JPH08125452A - Inverting amplifier circuit - Google Patents
Inverting amplifier circuitInfo
- Publication number
- JPH08125452A JPH08125452A JP6260854A JP26085494A JPH08125452A JP H08125452 A JPH08125452 A JP H08125452A JP 6260854 A JP6260854 A JP 6260854A JP 26085494 A JP26085494 A JP 26085494A JP H08125452 A JPH08125452 A JP H08125452A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resistor
- inverting amplifier
- voltage
- back gate
- channel
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はＬＳＩ上に構成される反
転増幅回路に関する。ＬＳＩ上に構成される反転増幅回
路はアナログＩＣでありながら１個のトランジスタのよ
うに気軽に使用できることから、電子機器製品の電子回
路に広く用いられている。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverting amplifier circuit formed on an LSI. Although the inverting amplifier circuit configured on the LSI is an analog IC, it can be used easily like a single transistor, and is therefore widely used in electronic circuits of electronic equipment products.
【０００２】このような反転増幅回路がＬＳＩ半導体技
術によって成形される場合、反転増幅回路に用いられる
抵抗器が、その両端の電圧で抵抗値が変化してしまう電
圧依存型のものとなり、反転増幅回路の入出力特性に悪
影響を及ぼすことになる。そこで、そのような欠点を解
消することのできる反転増幅回路が要望されている。When such an inverting amplifier circuit is formed by LSI semiconductor technology, the resistor used in the inverting amplifier circuit becomes a voltage-dependent type whose resistance value changes depending on the voltage across the resistor, resulting in inverting amplification. This will adversely affect the input / output characteristics of the circuit. Therefore, there is a demand for an inverting amplifier circuit that can eliminate such drawbacks.
【０００３】[0003]
【従来の技術】図４に従来例によるＬＳＩ上に構成され
る反転増幅回路の電気回路図を示し、その説明を行う。2. Description of the Related Art FIG. 4 shows an electric circuit diagram of an inverting amplifier circuit formed on an LSI according to a conventional example, and its description will be given.
【０００４】図４に示す反転増幅回路は、正相入力端
「＋」が接地された反転アンプ１と、反転アンプ１の逆
相入力端「−」と電圧供給端子２との間に接続された抵
抗器Ｒ１と、反転アンプ１の出力端と逆相入力端「−」
との間に接続された抵抗器Ｒ２とから構成されている。
また反転アンプ１の出力端は電圧出力端子３に接続され
ている。The inverting amplifier circuit shown in FIG. 4 is connected between the inverting amplifier 1 whose positive phase input terminal "+" is grounded, and the negative phase input terminal "-" of the inverting amplifier 1 and the voltage supply terminal 2. Resistor R1, the output terminal of the inverting amplifier 1 and the negative phase input terminal "-"
And a resistor R2 connected between and.
The output terminal of the inverting amplifier 1 is connected to the voltage output terminal 3.
【０００５】抵抗器Ｒ１及びＲ２は、そのバックゲート
電圧（後述で説明する）が反転アンプ１の電源電圧ＶＤ
と同電圧とされている。この状態を抵抗器Ｒ１及びＲ２
の記号の上に、上向きの矢印を付して示すことにする。The back gate voltage (described later) of the resistors R1 and R2 is the power supply voltage VD of the inverting amplifier 1.
It is said to have the same voltage as. In this state, resistors R1 and R2
An arrow pointing upwards will be added above the symbol.
【０００６】抵抗器Ｒ１及びＲ２のＬＳＩ上での構造
は、例えば抵抗器Ｒ１及びＲ２が通常の拡散プロセスに
よる抵抗器であるとすると、図５の断面図に示すように
なっている。図５において、符号５はＮ型半導体により
形成したＮチャネル基盤である。６はＰ型半導体をＮチ
ャネル基盤５に拡散させ形成したＰチャネル拡散層であ
る。７及び８はＰチャネル拡散層６の上に形成された電
極であり、各電極７，８における電圧Ｖ０，Ｖ１が抵抗
器Ｒ１又はＲ２の両端の電圧となる。The structure of the resistors R1 and R2 on the LSI is as shown in the sectional view of FIG. 5, assuming that the resistors R1 and R2 are resistors by a normal diffusion process. In FIG. 5, reference numeral 5 is an N-channel substrate formed of an N-type semiconductor. Reference numeral 6 is a P-channel diffusion layer formed by diffusing a P-type semiconductor in the N-channel substrate 5. Reference numerals 7 and 8 are electrodes formed on the P-channel diffusion layer 6, and the voltages V0 and V1 at the electrodes 7 and 8 are the voltages across the resistor R1 or R2.
【０００７】前述したバックゲート電圧は、Ｐチャネル
拡散層６とＮチャネル基盤５間の電圧であり、この例で
はＮチャネル基盤５に電源電圧ＶＤが印加されているの
で、バックゲート電圧が電源電圧ＶＤとなっている。The back gate voltage described above is a voltage between the P-channel diffusion layer 6 and the N-channel substrate 5, and since the power supply voltage VD is applied to the N-channel substrate 5 in this example, the back gate voltage is the power supply voltage. It is VD.
【０００８】このような構成の抵抗器Ｒ１又はＲ２は、
その両端の電圧Ｖ０，Ｖ１の増減で抵抗値が変化してし
まう電圧依存型のものとなる。これは、両端の電圧Ｖ
０，Ｖ１が増加すると、Ｐチャネル拡散層６とＮチャネ
ル基盤５との接合部（ＰＮ接合部）における逆バイアス
電圧が減少し、これによってＰＮ接合部に生じる空乏層
９の幅が狭くなるため抵抗値が減少し、両端の電圧Ｖ
０，Ｖ１が減少すると、ＰＮ接合部における逆バイアス
電圧が増加し、これによって空乏層９の幅が広くなるた
め抵抗値が増加するためである。The resistor R1 or R2 having such a structure is
It becomes a voltage-dependent type in which the resistance value changes as the voltages V0 and V1 at both ends increase and decrease. This is the voltage V across
When 0 and V1 increase, the reverse bias voltage at the junction (PN junction) between the P-channel diffusion layer 6 and the N-channel substrate 5 decreases, which narrows the width of the depletion layer 9 generated at the PN junction. The resistance value decreases and the voltage V across
This is because when 0 and V1 decrease, the reverse bias voltage in the PN junction increases, and the width of the depletion layer 9 widens, thereby increasing the resistance value.
【０００９】このようにＬＳＩの基盤電位、即ちＮチャ
ネル基盤５の電圧が電源電圧ＶＤの場合の、電圧依存型
の抵抗器Ｒ１又はＲ２の抵抗値をＲV とすると、 ＲV ＝ＲHP−α1 （ＶＤ−Ｖ０）＋β1 （ＶＤ−Ｖ１） … で表される。As described above, when the substrate potential of the LSI, that is, the voltage of the N-channel substrate 5 is the power supply voltage VD, the resistance value of the voltage-dependent resistor R1 or R2 is R V , R V = R HP − It is represented by α 1 (VD-V0) + β 1 (VD-V1).
【００１０】但し、ＲHPは本来の抵抗値、α1 ，β1 は
半導体製造プロセスよって決まる電圧依存部分の係数で
ある。図４の例では、各抵抗器Ｒ１，Ｒ２のバックゲー
ト電圧が電源電圧ＶＤのものを示したが、バックゲート
電圧がグランド電位ＧＮＤの場合もある。However, R HP is the original resistance value, and α 1 and β 1 are the coefficients of the voltage dependent portion determined by the semiconductor manufacturing process. In the example of FIG. 4, the back gate voltage of the resistors R1 and R2 is the power supply voltage VD, but the back gate voltage may be the ground potential GND in some cases.
【００１１】この場合の抵抗器Ｒ１及びＲ２のＬＳＩ上
での構造は、例えば抵抗器Ｒ１，Ｒ２が基盤分離プロセ
スを用いたものであるとすると、図６の断面図に示すよ
うになっている。図６において、符号１１はＮ型半導体
により形成したＮチャネル基盤、１２はＰ型半導体をＮ
チャネル基盤１１に拡散させ形成したＰチャネル拡散層
である。Ｎチャネル基盤１１とＰチャネル拡散層１２と
が抵抗器Ｒ１又はＲ２として使用されるようになってい
る。In this case, the structure of the resistors R1 and R2 on the LSI is as shown in the sectional view of FIG. 6, assuming that the resistors R1 and R2 use a substrate separation process. . In FIG. 6, reference numeral 11 is an N-channel substrate formed of an N-type semiconductor, and 12 is an N-type semiconductor.
It is a P channel diffusion layer formed by diffusing in the channel substrate 11. The N-channel substrate 11 and the P-channel diffusion layer 12 are adapted to be used as the resistor R1 or R2.
【００１２】１３，１４はＰ型半導体によるＰチャネル
基盤であり、ＬＳＩの基盤を完全に分離してしまう基盤
分離プロセスを用い、抵抗器であるＮチャネル基盤１１
の回りを取り囲んで、完全にＬＳＩの基盤（Ｎチャネル
基盤）１５，１６と分離するものである。これによっ
て、Ｎチャネル基盤１１とＰチャネル拡散層１２とが抵
抗器Ｒ１又はＲ２として機能することになる。Reference numerals 13 and 14 are P-channel substrates made of P-type semiconductor, and an N-channel substrate 11 which is a resistor is formed by using a substrate separation process that completely separates the LSI substrate.
It is completely separated from the LSI bases (N-channel bases) 15 and 16 by surrounding the periphery of. As a result, the N-channel substrate 11 and the P-channel diffusion layer 12 function as the resistor R1 or R2.
【００１３】この構成の場合、抵抗器Ｒ１又はＲ２の両
端の電圧Ｖ０，Ｖ１は、電圧Ｖ０がＮチャネル基盤１１
の上に形成された電極１７とＰチャネル拡散層１２の上
に形成された電極１８とを接続した点に現れ、電圧Ｖ１
がＮチャネル基盤１１の上に形成された電極１９とＰチ
ャネル拡散層１２の上に形成された電極２０とを接続し
た点に現れるようになっている。In the case of this configuration, the voltages V0 and V1 across the resistor R1 or R2 are such that the voltage V0 is the N-channel substrate 11
Appears at a point where the electrode 17 formed on the P channel diffusion layer 12 and the electrode 17 formed on the
Appears at the point where the electrode 19 formed on the N-channel substrate 11 and the electrode 20 formed on the P-channel diffusion layer 12 are connected.
【００１４】また、バックゲート電圧は、Ｎチャネル基
盤１１とＰチャネル基盤１３，１４間の電圧であり、Ｐ
チャネル基盤１３，１４を接地することによって、バッ
クゲート電圧がグランド電位ＧＮＤとなっている。The back gate voltage is a voltage between the N channel substrate 11 and the P channel substrates 13 and 14, and P
By grounding the channel substrates 13 and 14, the back gate voltage becomes the ground potential GND.
【００１５】このような構成において、両端の電圧Ｖ
０，Ｖ１が増加すると、接地されたＰチャネル基盤１
３，１４とＮチャネル基盤１１との間の逆バイアス電圧
が増加し、各基盤１３，１４と１１の接合部に生じる空
乏層２１，２２の幅が広くなるため抵抗値が増加する。
両端の電圧Ｖ０，Ｖ１が減少すると、接合部における逆
バイアス電圧が減少し、これによって空乏層２１，２２
の幅が狭くなるため抵抗値が減少する。In such a configuration, the voltage V across
When 0 and V1 increase, grounded P-channel substrate 1
The reverse bias voltage between the substrates 3, 14 and the N-channel substrate 11 increases, and the width of the depletion layers 21 and 22 formed at the junctions of the substrates 13, 14 and 11 increases, so that the resistance value increases.
When the voltages V0 and V1 at both ends decrease, the reverse bias voltage at the junction decreases, which causes the depletion layers 21 and 22 to decrease.
Since the width of is narrow, the resistance value decreases.
【００１６】このようにＬＳＩの基盤電位、即ちＰチャ
ネル基盤１３，１４の電圧がグランド電位ＧＮＤの場合
の、電圧依存型の抵抗器Ｒ１又はＲ２の抵抗値をＲg と
すると、 Ｒg ＝ＲSOI ＋α2 Ｖ０＋β2 Ｖ１ … で表される。Thus, when the substrate potential of the LSI, that is, the voltage of the P-channel substrates 13 and 14 is the ground potential GND, and the resistance value of the voltage-dependent resistor R1 or R2 is R g , R g = R It is represented by SOI + α 2 V0 + β 2 V1 ...
【００１７】但し、ＲSOI は本来の抵抗値、α2 ，β2
は半導体製造プロセスよって決まる電圧依存部分の係数
であり、式で用いたα1 ，β1 と同様なものである。
また、図５に示した拡散プロセスによる抵抗器のバック
ゲート電圧をグランド電位ＧＮＤとする場合、Ｎ型半導
体とＰ型半導体の関係を逆にして図７に示すような構造
とすればよい。However, R SOI is the original resistance value, α 2 , β 2
Is a coefficient of the voltage-dependent part determined by the semiconductor manufacturing process, and is similar to α 1 and β 1 used in the equation.
Further, when the back gate voltage of the resistor by the diffusion process shown in FIG. 5 is set to the ground potential GND, the relationship between the N-type semiconductor and the P-type semiconductor may be reversed to form the structure shown in FIG.
【００１８】図７において、符号２４はＰ型半導体によ
り形成したＰチャネル基盤、２５はＮ型半導体をＰチャ
ネル基盤２４に拡散させ形成したＮチャネル拡散層、２
６及び２７はＮチャネル拡散層２５の上に形成された電
極である。各電極２６，２７における電圧Ｖ０，Ｖ１が
抵抗器Ｒ１又はＲ２の両端の電圧となる。またバックゲ
ート電圧は、Ｐチャネル基盤２４を接地することによっ
てグランド電位ＧＮＤとなっている。In FIG. 7, reference numeral 24 is a P channel substrate formed of a P type semiconductor, 25 is an N channel diffusion layer formed by diffusing an N type semiconductor into the P channel substrate 24, and 2
Electrodes 6 and 27 are formed on the N-channel diffusion layer 25. The voltages V0 and V1 at the electrodes 26 and 27 become the voltage across the resistor R1 or R2. The back gate voltage is ground potential GND by grounding the P-channel substrate 24.
【００１９】このような構成の抵抗器においては、その
両端の電圧Ｖ０，Ｖ１の増減に応じて変化する抵抗値の
特性が、図５に示した抵抗器と逆の特性となる。即ち、
式で表せる抵抗値となる。In the resistor having such a structure, the characteristic of the resistance value which changes according to the increase and decrease of the voltages V0 and V1 across the resistor has the characteristic opposite to that of the resistor shown in FIG. That is,
The resistance value can be expressed by an equation.
【００２０】更に、図６に示した基盤分離プロセスによ
る抵抗器のバックゲート電圧を電源電圧ＶＤとする場
合、Ｎ型半導体とＰ型半導体の関係を逆にして図８に示
すような構造とすればよい。Further, when the back gate voltage of the resistor according to the substrate separation process shown in FIG. 6 is set to the power supply voltage VD, the relationship between the N-type semiconductor and the P-type semiconductor is reversed and the structure as shown in FIG. Good.
【００２１】図８において、符号２８はＰ型半導体によ
り形成したＰチャネル基盤、２９はＮ型半導体をＰチャ
ネル基盤２９に拡散させ形成したＮチャネル拡散層であ
る。Ｐチャネル基盤２８とＮチャネル拡散層２９とが抵
抗器Ｒ１又はＲ２として使用されるようになっている。In FIG. 8, reference numeral 28 is a P channel substrate formed of a P type semiconductor, and 29 is an N channel diffusion layer formed by diffusing an N type semiconductor into the P channel substrate 29. The P channel substrate 28 and the N channel diffusion layer 29 are adapted to be used as the resistor R1 or R2.
【００２２】３０，３１はＮ型半導体によるＮチャネル
基盤であり、Ｐチャネル基盤２８の回りを取り囲んで、
完全にＬＳＩの基盤（Ｐチャネル基盤）３２，３３と分
離している。これによって、Ｐチャネル基盤２８とＮチ
ャネル拡散層２９とが抵抗器Ｒ１又はＲ２として機能す
る。Reference numerals 30 and 31 denote N-channel substrates made of N-type semiconductor, which surround the P-channel substrate 28.
It is completely separated from the LSI substrates (P-channel substrate) 32 and 33. As a result, the P-channel substrate 28 and the N-channel diffusion layer 29 function as the resistor R1 or R2.
【００２３】抵抗器Ｒ１又はＲ２の両端の電圧Ｖ０，Ｖ
１は、電圧Ｖ０がＰチャネル基盤２８の上に形成された
電極３４とＮチャネル拡散層２９の上に形成された電極
３５とを接続した点に現れ、電圧Ｖ１がＰチャネル基盤
２８の上に形成された電極３６とＮチャネル拡散層２９
の上に形成された電極３７とを接続した点に現れるよう
になっている。バックゲート電圧は、Ｎチャネル基盤３
０，３１に電源電圧ＶＤを供給することによって電源電
位となっている。The voltage V0, V across the resistor R1 or R2
1 appears at the point where the voltage V0 connects the electrode 34 formed on the P-channel substrate 28 and the electrode 35 formed on the N-channel diffusion layer 29, and the voltage V1 is formed on the P-channel substrate 28. The formed electrode 36 and N channel diffusion layer 29
It appears at the point where the electrode 37 formed above is connected. Back gate voltage is based on N channel 3
By supplying the power supply voltage VD to 0 and 31, the power supply potential is obtained.
【００２４】このような構成の抵抗器においては、その
両端の電圧Ｖ０，Ｖ１の増減に応じて変化する抵抗値の
特性が、図６に示した抵抗器と逆の特性となる。即ち、
式で表せる抵抗値となる。In the resistor having such a structure, the characteristic of the resistance value which changes according to the increase and decrease of the voltages V0 and V1 across the resistor has the opposite characteristic to the resistor shown in FIG. That is,
The resistance value can be expressed by an equation.
【００２５】[0025]
【発明が解決しようとする課題】ところで、通常のＬＳ
Ｉでは、その基盤電位が電源電圧ＶＤの電位かグランド
電位ＧＮＤの何れか一方であるため、上述した図５〜図
８の構造の抵抗器の内、何れかを用いてＬＳＩ上に図４
に示したような反転増幅回路を構成した場合、抵抗器Ｒ
１，Ｒ２の両端の電圧に応じて変化する抵抗値の影響
で、反転増幅回路における反転アンプ１の入力に対して
出力が歪むといった問題があった。By the way, the normal LS
In I, since the base potential is either the potential of the power supply voltage VD or the ground potential GND, one of the resistors having the structures of FIGS.
When the inverting amplifier circuit as shown in FIG.
There is a problem that the output is distorted with respect to the input of the inverting amplifier 1 in the inverting amplifier circuit due to the influence of the resistance value that changes according to the voltage across the terminals 1 and R2.
【００２６】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、電圧依存型抵抗器の変化する抵抗値の影響
による反転アンプの出力歪を減少することができる反転
増幅回路を提供することを目的としている。The present invention has been made in view of the above circumstances, and provides an inverting amplifier circuit capable of reducing the output distortion of the inverting amplifier due to the influence of the changing resistance value of the voltage-dependent resistor. Is intended.
【００２７】[0027]
【課題を解決するための手段】図１に本発明の原理図を
示す。この図１に示す反転増幅回路は、反転アンプ１及
び電圧依存型の抵抗器をＬＳＩ上に形成して構成される
ものであり、その特徴は、バックゲート電圧が電源電位
ＶＤとされた第１抵抗器Ｒ１を、反転アンプ１の正相入
力端及び逆相入力端の何れかにリファレンス抵抗器とし
て接続すると共に、バックゲート電圧がグランド電位Ｇ
ＮＤとされた第２抵抗器Ｒ３を、反転アンプ１の、第１
抵抗器Ｒ１の接続端と反転アンプ１の出力端との間にフ
ィードバック抵抗器として接続して構成したことにあ
る。FIG. 1 shows the principle of the present invention. The inverting amplifier circuit shown in FIG. 1 is configured by forming an inverting amplifier 1 and a voltage-dependent resistor on an LSI, and is characterized in that the back gate voltage is the power supply potential VD. The resistor R1 is connected to either the positive phase input terminal or the negative phase input terminal of the inverting amplifier 1 as a reference resistor, and the back gate voltage is set to the ground potential G.
The second resistor R3, which is ND, is connected to the first resistor of the inverting amplifier 1.
This is because a feedback resistor is connected between the connection end of the resistor R1 and the output end of the inverting amplifier 1.
【００２８】[0028]
【作用】上述した本発明によれば、電圧依存による抵抗
特性が互いに逆の抵抗器Ｒ１ととＲ３を、反転アンプ１
のリファレンス抵抗器及びフィードバック抵抗器に用い
ることによって、電圧依存による抵抗値の変化量が互い
にある程度相殺されることになる。従って、電圧依存に
より抵抗値が変化することによって反転アンプの出力端
から生じていた出力歪みを減少させることができる。According to the present invention described above, the resistors R1 and R3 whose resistance characteristics due to voltage dependence are opposite to each other are connected to the inverting amplifier 1
By using it as the reference resistor and the feedback resistor of 1), the variations of the resistance value due to the voltage dependence cancel each other out to some extent. Therefore, it is possible to reduce the output distortion generated from the output terminal of the inverting amplifier due to the change in the resistance value due to the voltage dependence.
【００２９】[0029]
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図２は本発明の一実施例によるＬＳＩ上に
構成された反転増幅回路の電気回路図である。この図に
示す実施例おいて図４に示した従来例の各部に対応する
部分には同一符号を付し、その説明を省略する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 2 is an electric circuit diagram of an inverting amplifier circuit formed on an LSI according to an embodiment of the present invention. In the embodiment shown in this figure, portions corresponding to the respective portions of the conventional example shown in FIG. 4 are designated by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００３０】図２に示す実施例の反転増幅回路が図４に
示したものと異なる点は、反転アンプ１の出力端と逆相
入力端「−」との間にバックゲート電圧がグランド電位
ＧＮＤとされた抵抗器Ｒ３を接続して構成したことにあ
る。The inverting amplifier circuit of the embodiment shown in FIG. 2 is different from that shown in FIG. 4 in that the back gate voltage is between the output terminal of the inverting amplifier 1 and the negative phase input terminal "-" at the ground potential GND. It is configured by connecting the resistor R3 which has been set.
【００３１】但し、バックゲート電圧がグランド電位Ｇ
ＮＤとされている状態を抵抗器Ｒ３の記号の下に下向き
の矢印を付して示した。抵抗器Ｒ３としては、図６に示
した基盤分離プロセスによる構造のものを用いる。この
ように抵抗器Ｒ１とＲ３とで異なるプロセスのものを用
いたのは、ＬＳＩの基盤のチャネルが同一でなければ、
製造が困難となるためである。However, the back gate voltage is the ground potential G
The state of ND is shown by a downward arrow below the symbol of the resistor R3. As the resistor R3, one having a structure by the substrate separation process shown in FIG. 6 is used. As described above, the resistors R1 and R3 having different processes are used unless the channels of the LSI substrate are the same.
This is because manufacturing becomes difficult.
【００３２】このような構成においては、従来例で説明
したように、抵抗器Ｒ１においては、両端の電圧が増加
するとその抵抗値が増加し、両端の電圧が減少するとそ
の抵抗値が減少する。抵抗器Ｒ３においては、両端の電
圧が増加するとその抵抗値が減少し、両端の電圧が減少
するとその抵抗値が増加する。In such a configuration, as described in the conventional example, in the resistor R1, the resistance value increases as the voltage across the resistor increases, and the resistance value decreases as the voltage across the resistor decreases. In the resistor R3, the resistance value decreases as the voltage across the resistor increases, and the resistance value increases as the voltage across the resistor decreases.
【００３３】つまり、抵抗器Ｒ１とＲ３ではその電圧依
存による抵抗特性が全く逆となっているので、電圧に依
存する抵抗値の変化量が互いにある程度相殺されること
になり、抵抗値の変化が起因する反転アンプ１の出力歪
みを減少させることが可能となる。That is, since the resistance characteristics of the resistors R1 and R3 due to the voltage dependence thereof are completely opposite to each other, the change amounts of the resistance values depending on the voltage cancel each other to some extent, and the change of the resistance value changes. It is possible to reduce the output distortion of the inverting amplifier 1 that is caused.
【００３４】その出力歪みが減少する効果を説明する。
図２において、電源電圧ＶＤを２ＶＳとし、リファレン
ス電圧をＶＳとすると、バックゲート電圧が電源電位と
なっている抵抗器Ｒ１の抵抗値ＲV は、 ＲV ＝ＲHP−α1 （２ＶＳ−Ｖ０）＋β1 （２ＶＳ−Ｖ１） … で表される。The effect of reducing the output distortion will be described.
In FIG. 2, assuming that the power supply voltage VD is 2VS and the reference voltage is VS, the resistance value R V of the resistor R1 whose back gate voltage is the power supply potential is R V = R HP −α 1 (2VS−V0 ) + β 1 (represented by 2VS-V1) ....
【００３５】また、バックゲート電圧がグランド電位と
なっている抵抗器Ｒ３の抵抗値Ｒgは従来例で説明した
式、即ち、Ｒg ＝ＲSOI ＋α2 Ｖ０＋β2 Ｖ１で表さ
れる。Further, the resistance value R g of the resistor R3 whose back gate voltage is the ground potential is expressed by the formula explained in the conventional example, that is, R g = R SOI + α 2 V0 + β 2 V1.
【００３６】式及びにおける、α1 ，α2 ，β1 ，
β2 は、従来例でも説明したように半導体製造プロセス
よって決まる電圧依存部分の係数であるが、本実施例に
用いられている抵抗器Ｒ１，Ｒ３は、ＲHP＝ＲSOI ＝
Ｒ、α1 ＝α2 ＝β1 ＝β2 ＝αであるとする。Α 1 , α 2 , β 1 , and
β 2 is a coefficient of the voltage dependent portion determined by the semiconductor manufacturing process as described in the conventional example, but the resistors R1 and R3 used in this embodiment have R HP = R SOI =
R, α 1 = α 2 = β 1 = β 2 = α.
【００３７】この場合に、図４に示した従来例の反転ア
ンプ１の出力電圧ＶO は、 ＶO ＝ＶＳ−〔（Ｒ−αＶｏ＋３αＶＳ）／（Ｒ−αＶ１＋３αＶＳ）〕・（ Ｖ１−ＶＳ） ≒ＶＳ−〔（Ｒ＋αＶ１＋２αＶＳ）／（Ｒ−αＶ１＋３αＶＳ）〕・（ Ｖ１−ＶＳ） ＝ＶＳ−｛１＋〔（２αＶ１＋αＶＳ）／（Ｒ−αＶ１＋３αＶＳ）〕｝ ・（Ｖ１−ＶＳ） … となる。In this case, the output voltage V O of the inverting amplifier 1 of the conventional example shown in FIG. 4 is V O = VS-[(R-αVo + 3αVS) / (R-αV1 + 3αVS)] · (V1-VS) ≈ VS-[(R + [alpha] V1 + 2 [alpha] VS) / (R- [alpha] V1 + 3 [alpha] VS)]. (V1-VS) = VS- {1 + [(2 [alpha] V1 + [alpha] VS) / (R- [alpha] V1 + 3 [alpha] VS)]} (V1-VS) ...
【００３８】一方、図２に示す実施例の反転アンプ１の
出力電圧ＶO は、 ＶO ＝ＶＳ−〔（Ｒ＋αＶｏ＋３αＶＳ）／（Ｒ−αＶ１＋３αＶＳ）〕・（ Ｖ１−ＶＳ） ≒ＶＳ−〔（Ｒ−αＶ１＋２αＶＳ）／（Ｒ−αＶ１＋３αＶＳ）〕・（ Ｖ１−ＶＳ） ＝ＶＳ−｛１＋〔（−αＶＳ）／（Ｒ−αＶ１＋３αＶＳ）〕｝・（Ｖ１ −ＶＳ） … となる。On the other hand, the output voltage V O of the inverting amplifier 1 of the embodiment shown in FIG. 2 is: V O = VS-[(R + αVo + 3αVS) / (R-αV1 + 3αVS)] (V1-VS) ≅VS-[(R −αV1 + 2αVS) / (R−αV1 + 3αVS)] · (V1−VS) = VS− {1 + [(− αVS) / (R−αV1 + 3αVS)]} · (V1−VS).
【００３９】出力歪みが無い場合、反転アンプ１の出力
電圧ＶO の値は、ＶＳ−Ｖ１であるから式における
（２αＶ１＋αＶＳ）と、における（−αＶＳ）とを
比較すると、出力歪みが従来例回路よりも減少している
ことが判る。When there is no output distortion, the value of the output voltage V O of the inverting amplifier 1 is VS-V1. Therefore, comparing (2αV1 + αVS) in the equation with (-αVS) in the expression, the output distortion is the conventional circuit. It turns out that it is decreasing more than.
【００４０】また上述した例では、図２に示す抵抗器Ｒ
１が図５に示した拡散プロセスによるものであるとし、
抵抗器Ｒ３が図６に示した基盤分離プロセスによるもの
であるとしたが、抵抗器Ｒ１に図８に示す基盤分離プロ
セスによるもの、抵抗器Ｒ３に図７に示す拡散プロセス
によるものを用いても同様の効果を得ることができる。In the above example, the resistor R shown in FIG.
1 is due to the diffusion process shown in FIG. 5,
Although the resistor R3 is based on the substrate separation process shown in FIG. 6, the resistor R1 may be based on the substrate separation process shown in FIG. 8 and the resistor R3 may be based on the diffusion process shown in FIG. The same effect can be obtained.
【００４１】また、図２に示すリファレンス抵抗器Ｒ１
とフィードバック抵抗器Ｒ３とを図３に示すように入れ
替えて構成しても同様の効果を得ることができる。Further, the reference resistor R1 shown in FIG.
Even if the feedback resistor R3 is replaced with the feedback resistor R3 as shown in FIG. 3, the same effect can be obtained.
【００４２】[0042]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電圧依存型抵抗器の変化する抵抗値の影響による反転ア
ンプの出力歪を減少させることのできる効果がある。As described above, according to the present invention,
There is an effect that the output distortion of the inverting amplifier due to the influence of the changing resistance value of the voltage-dependent resistor can be reduced.
【図１】本発明の原理図である。FIG. 1 is a principle diagram of the present invention.
【図２】本発明の実施例によるＬＳＩ上に構成された反
転増幅回路の電気回路図である。FIG. 2 is an electric circuit diagram of an inverting amplifier circuit formed on an LSI according to an embodiment of the present invention.
【図３】本発明の他の実施例によるＬＳＩ上に構成され
た反転増幅回路の電気回路図である。FIG. 3 is an electric circuit diagram of an inverting amplifier circuit formed on an LSI according to another embodiment of the present invention.
【図４】従来例によるＬＳＩ上に構成された反転増幅回
路の電気回路図である。FIG. 4 is an electric circuit diagram of an inverting amplifier circuit formed on an LSI according to a conventional example.
【図５】バックゲート電圧が電源電位の場合の通常の拡
散プロセスによる、ＬＳＩ上に構成された抵抗器の構造
を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a structure of a resistor formed on an LSI by a normal diffusion process when a back gate voltage is a power supply potential.
【図６】バックゲート電圧がグランド電位の場合の基盤
分離プロセスによる、ＬＳＩ上に構成された抵抗器の構
造を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a structure of a resistor formed on an LSI by a substrate separation process when a back gate voltage is a ground potential.
【図７】バックゲート電圧がグランド電位の場合の通常
の拡散プロセスによる、ＬＳＩ上に構成された抵抗器の
構造を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a structure of a resistor formed on an LSI by a normal diffusion process when the back gate voltage is ground potential.
【図８】バックゲート電圧が電源電位の場合の基盤分離
プロセスによる、ＬＳＩ上に構成された抵抗器の構造を
示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a structure of a resistor formed on an LSI by a substrate separation process when a back gate voltage is a power supply potential.
１ 反転アンプ Ｒ１ バックゲート電圧が電源電位ＶＤとされた第１抵
抗器 Ｒ３ バックゲート電圧がグランド電位ＧＮＤとされた
第２抵抗器1 inversion amplifier R1 first resistor whose back gate voltage is the power supply potential VD R3 second resistor whose back gate voltage is the ground potential GND
Claims (2)
ＳＩ上に形成して構成される反転増幅回路において、 バックゲート電圧が電源電位とされた第１抵抗器を、前
記反転アンプの正相入力端及び逆相入力端の何れかにリ
ファレンス抵抗器として接続すると共に、バックゲート
電圧がグランド電位とされた第２抵抗器を、該反転アン
プの、前記第１抵抗器の接続端と該反転アンプの出力端
との間にフィードバック抵抗器として接続して構成され
たことを特徴とする反転増幅回路。1. An inverting amplifier and a voltage-dependent resistor are L
In an inverting amplifier circuit formed on SI, a first resistor having a back gate voltage as a power supply potential is used as a reference resistor at either a positive phase input terminal or a negative phase input terminal of the inverting amplifier. A second resistor having a back gate voltage set to the ground potential is connected as a feedback resistor between the connection end of the first resistor of the inverting amplifier and the output end of the inverting amplifier. An inverting amplifier circuit characterized by being configured.
成したことを特徴とする請求項１記載の反転増幅回路。2. The inverting amplifier circuit according to claim 1, wherein the first and second resistors are replaced with each other.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6260854A JPH08125452A (en) | 1994-10-26 | 1994-10-26 | Inverting amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6260854A JPH08125452A (en) | 1994-10-26 | 1994-10-26 | Inverting amplifier circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08125452A true JPH08125452A (en) | 1996-05-17 |
Family
ID=17353680
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6260854A Withdrawn JPH08125452A (en) | 1994-10-26 | 1994-10-26 | Inverting amplifier circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08125452A (en) |
-
1994
- 1994-10-26 JP JP6260854A patent/JPH08125452A/en not_active Withdrawn
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5004393B2 (en) | Method and apparatus for high sheet MOS resistors | |
| JPH04312107A (en) | Constant voltage circuit | |
| JP3319406B2 (en) | Comparison amplification detection circuit | |
| JP3325396B2 (en) | Semiconductor integrated circuit | |
| JP2001168651A (en) | Semiconductor device | |
| JPH08503576A (en) | Linear voltage controlled resistance element | |
| JPH0653497A (en) | Semiconductor device equipped with i/o protective circuit | |
| JPH08125460A (en) | Inverting amplifier circuit | |
| TW296505B (en) | ||
| JPH08125452A (en) | Inverting amplifier circuit | |
| KR0158625B1 (en) | Bipola transistor circuit having free collector node | |
| JP7074398B2 (en) | Voltage amplifier circuit device and voltage application circuit | |
| JPH01268049A (en) | Diffused resistor element | |
| JP2001127167A (en) | Semiconductor device | |
| JPH0945974A (en) | Hall ic | |
| JPH01268050A (en) | Diffused resistor element | |
| JP2872006B2 (en) | Semiconductor device | |
| US6255868B1 (en) | Buffer circuit and hold circuit | |
| JPS6410101B2 (en) | ||
| JPH0548009A (en) | Semiconductor device | |
| JPH07273287A (en) | Semiconductor resistance device and amplifier circuit using it | |
| JPH08125463A (en) | Semiconductor integrated circuit device | |
| JPH02143554A (en) | Resistance-type potential dividing circuit | |
| JPH0578847B2 (en) | ||
| JPH11163266A (en) | Resistance circuit for semiconductor device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020115 |