JPH08163875A

JPH08163875A - Inverter system

Info

Publication number: JPH08163875A
Application number: JP6303599A
Authority: JP
Inventors: Tadayoshi Nagafune; 船忠義長; Yoshinori Sugawara; 原吉則菅
Original assignee: Jeol Ltd
Current assignee: Jeol Ltd
Priority date: 1994-12-07
Filing date: 1994-12-07
Publication date: 1996-06-21

Abstract

PURPOSE: To realize an inverter system comprising an inverter in which the ringing does not take place at the time of switching. CONSTITUTION: Signals corresponding to DC voltage and DC current, being fed to an inverter, are detected by a DC voltage detection circuit 8 and a DC current detection circuit 9 respectively. A divider circuit 10 divides the DC voltage and DC current. A function unit calculates the root of the product of a signal corresponding to the frequency from a frequency control circuit 12 and an output from the divider circuit. A multiplier circuit 13 multiplies an output from the function unit by an externally provided constant (corresponding to the output capacity of a switching element) and delivers the product to the frequency control circuit 12. The frequency control circuit 12 controls the frequency of switching control signal being fed from a drive circuit 6 to each switching element such that the measured phase difference from a phase detection circuit 6 will be equal to the output from the multiplier circuit 13.

Description

【発明の詳細な説明】【０００１】【産業上の利用分野】本発明は、低雑音インバータを
備えたインバータ装置に関する。【０００２】【従来の技術】インバータは直流を交流に変換するも
のであり、誘導加熱用等の電源として使用されている。
図１はこの様なインバータからの交流を負荷に供給する
インバータ装置の構成を示すものである。図中１は商用
周波数電源、２はサイリスタを構成要素とする順変換回
路で、前記商用周波数電源１からの交流を直流に変換す
るものである。３，４は夫々該順変換回路の出力を平滑
する為の平滑リアクトル，平滑コンデンサである。５
Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄは前記順変換回路２からの直流を
高周波に変換するインバータの主要部を成すスイッチン
グ素子で、例えば、トランジスタから成る。該各スイッ
チンク素子にはドライブ回路６からスイッチング信号が
供給されており、該各スイッチング素子は該スイッチン
グ信号に基づい周期でオン，オフ動作をする。該インバ
ータの出力は、例えば、ワークとワークコイルから成る
負荷回路７に供給される。この様な構成において、商用
周波数電源１からの交流は順変換回路２により直流に変
換され、平滑リアクトル３，平滑コンデンサ４により平
滑される。そして、スイッチング素子５Ａ，５Ｂ，５
Ｃ，５Ｄはドライブ回路６からのスイッチング信号によ
りスイッチング動作を行なう。即ち、スイッチング信号
によりスイッチング素子５Ａと５Ｄがオンの状態の時、
５Ｂと５Ｃはオフの状態になり、スイッチング素子５Ａ
と５Ｄがオフの状態の時、５Ｂと５Ｃがオンの状態にな
り、前記順変換回路２からの直流はこの様なスイッチン
グにより、そのスイッチング周波数に対応した周波数の
高周波に変換され、負荷回路７に供給される。【０００３】図２はインバータの出力電流ｉと出力電圧
ｅの典型的な波形を示したものである。これらの波形が
示す様に、インバータにおいては、通常、移相率ｃｏｓ
θで動作させている。即ち、出力電流ｉに対し、出力電
圧ｅが位相θ進む様にし、且つ、負荷が変動しても、位
相θが一定に保たれる様にスイッチング素子をスイッチ
ング制御している。【０００４】【発明が解決しようとする課題】さて、この様なイン
バータ装置において、図２の出力電圧波形に示す様に、
スイッチング時にリンギングＲａ，Ｒｂが発生する。こ
の様なリンギングは雑音源となるので、出来るだけ小さ
くしなければならない。この様な雑音が大きいと、負荷
へ与えるべき電力が所定電力値から大きくずれる。【０００５】本発明は、この様な問題に解決する為に成
されたもので、新規なインバータ装置を提供することを
目的とするものである。【０００６】【課題を解決するための手段】この様な目的を達成す
る第１の発明は、出力コンデンサを有するトランジスタ
をスイッチング素子とするインバータの出力を負荷に供
給する様に成したインバータ装置において、前記インバ
ータの出力電圧の立ち下がりが該インバータの出力電流
が０の時点で終了する様に前記スイッチング素子のスイ
ッチング周期を制御する様に成した。【０００７】又、第２の発明は、出力コンデンサを有す
るトランジスタをスイッチング素子とするインバータの
出力を負荷に供給する様に成したインバータ装置におい
て、インバータに供給される直流電圧と直流電流を夫々
検出する直流電圧検出手段と直流電流検出手段、該検出
された直流電圧と直流電流の商を算出する除算手段、及
び該算出された商と前記スイッング素子のスイッチング
周波数と前記スイッチング素子の出力コンデンサの容量
値との積の平方根を算出する関数器を備え、該算出した
平方根に対応した値に基づいて前記スイッチング素子の
スイッチング周期を制御する様に成した。【０００８】【作用】インバータの出力電圧の立ち下がりが該イン
バータの出力電流が０の時点で終了する様に前記スイッ
チング素子のスイッチング周期を制御するので、スイッ
チングが完了した時点での出力電流が０となり、リンギ
ングが発生しない。【０００９】【実施例】先ず、本発明の原理について説明する。前
記リンギングは、スイッチング時（オンからオフに変わ
る時）の出力電流ｉとスイッチング素子固有のインダク
タンス分Ｌに基づく磁気エネルギー（Ｌｉ
^{2／２）の放出に基づくものと考えられ、図２のＲａは}
^{一方のスイッチング素子がオンの状態からからオフの状}
^{態に移った時に発生したリンギングであり、Ｒｂは他方}
^{のスイッチング素子がオンの状態からからオフの状態に}
^{移った時に発生したリンギングである。この様なリンギ}
^{ングについて更に考察を進めると、リンギングの元にな}
^{っている磁気エネルギーを形成する出力電流は、スイッ}
^{チング素子がオンからオフに切替わる過渡期間のエンド}
^{時点（リンギングを省略した出力電圧ｅの波形と出力電}
^{流ｉの波形を示した図３のＯｅで、以後、過渡エンド点}
^{と称す）のものであり、この過渡エンド点Ｏｅの出力電}
^{流が０になればリンギングが発}
^{生しない。尚、図３では、横軸を角度（位相θ）で表わ}
^{し、出力電流０の位置を角度０とし、左方向を正方向と}
^{した。所で、前記した様に、通常、インバータ装置では}
^{、出力電流ｉに対し、出力電圧ｅが位相θ進む様にし、}
^{且つ、負荷が変動しても、該位相差θが一定に保たれる}
^{様にスイッチング素子のスイッチング周期を制御してい}
^{るが、この際、リンギングを考慮して過渡エンド点Ｏｅ}
^{が出力電流０の点に一致する様な位相差に設定される事}
^{はない。但し、偶然、過渡エンド点Ｏｅが出力電流０の}
^{点に一致する様な位相差に設定される場合もあると考え}
^{られるが、負荷が変動すると、位相差がずれるばかりで}
^{はなく、出力電圧の立ち下がり方、即ち、出力電圧波形}
^{の傾きも変化してしまうので、これまでの様に位相差θ}
^{が一定に保たれる様に制御しても、過渡エンド点Ｏｅが}
^{出力電流０の点に位置せず、リンギングが発生してしま}
^{う。そこで、本発明では、負荷変動した場合には、所定}
^{の位相率から多少ずれてもさほどインバータ装置の動作}
^{内容に影響がないので、常に過渡エンド点が出力電流０}
^{の点に来るようにしたのである。即ち、図３で説明する}
^{と、この図で、インバータの移相率をｃｏｓθ}ｄ
^{（即ち、出力電圧ｅと出力電流ｉの位相差をθ}ｄ
^{）、出力電圧ｅの立ち下がり時間（即ち、スイッチング}
^{素子のオンからオフへ切替わる過渡期間のスタート時点}
^{である過渡スタート点Ｏｓと過渡エンド点Ｏｅの間の時}
^{間）をΔθ}ｄ
^{とすれば、過渡エンド点Ｏｅの角度方向の座標は、θ}ｄ
^−（Δθｄ
^{／２）であり、この座標値が常に０であれば良い。これ}
^{を式に表わすと、} ^θ ｄ^−（Δθｄ^{／２）＝０（１）} ^即ち、θ ｄ^＝（Δθｄ
^{／２）が維持されれば、負荷変動しても、リンギングは}
^{発生しない。} ^{【００１０】さて、スイッチング素子がオンからオフに}
^{変化する時に該スイッチング素子の抵抗は０Ω（実際は}
^{僅かな抵抗がある）から無限大に変化するが、スイッチ}
^{ング素子として、例えば、ＭＯＳＦＥＴの様に、ソース}
^{電極とドレイン電極間に出力容量（Ｃｏｓｓ）と呼ばれ}
^{る容量を有する出力コンデンサを持つ素子を用いた場合}
^{、この様なスイッチング素子が仮に０時間でオンからオ}
^{フにスイッチングすれば、出力コンデンサにＣｏｓｓ・}
^Ｅｄｃ^（Ｅｄｃ
^{はインバータに入力される直流電圧）の電荷が充電され}
^{る。しかし、ＭＯＳＦＥＴの如きスイッチング素子は、}
^{極めて高速にスイッチングを行うが、実際には数１０ｎ}
^{ｓｅｃ〜５０ｎｓｅｃの時間をかけてスイッチングを行}
^{なう。即ち、スイッチング素子がオンからオフに変化す}
^{る時に数１０ｎｓｅｃ〜５０ｎｓｅｃの時間でスイッチ}
^{ング素子の抵抗が０Ω（実際は０．１Ω程度）から無限}
^{大に変化する。この様に、高速ではあるが、有限の速度}
^{でオンからオフにスイッチングする為、その間、等価的}
^{に並列な出力コンデンサと抵抗に電流を流す事になり、}
^{その為に実際に、出力コンデンサには２Ｃｏｓｓ・Ｅ}ｄ
ｃ
^{に対応した電荷が充電されることが実験的に確かめられ}
^{ている。即ち、前記の如くスイッチング素子を用いたイ}
^{ンバータにおいては、スイッチング素子をオンからオフ}
^{にスイッチングさせるには２Ｃｏｓｓ・Ｅ}ｄｃ
^{の電荷の充電が必要となる。この電荷をＱｎとすると、} ^{Ｑｎ＝２Ｃｏｓｓ・Ｅ} ｄｃ^（２） ^となる。 ^{【００１１】前記図３においては、出力電流波形のθ} ｄ
^−（Δθｄ^{／２）からθ}ｄ^＋（Δθｄ
^{／２）の期間（斜線部）の積分値が前記電荷Ｑｎに相当}
^する。 ^{【００１２】この図３の斜線部を積分する式でこの電荷}
^{を表わすと次の様になる。ここで、図３の出力電流ｉの}
^{ピーク値をＩ} ｐ
^{とし、出力電流ｉを角度θの関数で表わすと、} ^ｉ＝Ｉｐ^{ｓｉｎθ （３）} ^{となり、角度θと時間ｔは角周波数をω、スイッチング}
^{周波数をｆとすると、} ^{θ＝ω・ｔ} ^{＝２πｆ・ｔ（４）} ^{となるので、前記出力電流ｉを時間の関数で表わすと、} ^ｉ＝Ｉｐ^{ｓｉｎ２πｆ・ｔ（５）} ^となる。 ^{【００１３】又、斜線部の範囲（期間）であるθ} ｄ
^−（Δθｄ^{／２）〜θ}ｄ^＋（Δθｄ
^{／２）を時間の範囲で表わすと、｛θ}ｄ^−（Δθｄ
^{／２）｝／２πｆ〜｛θ}ｄ^＋（Δθｄ
^{／２）｝／２πｆとなる。ここで、｛θ}ｄ^−（Δθｄ
^{／２）｝／２πｆをｔ}1 ^、｛θｄ^＋（Δθｄ
^{／２）｝／２πｆをｔ}2 ^{とおくと、前記電荷Ｑｎは、} ^【数１】 ^間をｔｆ^{、スイッチング周波数をｆとすると、} ^Δθ ｄ^{＝２πｆ・ｔ}ｆ^（７） ^{という関係がある。} ^{【００１４】又、インバータの直流電流Ｉ} ｄｃ
^{とすると、インバータへの直流入力電力は、Ｅ}ｄｃ^・Ｉ
ｄｃ^{であり、該インバータの高周波出力電力Ｐ}ｏ
^{は、スイング素子の損失がないと仮定すれば、} ^【数２】 ^{となり、出力電流ｉのピーク値Ｉ}ｐ^は、 ^Ｉｐ^{＝（π／２）・（Ｉ}ｄｃ^{／ｃｏｓθ}ｄ^{）（９）} ^となる。 ^{【００１５】そこで、前記（６）式のΔθ} ｄ
^{に前記（７）式を、前記（６）式のＩ}ｐ
^{に前記（９）式を夫々代入すると、前記（６）式は、} ^{Ｑｎ＝（１／２ｆ）・Ｉ} ｄｃ^{・ｔａｎθ}ｄ^{・ｓｉｎπｆ・ｔ}ｆ^（１０） ^{となり、この式と前記（２）式から、} ^{（１／４ｆ・Ｃｏｓｓ）・ｔａｎθ} ｄ^{・ｓｉｎπｆ・ｔ}ｆ^＝Ｅｄｃ^／Ｉｄｃ ^＝Ｒｄｃ^（１１） ^{となる。尚、Ｒ} ｄｃ^{は直流電圧Ｅ}ｄｃ^{と直流電流Ｉ}ｄｃ
^{の比で表わされる直流抵抗と定義する。この（１１）式}
^{において、ｔａｎθ}ｄ^{，ｓｉｎπｆ・ｔ}ｆ
^{は、夫々近似的に、θ}ｄ^{，πｆ・ｔ}ｆ
^{となるので、該式は、} ^θ ｄ^・π・ｔｆ^{／（４・Ｃｏｓｓ）＝Ｒ}ｄｃ^（１２） ^となる。 ^{【００１６】ここで、前記（７）式をｔ} ｆ
^{を求める式に変形した式、} ^ｔｆ^＝Δθｄ^{／（２πｆ）（１３）} ^{に、本発明が成立するための前記（１）式、即ち、θ} ｄ
^＝（Δθｄ^{／２）を変形した式Δθ}ｄ^＝２θｄ
^{を代入すると、前記（１３）式は} ^ｔｆ^＝θｄ^{／（πｆ）（１４）} ^{となり、この式を前記（１１）式に代入すると、} ^θ ｄ ²／（４ｆ／・Ｃｏｓｓ）＝Ｒ_ｄｃ（１５）となる。この式は、本発明を満足する式となる。【００１７】この式を整理し、θ_ｄを求める式に変形す
ると、【００１８】【数１】この式で、Ｃｏｓｓはスイッチング素子固有の既知の値
なので、その平方根の２倍を定数Ｋに置き換えると、【００１９】【数２】となり、この式を満足する様にスイッチングの周波数制
御を行えば、負荷がいかように変動しても、常に過渡エ
ンドは出力電流０の点に維持され、リンギングが発生し
ない。【００２０】図４は前記本発明の原理に沿った構成を有
するインバータ装置の一実施例を示したものであり、前
記図１と同じ番号，記号の付されたもの同一構成要素で
ある。図中８，９は夫々インバータに供給される直流電
圧，直流電流に対応した信号を検出する直流電圧検出回
路，直流電流検出回路である。１０は前記直流電圧検出
回路８の出力と直流電流検出回路９の出力の除算を行う
除算回路、１１は該除算回路の出力と周波数制御回路１
２からの周波数の積の平方根を出力する関数器である。
１３は該関数器の出力と外部から与えられる定数との乗
算を行い、その出力を前記周波数制御回路１２に供給す
る乗算回路である。１４，１５は夫々インバータの出力
電圧，出力電流を検出する出力電圧検出回路，出力電流
検出回路、１６は該出力電圧検出回路の出力と出力電流
検出回路の出力に基づいて出力電圧と出力電流の位相差
を検出し、その出力を前記周波数制御回路１２に供給す
る位相検出回路である。該周波数制御回路は、該位相検
出回路からの出力と前記乗算回路１３からの出力に基づ
いてドライブ回路６から各スイッチング素子に供給され
るスイッチング制御信号の周波数を制御する。尚、１７
は各スイッチング素子が起動するまでの周波数を設定す
る為の初期周波数設定回路である。【００２１】この様な構成のインバータ装置の動作は次
の様に行われる。【００２２】インバータに供給される直流電圧，直流電
流に対応した信号は夫々直流電圧検出回路８，直流電流
検出回路９で検出され、共に除算回路１０に供給され
る。該除算回路１０は前記直流電圧検出回路８の出力
（Ｅ_ｄｃ）と直流電流検出回路９の出力（Ｉ_ｄｃ）の除
算を行い、その出力（Ｒ_ｄｃ）を関数器１１に送る。該
関数器には周波数制御回路１２から周波数（ｆ）に対応
した信号も供給されているので、それらの積の平方根値
（前記式（１７）の右辺のルートの部分）を乗算回路１
３に送る。該乗算回路は、該関数器の出力（前記式（１
７）の右辺のルートの部分）と外部から与えられる定数
Ｋ（前記Ｃｏｓｓの平方根の２倍に対応している）との
乗算を行い、その出力（前記（１７）の右辺に対応）を
前記周波数制御回路１２に供給する。一方、出力電圧検
出回路１４，出力電流検出回路害１５は夫々インバータ
の出力電圧（ｅ），出力電流（ｉ）を検出するので、位
相検出回路１６は該出力電圧（ｅ）と出力電流（ｉ）に
基づいて出力電圧と出力電流の位相差を検出し、その出
力を前記周波数制御回路１２に供給する。従って、該周
波数制御回路は、該位相検出回路１６からの実測位相差
が、前記乗算回路１３からの出力（前記（１７）の右辺
に対応）、即ち、スイッチング素子の過渡エンド点が出
力電流０の角度（位置）に維持される位相差に等しくな
る様に、ドライブ回路６から各スイッチング素子に供給
されるスイッチング制御信号の周波数を制御する。【００２３】【発明の効果】本発明は、インバータの出力電圧の立
ち下がりが該インバータの出力電流が０の時点で終了す
る様に前記スイッチング素子のスイッチング周期を制御
する様に成したので、スイッチング時にリンギングが発
生しない。即ち、本発明によれば、低雑音のインバータ
を有するインバータ装置が実現される。この結果、負荷
へ与えるべき電力が所定電力値から大きくずれることは
ない。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a low noise inverter.
The present invention relates to a provided inverter device. Inverters also convert direct current to alternating current.
Therefore, it is used as a power source for induction heating.
Fig. 1 supplies alternating current from such an inverter to the load.
1 illustrates a configuration of an inverter device. 1 in the figure is commercial
Frequency power supply, 2 is a forward conversion circuit with a thyristor as a component
The AC from the commercial frequency power source 1 is converted to DC on the road.
Things. 3 and 4 respectively smooth the output of the forward conversion circuit
It is a smoothing reactor and a smoothing capacitor to do so. 5
A, 5B, 5C and 5D are the direct currents from the forward conversion circuit 2.
The switch that forms the main part of the inverter that converts to high frequency
The device is, for example, a transistor. Each switch
A switching signal from the drive circuit 6 is applied to the tink element.
And each of the switching elements is connected to the switching element.
It turns on and off in a cycle based on the trigger signal. The inva
The output of the data consists of a work and a work coil, for example.
It is supplied to the load circuit 7. With such a configuration, commercial
The AC from the frequency power supply 1 is converted to DC by the forward conversion circuit 2.
Replaced by the smoothing reactor 3 and smoothing capacitor 4.
Slipped. Then, the switching elements 5A, 5B, 5
C and 5D depend on the switching signal from the drive circuit 6.
Performs switching operation. That is, the switching signal
When the switching elements 5A and 5D are in the ON state,
5B and 5C are turned off, and the switching element 5A
When and 5D are off, 5B and 5C are on
The direct current from the forward conversion circuit 2 is such a switch.
The frequency corresponding to the switching frequency
It is converted to a high frequency and supplied to the load circuit 7. FIG. 2 shows the output current i and output voltage of the inverter.
3 shows a typical waveform of e. These waveforms
As shown, in the inverter, the phase shift rate cos is usually
It is operated at θ. That is, for output current i,
The pressure e is advanced by the phase θ, and even if the load fluctuates,
Switch the switching element so that the phase θ is kept constant.
Control. The problem to be solved by the invention is as follows.
In the barter device, as shown in the output voltage waveform of FIG.
Ringing Ra and Rb occur during switching. This
Since ringing like is a noise source, it is as small as possible.
Must be combed. If such noise is large, the load
The electric power to be applied to the electric power largely deviates from the predetermined electric power value. The present invention has been made to solve the above problems.
It was decided to provide a new inverter device.
It is intended. Means for Solving the Problems To achieve such an object
A first invention, which relates to a transistor having an output capacitor
The output of the inverter that uses the
In the inverter device configured to supply
Output voltage of the inverter is the output current of the inverter
Switch of the switching element so that it ends when 0 is zero.
It was configured to control the etching cycle. The second invention has an output capacitor.
Of an inverter that uses a transistor as a switching element
Inverter device designed to supply output to load
The DC voltage and DC current supplied to the inverter.
DC voltage detecting means and DC current detecting means for detecting, and the detection
Dividing means for calculating the quotient of the calculated DC voltage and DC current, and
And the calculated quotient and switching of the switching element
Frequency and output capacitor capacity of the switching element
The function unit for calculating the square root of the product of the
Based on the value corresponding to the square root of the switching element
The switching cycle is controlled. [0008] The fall of the output voltage of the inverter is
The switch is set so that it ends when the output current of the burner is 0.
Since it controls the switching cycle of the switching element,
The output current becomes 0 when the ching is completed,
Does not occur. First, the principle of the present invention will be described. Before
Note that ringing changes when switching (changes from on to off).
Output current i and the inductor specific to the switching element
Magnetic energy (Li
^{2/2), and Ra in Fig. 2 is}
^{One of the switching elements changes from on to off.}
^{Rb is the other}
^{Switching element from on to off}
^{This is the ringing that occurred when moving. Ringgit like this}
^{Further consideration of ringing causes}
^{The output current forming the magnetic energy}
^{The end of the transition period when the teaching element switches from on to off}
^{Time point (waveform of output voltage e without ringing and output voltage}
^{At Oe in FIG. 3 showing the waveform of the flow i, the transition end point}
^{Is called) and the output power at this transient end point Oe.}
^{Ringing occurs when the flow becomes 0}
^{Does not live In addition, in FIG. 3, the horizontal axis is represented by an angle (phase θ).}
^{The position of the output current 0 is the angle 0, and the left direction is the positive direction.}
^{did. However, as mentioned above, the inverter}
^{, The output voltage e advances by the phase θ with respect to the output current i,}
^{And, even if the load changes, the phase difference θ is kept constant.}
^{The switching cycle of the switching element}
^{However, at this time, considering the ringing, the transient end point Oe}
^{Is set to a phase difference that matches the point where the output current is 0.}
^{There is no. However, by chance, the transient end point Oe is 0}
^{It is thought that the phase difference may be set so as to match the points.}
^{However, when the load fluctuates, the phase difference only shifts.}
^{Not the output voltage, that is, the output voltage waveform}
^{Since the slope of will also change, the phase difference θ}
^{Is controlled to keep constant, the transient end point Oe}
^{It is not located at the point of output current 0 and ringing occurs.}
^{U. Therefore, in the present invention, when the load changes, the predetermined}
^{Even if it deviates slightly from the phase ratio of the}
^{Since there is no effect on the contents, the transient end point is always the output current 0.}
^{I came to the point of. That is, it will be described with reference to FIG.}
^{And the phase shift rate of the inverter in this figure is cos θ}d
^{(That is, the phase difference between the output voltage e and the output current i is θ}d
^{), The fall time of the output voltage e (that is, switching}
^{At the start of the transition period when the device switches from on to off}
^{Between the transient start point Os and the transient end point Oe}
^{Interval) to Δθ}d
^{Then, the angular coordinate of the transient end point Oe is θ}d
^{− (Δθ}d
^{/ 2), and it is sufficient if this coordinate value is always 0. this}
^{Is expressed in the formula,} ^θ d^{− (Δθ}d^{/ 2) = 0 (1)} ^{That is, θ} d^{= (Δθ}d
^{If / 2) is maintained, ringing will not occur even if the load fluctuates.}
^{Does not occur.} ^{Now, the switching element changes from on to off.}
^{When changing, the resistance of the switching element is 0Ω (actually}
^{There is a slight resistance) to infinity, but the switch}
^{As a switching element, for example, a source such as MOSFET}
^{It is called the output capacitance (Coss) between the electrode and the drain electrode.}
^{When using an element with an output capacitor that has}
^{, If such a switching element is turned on in 0 hours,}
^{If the switching is turned off, the output capacitor}
^E dc^(Edc
^{Is a DC voltage input to the inverter)}
^{It However, switching elements such as MOSFETs}
^{Switching is performed at extremely high speed, but it is actually several tens of nanometers.}
^{Switching is performed over a period of sec to 50 nsec.}
^{Nau. That is, the switching element changes from on to off}
^{Switch in a few 10nsec-50nsec}
^{The resistance of the switching element is 0Ω (actually about 0.1Ω) to infinity}
^{It changes a lot. In this way, it is fast, but finite speed}
^{Since it switches from on to off with,}
^{The current will flow through the output capacitor and the resistor in parallel with}
^{Therefore, the output capacitor is actually 2Coss · E.}d
c
^{It was confirmed experimentally that the electric charge corresponding to}
^{ing. That is, as described above, the switching element is used.}
^{In the inverter, the switching element is turned on}
^{2Coss · E to switch to}dc
^{It is necessary to charge the electric charge of. If this charge is Qn,} ^{Qn = 2Coss ・ E} dc⁽²⁾ ^Becomes ^{In FIG. 3, the output current waveform θ} d
^{− (Δθ}d^{/ 2) to θ}d^{+ (Δθ}d
^{/ 2) integrated value in the period (hatched area) corresponds to the charge Qn}
^{I do.} ^{This charge is expressed by the formula for integrating the shaded area in FIG.}
^{Is expressed as follows. Here, the output current i of FIG.}
^{Peak value is I} p
^{And the output current i is expressed as a function of the angle θ,} ^{i = I} p^{sin θ (3)} ^{And angle θ and time t are angular frequency ω, switching}
^{If the frequency is f,} ^{θ = ω · t} ^{= 2πf · t (4)} ^{Therefore, when the output current i is expressed as a function of time,} ^{i = I} p^{sin2πf · t (5)} ^Becomes ^{The range (period) of the shaded area is θ} d
^{− (Δθ}d^{/ 2) ~ θ}d^{+ (Δθ}d
^{/ 2) is expressed in the range of time, {θ}d^{− (Δθ}d
^{/ 2)} / 2πf to {θ}d^{+ (Δθ}d
^{/ 2)} / 2πf. Where {θ}d^{− (Δθ}d
^{/ 2)} / 2πf is t}1^{, {Θ}d^{+ (Δθ}d
^{/ 2)} / 2πf is t}2^{Then, the charge Qn is} ^{[Equation 1]} ^{Between t}f^{, And the switching frequency is f,} ^Δθ d^{= 2πf · t}f⁽⁷⁾ ^{There is a relationship.} ^{Further, the direct current I of the inverter} dc
^{Then, the DC input power to the inverter is E}dc^{・ I}
dc^{And the high frequency output power P of the inverter}o
^{Assuming there is no swing element loss,} ^{[Equation 2]} ^{And the peak value I of the output current i}p^Is ^I p^{= (Π / 2) ・ (I}dc^{/ Cos θ}d^{) (9)} ^Becomes ^{Therefore, Δθ in the above equation (6)} d
^{And the above formula (7)}p
^{Substituting the above equation (9) into} ^{Qn = (1 / 2f) · I} dc^{・ Tan θ}d^{・ Sinπf ・ t}f⁽¹⁰⁾ ^{From this equation and the equation (2),} ^{(1 / 4f ・ Coss) ・ tan θ} d^{・ Sinπf ・ t}f^{= E}dc^{/ I}dc ^{= R} dc⁽¹¹⁾ ^{Becomes Incidentally, R} dc^{Is DC voltage E}dc^{And DC current I}dc
^{It is defined as the DC resistance expressed by the ratio of. This equation (11)}
^{At tan θ}d^{, Sinπf · t}f
^{Is approximately θ}d^{, Πf · t}f
^{Therefore, the formula is} ^θ d^{・ Π ・ t}f^{/ (4 ・ Coss) = R}dc⁽¹²⁾ ^Becomes ^{Here, the above equation (7) is t} f
^{An expression transformed into an expression for} ^t f^{= Δθ}d^{/ (2πf) (13)} ^{In order to establish the present invention, the above equation (1), that is, θ} d
^{= (Δθ}d^{/ 2) modified formula Δθ}d^{= 2θ}d
^Substituting ^t f^{= Θ}d^{/ (Πf) (14)} ^{And substituting this equation into equation (11),} ^θ d ²/ (4f / · Coss) = R_dc (15) This formula satisfies the present invention. Organizing this equation, θ_dIs transformed into the formula for
Then, ## EQU1 ##In this formula, Coss is a known value specific to the switching element.
Therefore, if twice the square root is replaced with a constant K,And the switching frequency control is satisfied so that this equation is satisfied.
By doing so, no matter how the load fluctuates, there will always be a transient error.
Is maintained at the point where the output current is 0, and ringing occurs.
Absent. FIG. 4 shows a configuration according to the principle of the present invention.
1 shows an embodiment of an inverter device for
The same numbers and symbols as in Figure 1
is there. In the figure, 8 and 9 are DC power supplies supplied to the inverter, respectively.
DC voltage detection circuit that detects signals corresponding to pressure and DC current
Circuit, DC current detection circuit. 10 is the DC voltage detection
The output of the circuit 8 and the output of the DC current detection circuit 9 are divided.
Division circuit, 11 is the output of the division circuit and frequency control circuit 1
It is a function unit that outputs the square root of the product of frequencies from 2.
13 is the product of the output of the function unit and a constant given from the outside.
And outputs the output to the frequency control circuit 12.
It is a multiplication circuit. 14 and 15 are the output of the inverter respectively
Output voltage detection circuit that detects voltage and output current, output current
Detection circuit, 16 is the output and output current of the output voltage detection circuit
Phase difference between output voltage and output current based on the output of the detection circuit
Is detected and its output is supplied to the frequency control circuit 12.
Phase detection circuit. The frequency control circuit is configured to detect the phase
Based on the output from the output circuit and the output from the multiplication circuit 13,
Is supplied from the drive circuit 6 to each switching element.
Control the frequency of the switching control signal. In addition, 17
Sets the frequency until each switching element is activated.
It is an initial frequency setting circuit for setting. The operation of the inverter device having such a configuration is as follows.
It is performed like. DC voltage and DC power supplied to the inverter
The signals corresponding to the current are DC voltage detection circuit 8 and DC current, respectively.
It is detected by the detection circuit 9 and supplied to the division circuit 10 together.
It The division circuit 10 outputs the output of the DC voltage detection circuit 8.
(E_dc) And the output of the DC current detection circuit 9 (I_dc)
Calculation and output (R_dc) Is sent to the function unit 11. The
Corresponding to the frequency (f) from the frequency control circuit 12 to the function unit
Signal is also supplied, so the square root value of their product
(The part of the route on the right side of the equation (17)) is multiplied by the multiplication circuit 1
Send to 3. The multiplication circuit outputs the output of the function unit (the equation (1
(Route part on the right side of 7)) and a constant given from the outside
With K (corresponding to twice the square root of Coss)
Multiply, and output (corresponding to the right side of (17) above)
It is supplied to the frequency control circuit 12. On the other hand, output voltage detection
The output circuit 14 and the output current detection circuit 15 are inverters, respectively.
Output voltage (e) and output current (i) of
The phase detection circuit 16 outputs the output voltage (e) and the output current (i).
The phase difference between the output voltage and output current is detected based on
Power is supplied to the frequency control circuit 12. Therefore, the circumference
The wave number control circuit uses the measured phase difference from the phase detection circuit 16.
Is the output from the multiplication circuit 13 (right side of (17) above)
That is, the transition end point of the switching element is output.
Equal to the phase difference maintained at the angle (position) of force current 0.
Supply from the drive circuit 6 to each switching element
The frequency of the switching control signal is controlled. According to the present invention, the output voltage of the inverter is raised.
The drop ends when the output current of the inverter is zero.
Control the switching cycle of the switching element
Ringing is generated during switching.
Does not live That is, according to the present invention, a low noise inverter
An inverter device having is realized. As a result, the load
The power that should be given to
Absent.

[Brief description of drawings]

【図１】従来のインバー装置の概略図である。FIG. 1 is a schematic view of a conventional Invar device.

【図２】インバータの出力電圧波形と出力電流波形を
示したものである。FIG. 2 shows an output voltage waveform and an output current waveform of the inverter.

【図３】インバータの出力電圧波形と出力電流波形を
示したものである。FIG. 3 shows an output voltage waveform and an output current waveform of the inverter.

【図４】本発明の一実施例として示したインバータ装
置の概略図である。FIG. 4 is a schematic diagram of an inverter device shown as an embodiment of the present invention.

[Explanation of symbols]

１商用周波数電源２順変換回路３平滑用リアクトル４平滑用コンデンサ５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄスイッチング素子６ドライブ回路７負荷回路８直流電圧検出回路９直流電流検出回路１０除算回路１１関数器１２周波数制御回路１３乗算回路１４出力電圧検出回路１５出力電流検出回路１６位相検出回路１７初期周波数設定回路 1 Commercial frequency power supply 2 Forward conversion circuit 3 Smoothing reactor 4 Smoothing capacitor 5A, 5B, 5C, 5D Switching element 6 Drive circuit 7 Load circuit 8 DC voltage detection circuit 9 DC current detection circuit 10 Division circuit 11 Function unit 12 Frequency control Circuit 13 Multiplier circuit 14 Output voltage detection circuit 15 Output current detection circuit 16 Phase detection circuit 17 Initial frequency setting circuit

Claims

[Claims]

1. In an inverter device configured to supply an output of an inverter having a transistor having an output capacitor as a switching element to a load, a fall of an output voltage of the inverter occurs when an output current of the inverter is zero. An inverter device configured to control the switching cycle of the switching element so as to end.

2. An inverter device configured to supply an output of an inverter having a transistor having an output capacitor as a switching element to a load, and a DC voltage detecting means for detecting a DC voltage and a DC current supplied to the inverter, respectively. DC current detection means, division means for calculating the quotient of the detected DC voltage and DC current, and the square root of the product of the calculated quotient, the switching frequency of the switching element and the capacitance value of the output capacitor of the switching element. An inverter device comprising a function unit for calculating, and controlling a switching cycle of the switching element based on a value corresponding to the calculated square root.