JP3690558B2 - Multiphase voltage source converter - Google Patents

Multiphase voltage source converter Download PDF

Info

Publication number
JP3690558B2
JP3690558B2 JP31380197A JP31380197A JP3690558B2 JP 3690558 B2 JP3690558 B2 JP 3690558B2 JP 31380197 A JP31380197 A JP 31380197A JP 31380197 A JP31380197 A JP 31380197A JP 3690558 B2 JP3690558 B2 JP 3690558B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage source
reactor
group
phase
source converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP31380197A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JPH11196576A (en
Inventor
淳一 伊東
光悦 藤田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd filed Critical Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority to JP31380197A priority Critical patent/JP3690558B2/en
Publication of JPH11196576A publication Critical patent/JPH11196576A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3690558B2 publication Critical patent/JP3690558B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • Y02B70/126—

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流入力電流を高力率の正弦波状の波形とする、いわゆる高力率正弦波コンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９にこの種の従来例を示す。以下の説明では、多相回路として３相回路を例として説明する。
同図の回路は１石昇圧コンバータと言われるもので、ダイオードブリッジ３の入力にリアクトル５１を接続し、半導体スイッチとダイオードからなる昇圧チョッパ５２を接続して構成される。この変換器では、半導体スイッチをオンにすると、リアクトル５１を通して電源６を短絡することにより入力電流の波形を形成する。
その動作波形は後述するが、ダイオードブリッジ３の入力に接続されたリアクトル５１の電流が不連続になるように、スイッチを制御することにより、交流から直流を得るとともに、入力電流を正弦波状に制御するものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の回路では、スイッチオフ時の電流が入力電圧に比例しないため、出力電圧を電源電圧の最大値の２〜３倍にしなくては、入力電流が正弦波状にならないという問題がある。また、このためスイッチ素子やダイオードブリッジに高耐圧のものが必要となり、コストアップの原因ともなっている。さらに、出力電圧は６００〜９００Ｖ程度となり、低い出力電圧を必要とする用途には適用することができない。加えて、起動時には平滑コンデンサ４に電荷が蓄えられていないため、突入電流の発生に備えて初期充電回路を必要とする、などの問題がある。
したがって、この発明の課題は、簡単かつ安価な構成で電源電流を高力率の正弦波状にすることにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決すべく、この発明では、ダイオードブリッジの入力部と電源との間に交流スイッチを接続し、ダイオードブリッジの入力に星形結線したリアクトルを接続するようにしている。
すなわち、電源短絡によってリアクトルに蓄えたエネルギーを放出する際に、電源を通らない構成にした。つまり、交流スイッチをオンすると電源電圧はリアクトルを介して短絡され、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。リアクトルに蓄えたエネルギーは、交流スイッチをオフすることによりダイオードブリッジを通して負荷へ供給される。この際、電流が電源を通過しないので、電源電流はスイッチの短絡時に流れる電源電圧に比例する電流のみとなり、出力電圧に関係なく正弦波電流が得られる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
同図の回路は、エネルギー蓄積リアクトル１と、交流スイッチ群２と、ダイオードブリッジ３と、平滑コンデンサ４と、直流負荷５と、３相電圧源６と、高周波フィルタ７とから構成される。なお、高周波フィルタ７は必ずしも必要なものではなく、場合によっては省略されることもある。また、交流スイッチは半導体スイッチを組み合わせたものから構成される。
【０００６】
すなわち、３相電圧源６に高周波フィルタ７を介して交流スイッチ群２を接続し、交流スイッチ群２の他端にダイオードブリッジ３の入力部を接続する。また、ダイオードブリッジ３の入力部には星形結線したリアクトル１を接続する。ダイオード整流回路３の出力には平滑コンデンサ４を接続し、平滑コンデンサ４と並列に直流負荷５を接続する。
【０００７】
交流スイッチ群２の３つのスイッチは、同一のパルスにてリアクトル１の電流が不連続となるように制御される。３つのスイッチがすべてオンのときは、電源電圧はリアクトル１によって短絡される。このとき、交流スイッチ群２の入力電流（フィルタ７の出力電流）ｉu ' ，ｉv ' およびｉw ' は、電源電圧をｖu ，ｖv ，ｖw 、リアクトル１のインダクタンスをＬ、スイッチがオンの時間をＴonとすると、

Figure 0003690558
となり、電源電圧に比例する傾きで各相の入力電流は増加する。一方、スイッチがオフすると、リアクトル１に蓄えられたエネルギーはダイオードブリッジ３を通して負荷へ放出される。このとき、電流が電源６を通過しないため、電源に流れる電流は結局（１）式で示され、高周波フィルタ７により平滑すれば電源と同期した正弦波状の電流となる。
【０００８】
ここで、電源電流ｉu ，ｉv およびｉw とダイオードブリッジ３の入力電流（フィルタ７の出力電流）ｉu ' ，ｉv ' およびｉw ' 等の関係について、この発明の場合と図９に示す従来例の場合について比較，検討する。
図２（ａ）は従来例の場合のＵ相電流波形例を示す。すなわち、フィルタ７の出力電流ｉu ' は高調波フィルタ７によってｉu のような連続電流にされる。つまり、ｉu はｉu ' の平均値となる。
いま、図９で昇圧チョッパ５２の半導体スイッチをオンすると、電源はリアクトル５１を介して短絡され、リアクトル５１にエネルギーが注入される。このとき、例えばＵ相電流ｉu は、（１）式と同様に、
ｉu ＝ｖu ・Ｔon／Ｌ …（２）
と表わされ、１回のスイッチングによる電流のピーク値は電源電圧に比例する。したがって、図２（ａ）のＡ１部分の面積は、
Ａ１＝ｖu ・Ｔon 2 ／２Ｌ …（３）
となり、Ｔonを一定とすれば電源電圧に比例する。
【０００９】
これに対し、図９で昇圧チョッパ５２の半導体スイッチがオフしたときの電流は、出力電圧をＶｄｃ、電流が零になるまでの時間をＴｄとすると、
ｉu ＝ｖu ・Ｔon／Ｌ−（Ｖｄｃ−ｖu ）Ｔｄ／Ｌ …（４）
となり、これをＴｄについて解くと、
Ｔｄ＝ｖu ・Ｔon／（Ｖｄｃ−ｖu ） …（５）
となる。したがって、図２（ａ）のＡ２部分の面積は、
Ａ２＝ｖu 2 ・Ｔon 2 ／２Ｌ（Ｖｄｃ−ｖu ） …（６）
となる。この場合、Ａ２の面積はＶｄｃに依存し、ｖu には比例しない。したがって、従来ではＶｄｃを大きくすることでＡ２の面積をＡ１に対して十分小さくし、電流の正弦波化を図っていた。
【００１０】
一方、図１のこの発明では、電源と直列に交流スイッチ群２を接続することにより、スイッチをオフしたときの電流が電源を通過しないようにした。これにより、図２（ｂ）のようにｉu ' はＡ１部分のみとなり、フィルタ７の入力電流、すなわち電源電流ｉu はＶｄｃが小さくても正弦波となる。スイッチがオフのときＵ相から負荷に出力される電流ｉＬは図２（ｃ）のようになり、Ａ２の部分がリアクトル１から直接ダイオード整流器３を通して負荷に供給される。
【００１１】
図３は図１における直流電圧の制御方式を示す概念図である。
すなわち、検出される直流電圧Ｖdcをその指令値Ｖdc * と比較し、その差を電圧調節器（ＡＶＲ）に入力する。その出力と三角波とを比較して、パルス幅変調（ＰＷＭ）パルスを得る。なお、３つのスイッチのオン，オフのタイミングは３つとも同時で良い。また、ＰＷＭパルスは三角波の代わりに台形波などを用いても得ることができ、パルス幅変調方式の代わりに他の方式を用いるようにしても良い。
【００１２】
図４はこの発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
同図からも明らかなように、図１に示す交流スイッチ群２の代わりに、２つのスイッチからなる交流スイッチ群８を用いた点が特徴である。つまり、３相３線式の回路で２相を制御すれば、他の１相は２相の合成により決定されるという原理にもとづくもので、その他の点は図１と同様である。
【００１３】
図５はこの発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
ここでは、交流スイッチを用いずにダイオードと半導体スイッチからなる半導体スイッチ群９を設けた点が特徴である。この場合、使用する半導体スイッチは各相１つで良い。なお、制御方法は図１と同様である。
図６はこの発明の第４の実施の形態を示す回路図である。これは、図５の半導体スイッチ群９の代わりに半導体スイッチ群１０を用いたもので、図５に比べて半導体スイッチを１つ節約することができる。
【００１４】
図７はこの発明の第５の実施の形態を示す回路図である。これは、図１の交流スイッチ群２の代わりに、半導体スイッチ群２０で構成した点が特徴である。つまり、半導体スイッチ群２０の各素子のスイッチングのタイミングを同じとすると、すべての素子がオフのときは電源電流は流れず、また、すべての素子がオンのときはどの相の電流も任意の方向に流れることが可能なので、半導体スイッチ群２０の各素子は交流スイッチ群２と等価ということができる。なお、各素子の向きは電源側をエミッタとしても、ダイオードブリッジ３の入力側をエミッタとしても良い。
【００１５】
図８はこの発明の第６の実施の形態を示す。これは、図４に示すものに対してコンデンサ１１，１２の直列回路を設け、その中点にリアクトル１の他端を接続することで、スイッチ８をオフしたときにリアクトル１のエネルギーが半波整流によってコンデンサ１１，１２に蓄えられるので、図４の場合に比べて効率の向上が期待できる。
【００１６】
【発明の効果】
この発明によれば、スイッチオン時には電源リアクトルを介して短絡し、オフ時には電源を介することなくリアクトルのエネルギーを負荷へ供給するようにしたので、従来より低い直流電圧でも入力電流を正弦波状とすることができる。制御も、各スイッチのオン，オフのタイミングは同時で良く、非常に簡単である。その結果、安価で出力電圧範囲の広い高入力力率コンバータを提供することができるという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】図１の場合の電流波形例を従来の場合と対比して説明する説明図である。
【図３】この発明の制御方式例を示す概念図である。
【図４】この発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図５】この発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図６】この発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図７】この発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図８】この発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図９】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１…リアクトル、２，８…交流スイッチ群、３…ダイオードブリッジ、４…平滑コンデンサ、５…直流負荷、６…３相電圧源、７…高周波フィルタ、９，１０，２０…半導体スイッチ群、１１，１２…コンデンサ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a so-called high power factor sine wave converter device that converts an AC voltage into a DC voltage and converts an AC input current into a sinusoidal waveform having a high power factor.
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 shows a conventional example of this type. In the following description, a three-phase circuit will be described as an example of a multiphase circuit.
The circuit shown in the figure is called a one-step boost converter, and is configured by connecting a reactor 51 to the input of the diode bridge 3 and connecting a boost chopper 52 composed of a semiconductor switch and a diode. In this converter, when the semiconductor switch is turned on, a waveform of the input current is formed by short-circuiting the power source 6 through the reactor 51.
Although the operation waveform will be described later, by controlling the switch so that the current of the reactor 51 connected to the input of the diode bridge 3 becomes discontinuous, the direct current is obtained from the alternating current, and the input current is controlled in a sine wave shape. To do.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional circuit, since the current at the time of switch-off is not proportional to the input voltage, there is a problem that the input current does not become a sine wave unless the output voltage is set to 2 to 3 times the maximum value of the power supply voltage. For this reason, switching elements and diode bridges with a high breakdown voltage are required, which causes an increase in cost. Furthermore, the output voltage is about 600 to 900 V, and cannot be applied to applications that require a low output voltage. In addition, since no electric charge is stored in the smoothing capacitor 4 at the time of startup, there is a problem that an initial charging circuit is required in preparation for the occurrence of an inrush current.
Therefore, an object of the present invention is to make the power supply current into a high power factor sine wave with a simple and inexpensive configuration.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, in the present invention, an AC switch is connected between the input part of the diode bridge and the power source, and a star-connected reactor is connected to the input of the diode bridge.
That is, when discharging the energy stored in the reactor due to a power supply short circuit, the power supply is not passed. That is, when the AC switch is turned on, the power supply voltage is short-circuited through the reactor, and energy is stored in the reactor. The energy stored in the reactor is supplied to the load through the diode bridge by turning off the AC switch. At this time, since the current does not pass through the power supply, the power supply current is only a current proportional to the power supply voltage that flows when the switch is short-circuited, and a sine wave current is obtained regardless of the output voltage.
[0005]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
The circuit shown in FIG. 1 includes an energy storage reactor 1, an AC switch group 2, a diode bridge 3, a smoothing capacitor 4, a DC load 5, a three-phase voltage source 6, and a high-frequency filter 7. Note that the high frequency filter 7 is not necessarily required, and may be omitted depending on circumstances. The AC switch is composed of a combination of semiconductor switches.
[0006]
That is, the AC switch group 2 is connected to the three-phase voltage source 6 via the high frequency filter 7, and the input part of the diode bridge 3 is connected to the other end of the AC switch group 2. A star-connected reactor 1 is connected to the input portion of the diode bridge 3. A smoothing capacitor 4 is connected to the output of the diode rectifier circuit 3, and a DC load 5 is connected in parallel with the smoothing capacitor 4.
[0007]
The three switches of the AC switch group 2 are controlled so that the current of the reactor 1 becomes discontinuous with the same pulse. When all three switches are on, the power supply voltage is short-circuited by the reactor 1. At this time, the input currents (output currents of the filter 7) i u ′ , i v ′ and i w ′ of the AC switch group 2 are the power supply voltages v u , v v , v w , the inductance of the reactor 1 is L, the switch When but the on-time and T on,
Figure 0003690558
Thus, the input current of each phase increases with a slope proportional to the power supply voltage. On the other hand, when the switch is turned off, the energy stored in the reactor 1 is released to the load through the diode bridge 3. At this time, since the current does not pass through the power source 6, the current flowing through the power source is eventually expressed by the equation (1), and if it is smoothed by the high frequency filter 7, it becomes a sinusoidal current synchronized with the power source.
[0008]
Here, regarding the relationship between the power source currents i u , i v and i w and the input current of the diode bridge 3 (the output current of the filter 7) i u ′ , i v ′ and i w ′, etc., the present invention and FIG. Compare and examine the case of the conventional example shown in.
FIG. 2A shows an example of a U-phase current waveform in the case of the conventional example. That is, the output current i u ′ of the filter 7 is made a continuous current like i u by the harmonic filter 7. That is, i u is an average value of i u ′ .
Now, when the semiconductor switch of the boost chopper 52 is turned on in FIG. 9, the power supply is short-circuited via the reactor 51, and energy is injected into the reactor 51. At this time, for example, the U-phase current i u is similar to the equation (1)
i u = v u · T on / L (2)
The peak value of the current by one switching is proportional to the power supply voltage. Therefore, the area of the A1 portion in FIG.
A1 = v u · T on 2 / 2L (3)
If Ton is constant, it is proportional to the power supply voltage.
[0009]
On the other hand, the current when the semiconductor switch of the boost chopper 52 is turned off in FIG. 9 is Vdc and the time until the current becomes zero is Td.
i u = v u · T on / L− (Vdc−v u ) Td / L (4)
And solving for Td,
Td = v u · T on / (Vdc−v u ) (5)
It becomes. Therefore, the area of the A2 portion in FIG.
A2 = v u 2 · T on 2 / 2L (Vdc−v u ) (6)
It becomes. In this case, the area of the A2 depends on Vdc, v is not proportional to u. Therefore, conventionally, by increasing Vdc, the area of A2 is made sufficiently smaller than A1, and the current is made sinusoidal.
[0010]
On the other hand, in the present invention of FIG. 1, the AC switch group 2 is connected in series with the power source so that the current when the switch is turned off does not pass through the power source. As a result, as shown in FIG. 2B, i u ′ is only the A1 portion, and the input current of the filter 7, that is, the power supply current i u is a sine wave even if Vdc is small. When the switch is off, the current iL output from the U phase to the load is as shown in FIG. 2C, and the portion A2 is supplied from the reactor 1 directly through the diode rectifier 3 to the load.
[0011]
FIG. 3 is a conceptual diagram showing a DC voltage control method in FIG.
That is, the detected DC voltage V dc is compared with the command value V dc *, and the difference is input to the voltage regulator (AVR). The output is compared with the triangular wave to obtain a pulse width modulation (PWM) pulse. The three switches may be turned on and off at the same time. Further, the PWM pulse can be obtained by using a trapezoidal wave or the like instead of the triangular wave, and another method may be used instead of the pulse width modulation method.
[0012]
FIG. 4 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
As can be seen from the figure, the feature is that an AC switch group 8 comprising two switches is used instead of the AC switch group 2 shown in FIG. That is, if two phases are controlled by a three-phase three-wire circuit, the other one phase is determined by the synthesis of two phases, and the other points are the same as in FIG.
[0013]
FIG. 5 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
Here, a feature is that a semiconductor switch group 9 including a diode and a semiconductor switch is provided without using an AC switch. In this case, one semiconductor switch may be used for each phase. The control method is the same as in FIG.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention. This uses a semiconductor switch group 10 instead of the semiconductor switch group 9 of FIG. 5, and can save one semiconductor switch compared to FIG.
[0014]
FIG. 7 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention. This is characterized in that a semiconductor switch group 20 is used instead of the AC switch group 2 of FIG. That is, assuming that the switching timing of each element of the semiconductor switch group 20 is the same, the power supply current does not flow when all the elements are off, and the current of any phase is in any direction when all the elements are on. Therefore, it can be said that each element of the semiconductor switch group 20 is equivalent to the AC switch group 2. The direction of each element may be the power source side as an emitter and the input side of the diode bridge 3 as an emitter.
[0015]
FIG. 8 shows a sixth embodiment of the present invention. This is because a series circuit of capacitors 11 and 12 is provided with respect to the one shown in FIG. 4 and the other end of the reactor 1 is connected to the midpoint thereof, so that the energy of the reactor 1 is half-wave when the switch 8 is turned off. Since it is stored in the capacitors 11 and 12 by rectification, an improvement in efficiency can be expected compared to the case of FIG.
[0016]
【The invention's effect】
According to the present invention, when the switch is turned on, the power is short-circuited via the power reactor, and when the switch is turned off, the reactor energy is supplied to the load without going through the power source. be able to. The control is very simple because the on / off timing of each switch can be the same. As a result, there is an advantage that it is possible to provide a high input power factor converter that is inexpensive and has a wide output voltage range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating an example of a current waveform in the case of FIG. 1 in comparison with a conventional case.
FIG. 3 is a conceptual diagram showing an example of a control method according to the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a conventional example.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Reactor, 2, 8 ... AC switch group, 3 ... Diode bridge, 4 ... Smoothing capacitor, 5 ... DC load, 6 ... Three-phase voltage source, 7 ... High frequency filter, 9, 10, 20 ... Semiconductor switch group, 11 , 12: Capacitors.

Claims (7)

ｎ（２以上の整数）相交流電圧源を電源とし、ダイオードブリッジを通して直流電圧に変換するする多相電圧形コンバータにおいて、
前記電源とダイオードブリッジの入力間にはｎ個の交流スイッチからなる交流スイッチ群を設けるとともに、ダイオードブリッジの入力には星形結線してなるリアクトルを接続し、前記ｎ個の交流スイッチのオン，オフのタイミングを互いに同一となるように制御することにより、各相の入力電流を正弦波状とすることを特徴とする多相電圧形コンバータ。In a multi-phase voltage source converter using an n (integer greater than or equal to 2) phase AC voltage source as a power source and converting the DC voltage through a diode bridge,
An AC switch group consisting of n AC switches is provided between the power supply and the diode bridge input, and a star-connected reactor is connected to the diode bridge input so that the n AC switches are turned on, A multiphase voltage source converter characterized in that the input current of each phase is made sinusoidal by controlling the off timing to be the same . 前記ｎ個の交流スイッチ群を（ｎ−１）個の交流スイッチ群で置き換えることを特徴とする請求項１に記載の多相電圧形コンバータ。  2. The multiphase voltage source converter according to claim 1, wherein the n number of AC switch groups are replaced with (n-1) AC switch groups. ｎ（２以上の整数）相交流電圧源を電源とし、これを直流電圧に変換する多相電圧形コンバータにおいて、
ダイオードを４つ直列に接続した第１ダイオード群と、２つのダイオードの直列回路からなり、前記第１ダイオード群の第２番目と第３番目のダイオードに並列に接続される第２ダイオード群と、この第２ダイオード群と並列に接続される半導体スイッチング素子とからなるアーム群を電源の相数ｎと同じ数だけ有する半導体スイッチング群を設け、前記第１ダイオード群の中点を電源の一端に、前記第２ダイオード群の中点をリアクトルの一端にそれぞれ接続し、リアクトルの他端は共通に接続し、前記半導体スイッチング素子それぞれのオン，オフのタイミングを互いに同一となるように制御することにより、各相の入力電流を正弦波状とすることを特徴とする多相電圧形コンバータ。In a multi-phase voltage source converter using an n (integer greater than or equal to 2) phase AC voltage source as a power source and converting this to a DC voltage,
A first diode group in which four diodes are connected in series, a series circuit of two diodes, a second diode group connected in parallel to the second and third diodes of the first diode group; A semiconductor switching group having the same number of arms as the number of phases n of the power supply is provided as an arm group composed of semiconductor switching elements connected in parallel with the second diode group, and the midpoint of the first diode group is one end of the power supply. By connecting the midpoint of the second diode group to one end of the reactor, connecting the other end of the reactor in common, and controlling the on / off timing of each of the semiconductor switching elements to be the same , A multiphase voltage source converter characterized in that the input current of each phase is sinusoidal. 前記アーム群を電源の相数ｎに対し（ｎ−１）個で構成し、残りの１相を２つのダイオードの直列回路とし、その中点を電源とリアクトルにそれぞれ接続したことを特徴とする請求項３に記載の多相電圧形コンバータ。  The arm group is composed of (n-1) number of phases of the power source, the remaining one phase is a series circuit of two diodes, and the midpoint is connected to the power source and the reactor, respectively. The multiphase voltage source converter according to claim 3. 前記交流スイッチ群を半導体スイッチング素子とこれに並列接続されたダイオードとからなるスイッチ群で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の多相電圧形コンバータ。  2. The multiphase voltage source converter according to claim 1, wherein the AC switch group is replaced with a switch group including a semiconductor switching element and a diode connected in parallel thereto. 前記リアクトルの中性点を、直流出力部に設けた直列コンデンサの中点に接続したことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の多相電圧形コンバータ。  The multiphase voltage source converter according to any one of claims 1 to 5, wherein a neutral point of the reactor is connected to a middle point of a series capacitor provided in a DC output unit. 前記リアクトルの電流が不連続になるよう、交流スイッチまたは半導体スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の多相電圧形コンバータ。  The multiphase voltage source converter according to any one of claims 1 to 6, wherein the AC switch or the semiconductor switching element is controlled so that the current of the reactor becomes discontinuous.
JP31380197A 1997-11-10 1997-11-14 Multiphase voltage source converter Expired - Fee Related JP3690558B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP31380197A JP3690558B2 (en) 1997-11-10 1997-11-14 Multiphase voltage source converter

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP9-306695 1997-11-10
JP30669597 1997-11-10
JP31380197A JP3690558B2 (en) 1997-11-10 1997-11-14 Multiphase voltage source converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH11196576A JPH11196576A (en) 1999-07-21
JP3690558B2 true JP3690558B2 (en) 2005-08-31

Family

ID=26564827

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP31380197A Expired - Fee Related JP3690558B2 (en) 1997-11-10 1997-11-14 Multiphase voltage source converter

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3690558B2 (en)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2004012325A1 (en) 2002-07-30 2005-11-24 ダイキン工業株式会社 Power module for AC / AC power conversion
JP5593761B2 (en) * 2010-03-19 2014-09-24 パナソニック株式会社 Power converter
JP5740837B2 (en) * 2010-05-10 2015-07-01 三菱電機株式会社 Reference circuit module, three-phase inverter circuit, rectifier circuit, PAM circuit, monolithic PAM circuit, half bridge / interleave circuit, and air conditioner
JP2013138561A (en) * 2011-12-28 2013-07-11 Daikin Ind Ltd Converter circuit

Also Published As

Publication number Publication date
JPH11196576A (en) 1999-07-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Ahmed et al. A new configuration of single-phase symmetrical PWM AC chopper voltage controller
Bode et al. Implementation of three level hysteresis current control for a single phase voltage source inverter
US4833584A (en) Quasi-resonant current mode static power conversion method and apparatus
JP4669723B2 (en) Electric motor control device
EP0504094A2 (en) High power factor converter for motor drives and power supplies
Ahmed Modeling and simulation of ac–dc buck-boost converter fed dc motor with uniform PWM technique
JPH09172779A (en) Sine wave input converter circuit
WO2007069314A1 (en) Power converting apparatus
NL2026176B1 (en) Multi-level bidirectional electrical AC/DC converter
JP3690558B2 (en) Multiphase voltage source converter
KR100561322B1 (en) Multiphase Voltage Converter
JP3097519B2 (en) Chopper type DC-DC converter
JP2001314081A (en) Ac-dc converter
Liao et al. Control and modulation of a bipolar multi-level active power pulsation buffer for single-phase converters
JP3248218B2 (en) Inverter device for motor drive
JPH04334977A (en) Power converter
JP3269532B2 (en) AC-DC converter
JPH1198847A (en) Rectifier circuit
Ashraf et al. An efficient single-phase ac-to-ac buck and boost matrix converter
JP3246584B2 (en) AC / DC converter
JP3316858B2 (en) Constant voltage / constant frequency power supply
JP3381590B2 (en) Thyristor converter
JP3400096B2 (en) Sine wave rectifier circuit
JPH05146155A (en) Ac-dc converter
JPH08322268A (en) Three-/single-phase voltage converter

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20050309

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20050317

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20050427

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20050526

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20050608

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080624

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090624

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090624

Year of fee payment: 4

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090624

Year of fee payment: 4

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100624

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100624

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110624

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110624

Year of fee payment: 6

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120624

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130624

Year of fee payment: 8

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees