決するための手段】第１の発明は、負帰還増
幅器において、その入力インピーダンスの実部及び出力
インピーダンスの実部に係る各周波数特性が共に全帯域
で０以上となる回路構成としたことを特徴とする負帰還
増幅器に係る。

【０００９】第２の発明は、初段をエミッタ接地式の増
幅回路又は差動増幅回路とした２段以上の負帰還増幅器
において、信号が入力される前記初段のトランジスタの
ベース−コレクタ間に回路全体の入力インピーダンスの
実部に係る周波数特性を全帯域で０以上とする容量値を
有した容量を接続し、負帰還回路が、帰還インピーダン
ス部の帰還側を抵抗を介して接地することでその帰還率
を設定すると共に、前記帰還インピーダンス部の帰還側
と前記初段の増幅回路の帰還接続点の間に回路全体の出
力インピーダンスの実部に係る周波数特性を全帯域で０
以上とするインピーダンス要素を接続した回路であるこ
とを特徴とする負帰還増幅器に係る。

【００１０】第３の発明は、初段をトランジスタＴ_r1,
Ｔ_r4で構成されるシングル・エンデッド形差動増幅回
路、２段目をトランジスタＴ_r2で前記差動増幅回路の信
号入出力側トランジスタＴ_r1の出力信号を増幅するコレ
クタホロア式増幅回路、３段目をトランジスタＴ_r3で前
記コレクタホロア式増幅回路の出力を増幅するエミッタ
ホロア式増幅回路とし、前記トランジスタＴ_r3の出力を
前記差動増幅器のトランジスタＴ_r4のベースへ帰還させ
る負帰還回路を有した３段帰還増幅器において、前記ト
ランジスタＴ_r1のベース−コレクタ間に回路全体の入力
インピーダンスＺ_inの実部に係る周波数特性を全帯域で
０以上とする容量値を有した容量Ｃ_Bを接続し、負帰還
回路が、帰還インピーダンス部Ｚ_NFの帰還側を抵抗Ｒ_F1
を介して接地することでその帰還率を設定すると共に、
前記帰還インピーダンス部Ｚ_NFの帰還側と前記トランジ
スタＴ_r4のベースの間に回路全体の出力インピーダンス
Ｚ_outの実部に係る周波数特性を全帯域で０以上とする
抵抗Ｒ_T又は抵抗Ｒ_Tと容量Ｃ_Tの並列回路からなるイン
ピーダンス要素を接続した回路であることを特徴とする
負帰還増幅器に係る。

【００１１】第４の発明は、第３の発明の負帰還増幅器
において、トランジスタＴ_r2のベース−コレクタ間に容
量Ｃ_Aを、トランジスタＴ_r1のベースに抵抗Ｒ_Aをそれぞ
れ付加し、抵抗Ｒ_Aの抵抗値を回路の高周波帯域におけ
る帰還理論上の安定性が抵抗Ｒ_Aを付加しない場合と容
量Ｃ_Aの容量値で定まる安定性より低下する範囲で設定
した負帰還増幅器に係る。

【００１２】

【作用】第１の発明について；従来技術で説明したよう
に、オーディオ用の負帰還増幅器で高周波雑音による音
質の劣化がみられる原因は、その増幅器の回路自体が高
周波雑音に対する変調メカニズムを発生させてしまうこ
とにある。従って、回路自体がその変調メカニズム要素
を具有しない構成にすれば、普遍的に高周波雑音による
影響を受けない負帰還増幅器を実現することができる。
ところで、前記の高周波変調メカニズムは、負帰還増幅
器の回路自体が負性抵抗を有する場合に、入出力インピ
ーダンスに微小変動が生じ易くなり、その変動によって
高周波雑音が変調を受けてしまう現象として捉えること
ができる。従って、負帰還増幅器が負性抵抗を有しない
回路構成、即ち入力インピーダンスと出力インピーダン
スの実部の周波数特性が全帯域で常に０以上になってい
れば、高周波雑音に対する変調メカニズムを発生させな
いようにできる。

【００１３】第２の発明について；この発明は、初段を
エミッタ接地式の増幅回路又は差動増幅回路とした２段
以上の負帰還増幅器において、入力インピーダンス及び
出力インピーダンスの実部に係る周波数特性を０以上と
する具体的手段を与える。入力インピーダンスに関して
は、特開平2-219311号に示した容量Ｃ_Bの有する機能と
同様であり、初段のトランジスタのベース−コレクタ間
に容量を接続することによって負性抵抗を消失させるこ
とができる。出力インピーダンスに関しては、負帰還回
路に帰還インピーダンス部とは別に補償用のインピーダ
ンス要素を付加することにより負性抵抗を消失させる手
段が採用できる。即ち、負帰還回路の帰還インピーダン
ス部の帰還側を一旦抵抗を介して接地することで帰還率
を設定しておき、帰還インピーダンス部の帰還側と初段
増幅回路の帰還接続点の間にインピーダンス要素を接続
させることにより、出力インピーダンスの実部に係る周
波数特性が高周波帯域で負になってしまう傾向を完全に
なくすることができ、回路の帰還理論上の安定性も十分
に確保させながら負性抵抗の存在による高周波変調メカ
ニズムの発生を防止する。

【００１４】第３の発明について；この発明は、初段を
シングル・エンデッド形差動増幅回路、２段目をコレク
タホロア式増幅回路、３段目をエミッタホロア式増幅回
路で構成した３段帰還増幅器に第２の発明を適用したも
のであり、第２の発明の一実施例として後記に説明され
る。

【００１５】第４の発明について；この発明は、第３の
発明に係る負帰還増幅器に対して、特開平2-219311号に
示した容量Ｃ_Aと抵抗Ｒ_Aによる高域補償手段を適用した
ものであり、高周波雑音の受け入れ難さを実現してい
る。

【００１６】

【実施例】以下、本発明の「負帰還増幅器」の実施例を図
１から図１６を用いて詳細に説明する。 １．《実施例回路の提示》 先ず、図１は実施例に係る３段帰還増幅器の電気回路図
を示し、初段はペアトランジスタＴ_r1とＴ_r4で構成され
たシングル・エンデッド形差動増幅回路、２段目はトラ
ンジスタＴ_r2で初段の信号入出力側のトランジスタＴ_r1
から得られる出力信号を増幅するコレクタホロア式増幅
回路、３段目はトランジスタＴ_r3で前段のトランジスタ
Ｔ_r2の出力信号を増幅するエミッタホロア式増幅回路と
されており、３段目のトランジスタＴ_r3の出力が負帰還
回路を介して初段のトランジスタＴ_r4のベースへ接続さ
れた基本構成を有している。尚、各トランジスタＴ_r1,
Ｔ_r2,Ｔ_r3,Ｔ_r4の諸特性は次の表１に示されるとおり
で、トランジスタＴ_r1(Ｔ_r4),Ｔ_r2についてはそれぞれ
図１７の１段目と２段目に用いられているものと同一で
ある。

【００１７】

【表１】

【００１８】そして、この３段帰還増幅器の特徴は次の
ような点にある。 初段の差動増幅回路におけるトランジスタＴ_r1のベ
ースには増幅される信号が入力抵抗Ｒ_Aを介して入力さ
れると共に、トランジスタＴ_r1のベース-コレクタ間に
容量Ｃ_Bが接続されている。 ２段目のコレクタホロア式増幅回路におけるトラン
ジスタＴ_r2におけるベース-コレクタ間に容量Ｃ_Aが接続
されている。 負帰還回路は、帰還抵抗Ｒ_NFと帰還容量Ｃ_NFの並列
回路と容量Ｃ_Tと抵抗Ｒ_Tの並列回路が直列接続されてお
り、且つそれらの並列回路の接続点を抵抗Ｒ_F1を介して
接地させている。 尚、初段及び２段目の増幅回路に用いられる抵抗Ｒ_Aと
容量Ｃ_A,Ｃ_Bの定数、及び以降の考察と検討の中で負帰
還回路に用いられる抵抗Ｒ_F1,Ｒ_NFと容量Ｃ_NFの定数
は、特別に指定しない限り次の表２及び表３の１又は２
に示されるとおりとされる。また、表２に示されている
各定数は、従来技術で説明した２段帰還増幅器で採用し
たものと同等に選択した。

【００１９】

【表２】

【００２０】

【表３】

【００２１】２．《容量Ｃ_Tと抵抗Ｒ_Tが無い場合におけ
る回路の考察》 前記の図１の３段帰還増幅器を考察するための前提とし
て、その負帰還回路から抵抗Ｒ_Tと容量Ｃ_Tを除いて、帰
還抵抗Ｒ_NFと帰還容量Ｃ_NFの並列回路と接地抵抗Ｒ_F1で
のみ構成された負帰還回路による３段帰還増幅器に関し
て考察を行う。ここで、増幅器のゲイン設定は用途に応
じて多様に設定されるが、この場合には、検討上必要と
なる場合を除いて、帰還率を約０.０４８にとり、ゲイ
ンを約２１倍に設定するようにしている。また、表２に
示す各定数はゲインを１とした図１７の２段帰還増幅器
で採用したものであるが、それをゲイン２１倍とする今
回の増幅器に適用するために、表３に示すように帰還抵
抗Ｒ_NFに対しては十分に大きな帰還容量Ｃ_NFを並列に接
続させており、高周波帯域ではゲイン１の場合と等価な
動作状態となるようにして、オーディオ帯域のゲインと
は無関係に殆ど同一補償値で済ませられるような方式を
採用している。

【００２２】先ず、図１の３段帰還増幅器から容量Ｃ_T
と抵抗Ｒ_Tを除いた場合の高周波等価回路図は図２に示
されるような構成となり、その等価回路からゲインの周
波数特性と入力インピーダンス特性の計算を行う。図２
の等価回路図中で、ｒ_bはトランジスタのベース拡がり
抵抗、Ｚ_cはコレクタ容量Ｃ_cによる容量インピーダン
ス、Ｚ_eはエミッタ抵抗ｒ_eとエミッタ容量Ｃ_eによる並
列インピーダンス、Ｚ_Lは負荷抵抗Ｒ_Lと負荷容量Ｃ_Lで
構成される負荷インピーダンスである。また、Ｉ_Bはベ
ース電流、Ｉ_Cはコレクタ電流、Ｉ_FはＺ_cに流れる帰還
電流、Ｉ_Lは負荷電流である。数字による添字はトラン
ジスタが１段目か２段目か３段目かを示し、差動入力の
帰還が戻ってくる側の添字は４で示されている。尚、ｅ
_iは入力電圧、ｅ_oは出力電圧である。また、それぞれの
間には、 Ｚ_e1＝ｒ_e1／（１＋ｊωＣ_e1ｒ_e1） …(1) Ｚ_e2＝ｒ_e2／（１＋ｊωＣ_e2ｒ_e2） …(2) Ｚ_e3＝ｒ_e3／（１＋ｊωＣ_e3ｒ_e3） …(3) Ｚ_c1＝１／ｊωＣ_c1 …(4) Ｚ_c2＝１／ｊωＣ_c2 …(5) Ｚ_c3＝１／ｊωＣ_c3 …(6) Ｚ_L1＝Ｒ_L1／（１＋ｊωＣ_L1Ｒ_L1） …(7) Ｚ_L2＝Ｒ_L2／（１＋ｊωＣ_L2Ｒ_L2） …(8) Ｚ_L3＝Ｒ_L3／（１＋ｊωＣ_L3Ｒ_L3） …(9) Ｉ_C1＝ｈ_fe1・Ｉ_B1，ｈ_fe1＝β₀₁／（１＋ｊωＣ_e1ｒ_e1） …(10) Ｉ_C2＝ｈ_fe2・Ｉ_B2，ｈ_fe2＝β₀₂／（１＋ｊωＣ_e2ｒ_e2） …(11) Ｉ_C3＝ｈ_fe3・Ｉ_B3，ｈ_fe3＝β₀₃／（１＋ｊωＣ_e3ｒ_e3） …(12) の関係がある。但し、β₀はトランジスタの直流電流増
幅率、ωは入力電圧ｅ_iの角周波数、ｊは虚数単位であ
る。これらの諸定数の内、トランジスタ定数β₀,ｒ_e,Ｃ
_eを除いてはメーカ発表値を適用し、β₀については実測
して求め、ｒ_eについては ｒ_e≒２６・(β₀／Ｉ_C)［Ｉ_C:ｍＡ，ｒ_e:Ω］ …(13) の近似式より求め、更にＣ_eについては Ｃ_e≒β₀／（ω_Tｒ_e） …(14) より近似的に決定した。尚、ω_Tは｜ｈ_fe｜が１に等し
くなる角周波数で、Ｉ_Cによる依存性を表１の特性から
考慮した。

【００２３】一方、帰還抵抗Ｒ_NFに並列接続されている
帰還容量Ｃ_NFは、経験上からこの回路では抵抗値との時
定数を０.６〜０.８(μsec)程度に決定するとピークを
平滑にできるため、ここでは０.８(μsec)として計算し
て表３に示すような値を選択するようにしている。そし
て、負帰還インピーダンスは、 Ｚ_NF＝Ｒ_NF／（１＋ｊωＣ_NFＲ_NF） …(15) で与えられる。

【００２４】以上の数式を用いて、図２の等価回路から
未知数を１１の電流、即ちＩ_B1,Ｉ_F1,Ｉ_B2,Ｉ_F2,Ｉ_B3,
Ｉ_F3,Ｉ_B4,Ｉ_F4,Ｉ_L1,Ｉ_L3,Ｉ_inとして１１元連立１次
方程式を解き、最終的に入力インピーダンスである Ｚ_in＝ｅ_i／Ｉ_in …(16) と、ゲインである Ａ＝ｅ₀／ｅ_i＝(Ｚ_L3・Ｉ_L3)／ｅ_i …(17) を求めることができるが、その演算過程は省略する。

【００２５】表１乃至表３の諸定数を用いて前記の数式
(16),(17)の周波数特性を数１０ＭＨzまで計算した結
果、入力インピーダンスの実部は図１７の２段帰還増幅
器で求めた場合と同様に約４ｋΩに集束し、ゲインの周
波数特性はカットオフ周波数が約１００ｋＨzで、ピー
クもなく綺麗に減衰する特性を示した。

【００２６】３．《３段帰還増幅器の問題点》 前記の計算結果による入力インピーダンスとゲインの周
波数特性を見る限りにおいて、２段帰還増幅器の場合で
説明したと同様に、回路自体に高周波雑音の受け入れ難
さを具有させ、高周波雑音に対する変調メカニズムの発
生をなくすることが可能なように考えられる。ところ
で、増幅器の出力端子に容量性負荷を接続した場合に発
振を起こすことは従来からよく知られている。特に、３
段帰還増幅器では出力側の容量負荷に対して不安定にな
り易く、場合によっては発振を起こす可能性を秘めてい
る。換言すれば、それは出力側からの高周波雑音の受け
入れ易さに通じるものであり、３段帰還増幅器では単に
入力インピーダンスに負性抵抗が含まれないようにする
だけで回路の安定性が確保できるとはいえず、出力側負
荷との関係で高周波雑音に対する補償対策が必要になる
ことを示している。

【００２７】その事情は、図３に示すように、電源に負
性抵抗(−Ｒ)と誘導性インピーダンス(Ｌ)が直列接続さ
れた２端子回路を静電容量(Ｃ)接続した簡単なモデル等
価回路に置換して考えることができ、結果的に直列共振
回路が構成されて当然に発振を起こすことになる。従っ
て、３段帰還増幅器の場合には、入力インピーダンスか
らだけでなく、出力インピーダンスからの考察を行っ
て、高周波雑音の補償対策と回路の安定性を検討する必
要がある。

【００２８】４．《出力インピーダンスについての検
討》 図１の３段帰還増幅器から容量Ｃ_Tと抵抗Ｒ_Tを除いた場
合の高周波等価回路図において出力インピーダンスを計
算するには、ゲインと入力インピーダンスを計算するた
めに使用した図２の高周波等価回路図から電源を取り除
き、その電源を出力端子に接続した等価回路、即ち図４
の高周波等価回路図を用いる。そして、この場合には図
２の場合と比較して自由度が１つ増加し、１２元連立１
次方程式を解く必要があるが、未知数をＩ_B1,Ｉ_F1,
Ｉ_B2,Ｉ_F2,Ｉ_B3,Ｉ_F3,Ｉ_B4,Ｉ_F4,Ｉ_L1,Ｉ_L3,Ｉ_NF,Ｉ_in
として、結果的に出力インピーダンスＺ_outが Ｚ_out＝ｅ_i／Ｉ_in …(18) として求まる。

【００２９】前記のＺ_outの計算において、入力側から
みた高周波雑音対策のために付加した補償素子Ｃ_A,Ｒ_A,
Ｃ_Bの内、容量Ｃ_A以外を外した場合と、その全てを付加
した場合とで、抵抗Ｒ_NFを表３に示すように２ｋΩと２
０ｋΩに設定してそれぞれ出力インピーダンスＺ_outの
実部の周波数特性を計算した。そして、その結果を、前
者の場合については図５に、後者の場合については図６
に示す。図５では、１ＭＨz辺りから１０ＭＨzにかけ
て、完全に負性抵抗を示しているが、Ｒ_NFが２ｋΩの方
が負性抵抗を示す範囲がより広くなっており、帰還抵抗
Ｒ_NFによる相違が見受けられる。一方、図６では、補償
素子の効果が現れて負性抵抗を示していないが、やはり
Ｒ_NFが２ｋΩの場合には１０ＭＨz辺りでＺ_outの実部が
低下する傾向がみられ、帰還率が増加すると負性抵抗化
する危険性を有している。

【００３０】そこで、帰還抵抗Ｒ_NFの２ｋΩはそのまま
にして、接地抵抗Ｒ_F1を１００Ωから２００Ωと４００
Ωに増大させて帰還率を増加させ、結果的にゲインを１
１倍及び６倍に低下させてみた。その場合のＺ_outの実
部の周波数特性は図７のようになり、ゲイン１１倍では
約５〜１３ＭＨzの帯域で、ゲイン６倍では約２.３〜１
５ＭＨzの帯域でそれぞれ完全に負性抵抗となってい
る。そして、図５及び図７において負性抵抗が現れてい
る周波数帯域におけるリアクタンス分を調べてみると、
完全に誘導性であり、先に示した図３のモデル等価回路
が成立し、適当な容量負荷が接続されると発振に至るこ
とになる。

【００３１】市販の大多数の電力増幅器の出力端子には
インダクタンスが直列に挿入されているが、これは前記
の発振条件(共振周波数)を変化させて発振を防止する目
的があり、勿論効果が無いわけではないが、やはり出力
インピーダンスに負性抵抗が存在する限り、本質的な解
決にはなっていない。即ち、発振自体は防止できても、
出力インピーダンスに負性抵抗を包含した増幅器では、
増幅器内部の電流・電圧の変化やそれを取り巻く境界条
件の変化等に対して変動を起こし易く、その変動が上記
の高周波変調メカニズムを生んでしまうからである。

【００３２】図５及び図６に共通している事実は、出力
インピーダンスＺ_outに負性抵抗が含まれないようにす
ることに関して、帰還抵抗Ｒ_NFが２０ｋΩの場合の方が
２ｋΩの場合と比較して若干有利なことである。その理
由は明確ではないが、差動増幅回路における帰還が返る
側のトランジスタＴ_r4の入力インピーダンスが何等かの
影響を与えているのではないかと推察される。何れにし
ても、結果的には、帰還抵抗Ｒ_NFの抵抗値が大きい方が
負性抵抗の問題に関しては有利であることが注目され
る。

【００３３】５．《負性抵抗の危険性の回避》 出力インピーダンスＺ_outに係る検討から、帰還抵抗Ｒ
_NFの抵抗値を大きくした方が有利であることが知られ
た。しかし、帰還理論を常識的に考えた場合には、帰還
率が一定であれば帰還抵抗Ｒ_NFの抵抗値自体はあまり大
きな影響を与えるものではない。そこで、前記に推察し
たトランジスタＴ_r4の入力インピーダンスが与える影響
を検討してみると、帰還抵抗Ｒ_NFとトランジスタＴ_r4の
入力容量で一種の高域補償が構成されたとも考えられ
る。そして、その仮定に立てば、帰還抵抗Ｒ_NFとは別に
トランジスタＴ_r4のベース側に適当な抵抗を意図的に挿
入すれば、出力インピーダンスＺ_outに負性抵抗が含ま
れないようにする上で更に有利な条件を得ることが可能
になる。

【００３４】ここでは、先ず、帰還抵抗Ｒ_NFを２ｋΩ、
接地抵抗Ｒ_F1を１００Ωとして、図１に示すように差動
増幅回路のトランジスタＴ_r4のベースと帰還抵抗Ｒ_NFの
間に抵抗Ｒ_Tを挿入し、その抵抗Ｒ_Tの抵抗値を１０ｋ
Ω,２０ｋΩ,４７ｋΩ,１００ｋΩと順次増加させて、
各抵抗値が挿入された場合における出力インピーダンス
Ｚ_outの実部を計算することとした。但し、この段階で
は容量Ｃ_Tを除去しておく。 その計算では、図４の等
価回路をそのまま流用でき、ベース拡がり抵抗ｒ_b4に挿
入抵抗Ｒ_Tの抵抗値を加算するだけで簡単に求めること
ができる。図８は、抵抗Ｒ_Tを前記の各値に変化させた
場合における、Ｚ_outの実部の周波数特性を求めたもの
である。

【００３５】同図から明らかなように、抵抗Ｒ_Tの挿入
によって負性抵抗の危険性が消失してゆくことが理解さ
れる。即ち、抵抗Ｒ_Tの挿入によって、図７にみられた
ように出力インピーダンスＺ_outの実部が２.３〜１５Ｍ
Ｈz辺りで負性抵抗を有してしまうような危険性が完全
になくなり、図１の３段帰還増幅器(容量Ｃ_Tは除去した
状態)において、トランジスタＴ_r4のベースに出力イン
ピーダンスＺ_outの実部を常に正にするような抵抗Ｒ_Tを
接続しておくという極めて簡単な手段で高周波雑音に対
する補償をできることになる。

【００３６】ところで、図８を詳細に見ると、抵抗Ｒ_T
の抵抗値があまり大きくなると１００ｋＨz付近の低い
周波数帯域でまた負性抵抗の危険性が出現してくること
も確認される。従って、最適な抵抗値がありそうである
が、図８からは抵抗Ｒ_Tの抵抗値を大きくしておいた方
が広い周波数帯域でＺ_outの実部を正の大きな値で一定
にすることができることも明らかになっている。そこ
で、ここでは抵抗Ｒ_Tを４７ｋΩに設定することとし、
１００ｋＨz付近に存在する負性抵抗の危険性は次の方
法で取り除くこととした。

【００３７】前記のように４７ｋΩに設定した抵抗Ｒ_T
に対して容量Ｃ_Tを並列接続させてみる。即ち、図１の
回路構成そのものとする。今、上記の回路要素の定数条
件(表１,表２,Ｒ_T＝４７ｋΩ)において、容量Ｃ_Tの容量
値を５pＦ,１５pＦ,２５pＦとして、前記と同様に出力
インピーダンスＺ_outの実部を計算してみると、その周
波数特性は図９に示すようになる。同図から、容量Ｃ_T
を５pＦ以上に設定すれば１００ｋＨz付近に存在する負
性抵抗の危険性は薄らぐことが確認される。但し、２５
pＦになると１０ＭＨz辺りが低下する傾向がみられるた
め、この場合には１５pＦ程度が適当であろうと考えら
れる。

【００３８】６．《総合特性》 以上の考察の結果、図１で抵抗Ｒ_Tと容量Ｃ_Tを除いて短
絡させた状態の３段帰還増幅器では、帰還率を増大させ
ると出力インピーダンスＺ_outが負性抵抗を含むことに
なるが、図１に示されるように、負帰還回路における帰
還抵抗Ｒ_NFと帰還容量Ｃ_NFの並列回路を一旦抵抗Ｒ_F1で
接地させて帰還率を設定すると共に、トランジスタＴ_r4
のベースとの接続側に抵抗Ｒ_Tと容量Ｃ_Tの並列回路を設
けることで前記の負性抵抗による危険性を完全になくす
ることができる。ここで、抵抗Ｒ_Tを４７ｋΩ、容量Ｃ_T
を１５pＦとした状態でＲ_F1,Ｒ_NF,Ｃ_NFを表３の１及び
２の条件に設定して出力インピーダンスＺ_outの実部の
周波数特性を計算してみると図１０のようになる。同図
によると、帰還抵抗Ｒ_NFが２ｋΩと２０ｋΩの場合の双
方で各特性は殆ど同様であり、また４００ｋＨz〜１１
ＭＨzにわたって殆ど平坦化し、図６の場合と比較して
特性が安定したことが確認できる。更に、図１１は図７
に対応するものであるが、帰還量を増加させた場合も安
定した特性を示しており、抵抗Ｒ_Tと容量Ｃ_Tの挿入によ
る補償法がクリティカルでないことが理解される。そし
て、これらの状態における入力インピーダンスＺ_inの実
部の周波数特性を計算してみたが、抵抗Ｒ_Tと容量Ｃ_Tの
影響は全く見られず、またゲインの周波数特性にも何等
影響を与えていないことが確認された。

【００３９】次に、前記の高域補償法を採用した場合
に、帰還理論的にどの程度の安定性が得られているかも
重要な問題であると考えられるため、ループゲインのBo
de線図を描いてみた。ループゲインＧ_Lを計算するに
は、図２における帰還ループを切断し、図１２の等価回
路に示すように、電源ｅ_iをＺ_NFと直列にして帰還が戻
ってくる点に接続し、出力端子にはＺ_NFと終端抵抗Ｚ_EI
の直列要素を接続する。その場合、終端抵抗Ｚ_EIが明確
でないが、Ｚ_EIは電源より中を見た入力インピーダンス
に等しいと考えられるため、電源を流れる電流をＩ_inで
表すと、 Ｚ_EI＝ｅ_i／Ｉ_in …(19) で求めることができ、Ｚ_EIに適当な初期値を与えて、そ
れが収束するまで計算を行えばそれを確定することがで
きる。図１２の等価回路に基づいて未知数をＩ_B1,Ｉ_F1,
Ｉ_B2,Ｉ_F2,Ｉ_B3,Ｉ_F3,Ｉ_B4,Ｉ_F4,Ｉ_L1,Ｉ_L2,Ｉ_L3,Ｉ_in
の１２の電流とすると１２元連立１次方程式が得られる
が、それを解くことでループゲインは Ｇ_L＝−ｅ_o／ｅ_i＝(Ｚ_L3Ｉ_L3)／ｅ_i …(20) として求められる。

【００４０】計算の結果で得られたループゲインＧ_Lの
位相特性を図１３に示す。一般的には周波数の上昇と共
に位相の遅れが発生するのが普通であるが、同図によれ
ば一旦１００ｋＨzまで下がってから、１ＭＨzにかけて
位相の遅れが修正されている。また、帰還抵抗Ｒ_NFによ
る差は殆ど見られない。ところで、上記の高域補償によ
って帰還理論的な安定性が向上しているために、数１０
ＭＨzまで見てもループゲインＧ_Lの位相は−１８０°ま
で回転せず、ゲイン余裕を求めることができない。従っ
て、ループゲインＧ_Lが０ｄｂになる点(図中の矢印点)
での位相余裕を見ることにする。その点は約３１０ｋＨ
z辺りにあり、同点での位相余裕は１２０°以上あり、
帰還理論的に十分に安定性を確保している。一般の標準
的な３段帰還増幅器と比較して位相余裕が１２０°とい
うのは破格な値であるが、それよりループゲインＧ_Lが
０ｄｂになる点が３１０ｋＨｚと極端に低いことが大き
な特徴である。そして、それらの特徴は前記の抵抗Ｒ_T
及び容量Ｃ_Tを挿入したことによるものである。

【００４１】次に、図１４に抵抗Ｒ_TとループゲインＧ_L
の周波数特性の関係を示す。抵抗Ｒ_Tが０の場合には０
ｄＢポイントが７ＭＨz辺りにあるのに対し、１０ｋΩ
にするとほぼ１桁周波数が下がっている。更に、４７ｋ
Ωの場合は約２５０ｋＨzまで下がり、図１３の位相特
性とほぼ符合していることが理解される。ここで、０ｄ
Ｂポイントが下がったことは、出力インピーダンスＺ
_outに負性抵抗が出現する可能性が高い周波数が低下し
たことと相関しており、これが可聴周波数に入り込まな
い限り、容量負荷に対して安定性を確保する上で有利に
なったとみなせる。即ち、問題点が低い周波数に下がれ
ば、大きな静電容量変化でないと影響を与え難いからで
ある。

【００４２】７．《回路の変形例》 以上のように、図１の３段帰還増幅器において、容量Ｃ
_Bにより入力インピーダンスの実部を０以上に保持し、
また抵抗Ｒ_Aと容量Ｃ_Aで入力側からみた高周波雑音の受
け入れ難さを確保させておくことによって高域補償を行
い、更に出力インピーダンスについても、接地抵抗Ｒ_F1
で一旦帰還量を設定すると共に初段の帰還接続点との間
に抵抗Ｒ_Tと容量Ｃ_Tからなる補償用並列回路を向けて出
力インピーダンスの実部を０以上に保持させ、入力側及
び出力側の何れからみても高周波雑音に対する変調メカ
ニズムを発生させないことに成功している。

【００４３】ところで、図１の回路構成では２段目及び
３段目の増幅回路が何れも単一トランジスタで構成され
ているが、オーディオ増幅器では２段目以降に差動増幅
回路を適用したり、最終段にプッシュプル増幅回路を適
用する方式が採用されることが少なくない。例えば、図
１６に示すように２段目をペアトランジスタＴ_r5,Ｔ_r6
からなるコレクタホロア式の差動増幅回路で構成した
り、図１７に示すように３段目をトランジスタＴ_r7,Ｔ
_r8からなるプッシュプル増幅回路で構成することも多
い。

【００４４】前記の実施例において説明した負帰還増幅
器の設計思想と高域補償法は、それらの多様な変形回路
に対しても有効であり、高周波雑音に対する変調メカニ
ズムの発生を消失せしめると共に帰還理論上の回路の安
定性を確保させることにより、高級音質を指向するオー
ディオシステムに対して普遍的に適用できる。

【００４５】

【発明の効果】本発明の「負帰還増幅器」は、以上の構成
を有していることにより、次のような効果を奏する。請
求項１の発明は、負帰還増幅器において、その回路の入
出力インピーダンスはオーディオ信号によって微小変動
し、回路が取込んだ高周波雑音がその変動によって変調
され、結果的にオーディオ信号に高周波雑音の被変調信
号を重畳させた状態で再生するために被変調信号が復調
されて音質が劣化してしまうという高周波変調メカニズ
ムの問題に対して、その高周波変調メカニズムの原因が
回路全体の入力インピーダンスと出力インピーダンスの
負性抵抗にあるという点に着目し、それらインピーダン
スの実部の周波数特性が共に全帯域で０以上とする回路
条件を具備せしめることにより、前記の問題を普遍的に
解決する。請求項２の発明は、初段がエミッタ接地式の
増幅回路又は差動増幅回路である多段負帰還増幅器にお
いて、簡単な回路要素の接続だけで請求項１の回路条件
を具現化することを可能にする。請求項３の発明は、初
段がシングル・エンディッド形差動増幅回路、２段目が
コレクタホロア式増幅回路、３段目がエミッタホロア式
増幅回路で構成された３段帰還増幅器において、請求項
２の方式を適用し、高周波雑音の影響を受けない高級音
質の再生を可能にする。請求項４の発明は、請求項３の
負帰還増幅器に対して、高周波雑音の受け入れ難さを具
有せしめ、変調メカニズムの発生原因の除去と併せて、
理想的な３段帰還増幅器を実現する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の負帰還増幅器の実施例に係る３段帰還
増幅器の電気回路図である。

【図２】図１の３段帰還増幅器の回路において、Ｒ_Tと
Ｃ_Tを除いて短絡接続させた状態で、ゲインと入力イン
ピーダンスを計算するための等価回路図である。

【図３】３段帰還増幅器を出力端側からみたモデル等価
回路図である。

【図４】図１の３段帰還増幅器の回路において、Ｒ_Tと
Ｃ_Tを除いて短絡接続させた状態で出力インピーダンス
を計算するための等価回路図である。

【図５】図１の３段帰還増幅器の回路において、Ｒ_Tと
Ｃ_Tを除いて短絡接続させた状態で、且つ補償素子Ｃ_A,
Ｒ_A,Ｃ_Bの内、容量Ｃ_A以外を外した場合における出力イ
ンピーダンスの実部の周波数特性を示すグラフである。
但し、帰還回路のＲ_F1,Ｒ_NF,Ｃ_NFを表３の１及び２の条
件に変化させてある。

【図６】図１の３段帰還増幅器の回路において、Ｒ_Tと
Ｃ_Tを除いて短絡接続させた状態で、補償素子Ｃ_A,Ｒ_A,
Ｃ_Bを全て付加した場合における出力インピーダンスの
実部の周波数特性を示すグラフである。但し、帰還回路
のＲ_F1,Ｒ_NF,Ｃ_NFを表３の１及び２の条件に変化させて
ある。

【図７】図１の３段帰還増幅器の回路において、Ｒ_Tと
Ｃ_Tを除いて短絡接続させた状態で、補償素子Ｃ_A,Ｒ_A,
Ｃ_Bを全て付加すると共にＲ_NFを２ｋΩ、Ｃ_NFを４００
ｐＦに設定し、Ｒ_F1を１００Ω,２００Ω,４００Ωに変
化させた場合における出力インピーダンスの実部の周波
数特性を示すグラフである。

【図８】図１の３段帰還増幅器の回路において、Ｒ_Tと
Ｃ_Tの内のＲ_Tのみを取付けた状態で、帰還回路のＲ_F1,
Ｒ_NF,Ｃ_NFを表３の１の条件に設定し、Ｒ_Tを１０ｋΩ,
２０ｋΩ,４７ｋΩ,１００ｋΩに変化させた場合におけ
る出力インピーダンスの実部の周波数特性を示すグラフ
である。

【図９】図１の３段帰還増幅器の回路において、帰還回
路のＲ_F1,Ｒ_NF,Ｃ_NFを表３の１の条件に設定すると共に
Ｒ_Tを４７ｋΩとし、Ｃ_Tを５pＦ,１５pＦ,２５pＦに変
化させた場合における出力インピーダンスの実部の周波
数特性を求めたグラフである。

【図１０】図１の３段帰還増幅器の回路において、帰還
回路のＲ_Tを４７ｋΩ、Ｃ_Tを１５pＦに設定し、帰還回
路のＲ_F1,Ｒ_NF,Ｃ_NFを表３の１及び２の条件に変化させ
た場合における出力インピーダンスの実部の周波数特性
を求めたグラフである。

【図１１】図１の３段帰還増幅器の回路において、帰還
回路のＲ_NFを２ｋΩ、Ｃ_NFを４００ｐＦ、Ｒ_Tを４７ｋ
Ω、Ｃ_Tを１５pＦに設定し、Ｒ_F1を１００Ω,２００Ω,
４００Ωとして帰還率を変化させた場合における出力イ
ンピーダンスの実部の周波数特性を求めたグラフであ
る。

【図１２】図１の３段帰還増幅器の回路において、ルー
プゲインを計算するための等価回路図である。

【図１３】図１の３段帰還増幅器の回路において、帰還
回路のＲ_Tを４７ｋΩ、Ｃ_Tを１５pＦに設定し、Ｒ_F1,Ｒ
_NF,Ｃ_NFを表３の１及び２の条件に変化させた場合にお
けるループゲインの位相に係る周波数特性を求めたグラ
フである。

【図１４】図１の３段帰還増幅器の回路において、帰還
回路のＲ_F1,Ｒ_NF,Ｃ_NFを表３の１条件に設定すると共に
Ｃ_Tを１５pＦとし、Ｒ_Tを１０ｋΩ,２０ｋΩ,４７ｋΩ,
１００ｋΩに変化させた場合のループゲインの周波数特
性を求めたグラフである。

【図１５】３段帰還増幅器の変形例に係る電気回路図で
ある。

【図１６】３段帰還増幅器の変形例に係る電気回路図で
ある。

【図１７】従来技術である特開平2-219311号に係るコレ
クタホロア式二段帰還増幅器の電気回路図である。

【符号の説明】

Ｔ_r1,Ｔ_r2,Ｔ_r3,Ｔ_r4,Ｔ_r5,Ｔ_r6,Ｔ_r7,Ｔ_r8…トランジ
スタ、Ｒ_A,Ｒ_F1,Ｒ_NF,Ｒ₁,Ｒ₂,Ｒ₃…抵抗、Ｃ_A,Ｃ_B,Ｃ
_NF…容量。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 負帰還増幅器において、その入力インピ
   ーダンスの実部及び出力インピーダンスの実部に係る各
   周波数特性が共に全帯域で０以上となる回路構成とした
   ことを特徴とする負帰還増幅器。
2. 【請求項２】 初段をエミッタ接地式の増幅回路又は差
   動増幅回路とした２段以上の負帰還増幅器において、信
   号が入力される前記初段のトランジスタのベース−コレ
   クタ間に回路全体の入力インピーダンスの実部に係る周
   波数特性を全帯域で０以上とする容量値を有した容量を
   接続し、負帰還回路が、帰還インピーダンス部の帰還側
   を抵抗を介して接地することでその帰還率を設定すると
   共に、前記帰還インピーダンス部の帰還側と前記初段の
   増幅回路の帰還接続点の間に回路全体の出力インピーダ
   ンスの実部に係る周波数特性を全帯域で０以上とするイ
   ンピーダンス要素を接続した回路であることを特徴とす
   る負帰還増幅器。
3. 【請求項３】 初段をトランジスタＴ_r1,Ｔ_r4で構成さ
   れるシングル・エンデッド形差動増幅回路、２段目をト
   ランジスタＴ_r2で前記差動増幅回路の信号入出力側トラ
   ンジスタＴ_r1の出力信号を増幅するコレクタホロア式増
   幅回路、３段目をトランジスタＴ_r3で前記コレクタホロ
   ア式増幅回路の出力を増幅するエミッタホロア式増幅回
   路とし、前記トランジスタＴ_r3の出力を前記差動増幅器
   のトランジスタＴ_r4のベースへ帰還させる負帰還回路を
   有した３段帰還増幅器において、前記トランジスタＴ_r1
   のベース−コレクタ間に回路全体の入力インピーダンス
   Ｚ_inの実部に係る周波数特性を全帯域で０以上とする容
   量値を有した容量Ｃ_Bを接続し、負帰還回路が、帰還イ
   ンピーダンス部Ｚ_NFの帰還側を抵抗Ｒ_F1を介して接地す
   ることでその帰還率を設定すると共に、前記帰還インピ
   ーダンス部Ｚ_NFの帰還側と前記トランジスタＴ_r4のベー
   スの間に回路全体の出力インピーダンスＺ_outの実部に
   係る周波数特性を全帯域で０以上とする抵抗Ｒ_T又は抵
   抗Ｒ_Tと容量Ｃ_Tの並列回路からなるインピーダンス要素
   を接続した回路であることを特徴とする負帰還増幅器。
4. 【請求項４】 請求項３の負帰還増幅器において、トラ
   ンジスタＴ_r2のベース−コレクタ間に容量Ｃ_Aを、トラ
   ンジスタＴ_r1のベースに抵抗Ｒ_Aをそれぞれ付加し、抵
   抗Ｒ_Aの抵抗値を回路の高周波帯域における帰還理論上
   の安定性が抵抗Ｒ_Aを付加しない場合の安定性と容量Ｃ_A
   の容量値で定まる安定性の何れよりも低下する範囲で設
   定した負帰還増幅器。