JPH0797755B2 - 送信増幅器 - Google Patents
送信増幅器Info
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- JPH0797755B2 JPH0797755B2 JP31629689A JP31629689A JPH0797755B2 JP H0797755 B2 JPH0797755 B2 JP H0797755B2 JP 31629689 A JP31629689 A JP 31629689A JP 31629689 A JP31629689 A JP 31629689A JP H0797755 B2 JPH0797755 B2 JP H0797755B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、自動車電話、携帯電話等の送信機に使用する
送信増幅器に関する。
送信増幅器に関する。
従来の技術 第３図は従来の送信増幅器の構成を示している。第３図
において、１は入力端、２は定振幅信号を発生するリミ
タ、３は入力端１からの入力信号とリミタ２からの定振
幅信号から包絡線信号Ｒ（ｔ）を出力する乗算器、４は
リミタ２からの定振幅信号を増幅する非線形電力増幅器
（以下、RFアンプと略す。）、５はRFアンプ４の出力の
一部を分岐して出力端６に出力するカプラである。７は
リミタ２からの定振幅信号を遅延させる遅延回路、８は
カプラ５から分岐された出力の一部と遅延回路７からの
出力とを乗じる乗算器、９は乗算器８の出力を入力され
るレベル調整器、10は乗算器３の出力とレベル調整器９
の出力との差をとる減算器、11は減算器10の出力を増幅
してRFアンプ４の制御電圧として出力する線形増幅器で
ある。
において、１は入力端、２は定振幅信号を発生するリミ
タ、３は入力端１からの入力信号とリミタ２からの定振
幅信号から包絡線信号Ｒ（ｔ）を出力する乗算器、４は
リミタ２からの定振幅信号を増幅する非線形電力増幅器
（以下、RFアンプと略す。）、５はRFアンプ４の出力の
一部を分岐して出力端６に出力するカプラである。７は
リミタ２からの定振幅信号を遅延させる遅延回路、８は
カプラ５から分岐された出力の一部と遅延回路７からの
出力とを乗じる乗算器、９は乗算器８の出力を入力され
るレベル調整器、10は乗算器３の出力とレベル調整器９
の出力との差をとる減算器、11は減算器10の出力を増幅
してRFアンプ４の制御電圧として出力する線形増幅器で
ある。
次に上記従来例の動作について説明する。入力端１から
次式（１）に示すような入力信号が入力すると、リミタ
２は次式（２）のような定振幅信号を発生するととも
に、乗算器３で式（１）および（２）の信号を乗じて低
域成分を取り出すことにより包絡線信号Ｒ（ｔ）を得
る。
次式（１）に示すような入力信号が入力すると、リミタ
２は次式（２）のような定振幅信号を発生するととも
に、乗算器３で式（１）および（２）の信号を乗じて低
域成分を取り出すことにより包絡線信号Ｒ（ｔ）を得
る。
2R（ｔ）cos｛ωct＋θ（ｔ）｝ …（１） cos｛ωct＋θ（ｔ）｝ …（２） RFアンプ４は、後述するように、包絡線信号Ｒ（ｔ）を
増幅したＡ・Ｒ（ｔ）で電源電圧を制御されながら、式
（２）の定振幅信号を電力増幅し、線形電力増幅器を用
いた場合とほぼ同等の次式（３）のような信号を出力す
る。
増幅したＡ・Ｒ（ｔ）で電源電圧を制御されながら、式
（２）の定振幅信号を電力増幅し、線形電力増幅器を用
いた場合とほぼ同等の次式（３）のような信号を出力す
る。
AR（ｔ）cos｛ωｃ（ｔ−τ′）＋θ（ｔ−τ′）｝ …
（３） ここで、ＡはRFアンプｃの所望の出力を与える利得、
τ′は式（２）の定振幅信号がRFアンプ４を通過すると
きの遅延である。一般にτ′は、Ｒ（ｔ）の変化の速さ
に対し無視できる程十分に小さいので、式（３）はほぼ
理想的な線形増幅出力を表す。
（３） ここで、ＡはRFアンプｃの所望の出力を与える利得、
τ′は式（２）の定振幅信号がRFアンプ４を通過すると
きの遅延である。一般にτ′は、Ｒ（ｔ）の変化の速さ
に対し無視できる程十分に小さいので、式（３）はほぼ
理想的な線形増幅出力を表す。
RFアンプ４の出力は、カプラ５を経て出力端６から出力
され、出力の一部は、カプラ５により分岐されて乗算器
８に入力される。この乗算器８の入力信号には、式
（３）の信号にカプラ５および配線等による損失および
遅延が加わり、次式（４）のようになる。
され、出力の一部は、カプラ５により分岐されて乗算器
８に入力される。この乗算器８の入力信号には、式
（３）の信号にカプラ５および配線等による損失および
遅延が加わり、次式（４）のようになる。
Ａ′Ｒ（ｔ）cos｛ωｃ（ｔ−τ）＋θ（ｔ−τ）｝ …
（４） 一方、式（２）の定振幅信号は、遅延回路７でτ0の遅
延を加えられ、乗算器８で乗じられる。このときの乗算
器８の出力は、低域成分のみを取り出すと次式（５）の
ようになる。
（４） 一方、式（２）の定振幅信号は、遅延回路７でτ0の遅
延を加えられ、乗算器８で乗じられる。このときの乗算
器８の出力は、低域成分のみを取り出すと次式（５）の
ようになる。
Ａ′Ｒ（ｔ）cos｛ωｃ（ｔ−τ）＋θ（ｔ−τ）｝×c
os｛ωｃ（ｔ−τ0）＋θ（ｔ−τ0）｝ →（Ａ′/2）Ｒ（ｔ）cox｛ωｃ（τ−τ0）＋θ（ｔ−
τ0）−θ（ｔ−τ）｝≒（Ａ′/2）Ｒ（ｔ）cos｛ωｃ
（τ−τ0）｝ …（５） ここでτ0は、τは、θ（ｔ）の変化に対して無視でき
る程小さいものとし、θ（ｔ−τ0）≒θ（ｔ−τ）と
した。
os｛ωｃ（ｔ−τ0）＋θ（ｔ−τ0）｝ →（Ａ′/2）Ｒ（ｔ）cox｛ωｃ（τ−τ0）＋θ（ｔ−
τ0）−θ（ｔ−τ）｝≒（Ａ′/2）Ｒ（ｔ）cos｛ωｃ
（τ−τ0）｝ …（５） ここでτ0は、τは、θ（ｔ）の変化に対して無視でき
る程小さいものとし、θ（ｔ−τ0）≒θ（ｔ−τ）と
した。
レベル調整器９は、RFアンプ４の出力点から減算器10の
入力までの負帰還路の利得が1/Aになるように、かつ式
（３）に示した所望の出力が得られるようにするもの
で、具体的には次式（６）による利得が与えられる。
入力までの負帰還路の利得が1/Aになるように、かつ式
（３）に示した所望の出力が得られるようにするもの
で、具体的には次式（６）による利得が与えられる。
2/A′cos｛ωｃ（τ−τ0）｝ …（６） 但し、cos｛ωｃ（τ−τ0）｝＞０とする。
減算器10は、乗算器３の出力である包絡線信号Ｒ（ｔ）
からレベル調整器９の出力を減じる。そして減算器10の
出力は、線形増幅器11で増幅され、先に述べたようにRF
アンプ４の電源電圧を制御する。この負帰還は、RFアン
プ４の制御電圧とRFアンプ４の出力との間に生じる振幅
歪を抑制する。すなわち、線形増幅器11の利得をμ（>>
１）、帰還路の利得をβ（＝１＞Ａ）とし、RFアンプ４
の出力点でη（ｔ）の歪が加わるときの包絡線信号Ｒ
（ｔ）とRFアンプ４の出力の包絡線信号R0（ｔ）との関
係を示すと次式（７）のようになる。
からレベル調整器９の出力を減じる。そして減算器10の
出力は、線形増幅器11で増幅され、先に述べたようにRF
アンプ４の電源電圧を制御する。この負帰還は、RFアン
プ４の制御電圧とRFアンプ４の出力との間に生じる振幅
歪を抑制する。すなわち、線形増幅器11の利得をμ（>>
１）、帰還路の利得をβ（＝１＞Ａ）とし、RFアンプ４
の出力点でη（ｔ）の歪が加わるときの包絡線信号Ｒ
（ｔ）とRFアンプ４の出力の包絡線信号R0（ｔ）との関
係を示すと次式（７）のようになる。
上記式（７）からμβ》１となるようにμを十分に大き
くとれば、歪は1/μβ倍に抑制されながら、包絡線信号
が所望のレベルにまで増幅されることが分かる。
くとれば、歪は1/μβ倍に抑制されながら、包絡線信号
が所望のレベルにまで増幅されることが分かる。
このように、上記従来の送信増幅器でも、RFアンプで生
じる振幅歪を抑制しながら所望の出力電圧を、線形増幅
器で電力増幅する場合よりも低い消費電力で得ることが
できる。
じる振幅歪を抑制しながら所望の出力電圧を、線形増幅
器で電力増幅する場合よりも低い消費電力で得ることが
できる。
発明が解決しようとする課題 しかしながら、上記従来の送信増幅器では、負帰還路の
遅延補償を固定の遅延回路７で行っているため、キャリ
ア周波数の変化、温度変化、経年変化等により、負帰還
路の遅延が変化したときには負帰還路で行う包絡線検波
出力のレベルも変化し、一定の所望の出力電圧が得られ
ない問題があった。
遅延補償を固定の遅延回路７で行っているため、キャリ
ア周波数の変化、温度変化、経年変化等により、負帰還
路の遅延が変化したときには負帰還路で行う包絡線検波
出力のレベルも変化し、一定の所望の出力電圧が得られ
ない問題があった。
本発明は、このような従来の問題を解決するものであ
り、負帰還路の遅延の変化に追随して遅延量を制御する
ことができる遅延回路を設けるとにより、高電力効率で
振幅歪の影響の少ない、かつ安定に所望の出力電圧を得
ることのできる優れた送信増幅器を提供することを目的
とする。
り、負帰還路の遅延の変化に追随して遅延量を制御する
ことができる遅延回路を設けるとにより、高電力効率で
振幅歪の影響の少ない、かつ安定に所望の出力電圧を得
ることのできる優れた送信増幅器を提供することを目的
とする。
課題を解決するための手段 本発明は、上記目的を達成するために、遅延補償部に、
電圧制御可能な第１の遅延回路と、固定の微小遅延量を
与える第２の遅延回路とを設け、微小遅延量の時間差の
ある二つのRFアンプ入力信号を用いて、二つの検波出力
レベルが共に最大値に向かうように第１の遅延回路を制
御することにより、帰還路の遅延が変化してもこれに追
随して遅延補償を行い、常に最適な包絡線検波出力が得
られるようにしたものである。
電圧制御可能な第１の遅延回路と、固定の微小遅延量を
与える第２の遅延回路とを設け、微小遅延量の時間差の
ある二つのRFアンプ入力信号を用いて、二つの検波出力
レベルが共に最大値に向かうように第１の遅延回路を制
御することにより、帰還路の遅延が変化してもこれに追
随して遅延補償を行い、常に最適な包絡線検波出力が得
られるようにしたものである。
作用 したがって、本発明によれば、キャリア周波数の変化、
温度変化、経過年変化等によって帰還路の遅延が変化す
ると、二つの検波出力レベルの差に変化を生じるので、
これを検出することにより帰還路の遅延変化を検出する
ことができ、さらにこれらのレベルを共に最大に近づけ
る方向に遅延回路の遅延量を制御することにより、最適
な包絡線検波を行い、安定した所望のRF出力を得ること
ができるという効果を有する。
温度変化、経過年変化等によって帰還路の遅延が変化す
ると、二つの検波出力レベルの差に変化を生じるので、
これを検出することにより帰還路の遅延変化を検出する
ことができ、さらにこれらのレベルを共に最大に近づけ
る方向に遅延回路の遅延量を制御することにより、最適
な包絡線検波を行い、安定した所望のRF出力を得ること
ができるという効果を有する。
実施例 第１図は本発明の一実施例における送信増幅器の構成を
示している。第１図において、21は入力端、22は入力信
号から位相情報のみを有する定振幅信号を発生するリミ
タ、23は入力端21からの入力信号とリミタ22からの定振
幅信号から包絡線信号Ｒ（ｔ）を出力する乗算器であ
る。24はリミタ22からの定振幅信号を増幅するRFアン
プ、25はRFアンプ24の出力の一部を分岐して出力端26に
出力するカプラである。27はリミタ22からの定振幅信号
を遅延させる電圧制御可能な第１の遅延回路、28は第１
の遅延回路27の出力をさらに一定の微小時間遅延させる
第２の遅延回路、29はカプラ25から分岐された出力の一
部と第１の遅延回路27からの出力とを乗じて包絡線検波
を行う第１の包絡線検波回路である乗算器、30はカプラ
25から分岐された出力の一部と第２の遅延回路28からの
出力とを乗じて包絡線検波を行う第２の包絡線検波回路
である乗算器、31は第１の遅延回路27を低減通過型フィ
ルタ32を介して制御する遅延制御回路を構成する減算器
である。33は第２の包絡線検波回路である乗算器30の出
力を入力されるレベル調整器、34は乗算器23の包絡線信
号出力とレベル調整器33の出力との差をとる減算器、35
は減算器34の出力を増幅してRFアンプ24の制御電圧とし
て出力する線形増幅器である。
示している。第１図において、21は入力端、22は入力信
号から位相情報のみを有する定振幅信号を発生するリミ
タ、23は入力端21からの入力信号とリミタ22からの定振
幅信号から包絡線信号Ｒ（ｔ）を出力する乗算器であ
る。24はリミタ22からの定振幅信号を増幅するRFアン
プ、25はRFアンプ24の出力の一部を分岐して出力端26に
出力するカプラである。27はリミタ22からの定振幅信号
を遅延させる電圧制御可能な第１の遅延回路、28は第１
の遅延回路27の出力をさらに一定の微小時間遅延させる
第２の遅延回路、29はカプラ25から分岐された出力の一
部と第１の遅延回路27からの出力とを乗じて包絡線検波
を行う第１の包絡線検波回路である乗算器、30はカプラ
25から分岐された出力の一部と第２の遅延回路28からの
出力とを乗じて包絡線検波を行う第２の包絡線検波回路
である乗算器、31は第１の遅延回路27を低減通過型フィ
ルタ32を介して制御する遅延制御回路を構成する減算器
である。33は第２の包絡線検波回路である乗算器30の出
力を入力されるレベル調整器、34は乗算器23の包絡線信
号出力とレベル調整器33の出力との差をとる減算器、35
は減算器34の出力を増幅してRFアンプ24の制御電圧とし
て出力する線形増幅器である。
次に上記実施例の動作について説明する。入力端21から
次式（８）に示すような入力信号が入力すると、リミタ
22は次式（９）のような定振幅信号を発生するととも
に、乗算器23で式（８）および（９）の信号を乗じて低
減成分を取り出すことにより包絡線信号Ｒ（ｔ）を得
る。
次式（８）に示すような入力信号が入力すると、リミタ
22は次式（９）のような定振幅信号を発生するととも
に、乗算器23で式（８）および（９）の信号を乗じて低
減成分を取り出すことにより包絡線信号Ｒ（ｔ）を得
る。
2R（ｔ）cos｛ωct＋θ（ｔ）｝ …（８） cos｛ωct＋θ（ｔ）｝ …（９） RFアンプ24は、後述するように、包絡線信号Ｒ（ｔ）を
増幅したＡ・Ｒ（ｔ）で電源電圧を制御されながら、式
（９）の定振幅信号を電力増幅し、線形電力増幅器を用
いた場合とほぼ同等の次式（10）のような信号を出力す
る。
増幅したＡ・Ｒ（ｔ）で電源電圧を制御されながら、式
（９）の定振幅信号を電力増幅し、線形電力増幅器を用
いた場合とほぼ同等の次式（10）のような信号を出力す
る。
AR（ｔ）cos｛ωｃ（ｔ−τ′）＋θ（ｔ−τ′）｝ …
（10） ここで、ＡはRFアンプ24の所望の出力を与える利得、
τ′は式（９）の定振幅信号がRFアンプ24を通過すると
きの遅延である。一般にτ′は、Ｒ（ｔ）の変化の速さ
に対し無視できる程十分に小さいので、式（10）はほぼ
理想的な線形増幅出力を表す。
（10） ここで、ＡはRFアンプ24の所望の出力を与える利得、
τ′は式（９）の定振幅信号がRFアンプ24を通過すると
きの遅延である。一般にτ′は、Ｒ（ｔ）の変化の速さ
に対し無視できる程十分に小さいので、式（10）はほぼ
理想的な線形増幅出力を表す。
RFアンプ24の出力は、カプラ25を経て出力端26から出力
され、出力の一部は、カプラ25により分岐されて乗算器
29および30に入力される。これら乗算器29、30の入力信
号には、式（10）の信号にカプラ25および配線等による
損失および遅延が加わり、次式（11）のようになる。
され、出力の一部は、カプラ25により分岐されて乗算器
29および30に入力される。これら乗算器29、30の入力信
号には、式（10）の信号にカプラ25および配線等による
損失および遅延が加わり、次式（11）のようになる。
Ａ′Ｒ（ｔ）cos｛ωｃ（ｔ−τ）＋θ（ｔ−τ）｝ …
（11） 一方、式（９）の定振幅信号は、電圧制御可能な第１の
遅延回路27でτ0の遅延を加えられ、さらに第２の遅延
回路28でΔτの遅延が加えられ、第１および第２の遅延
回路27、28からそれぞれ次式（12）、（13）の遅延出力
が得られる。
（11） 一方、式（９）の定振幅信号は、電圧制御可能な第１の
遅延回路27でτ0の遅延を加えられ、さらに第２の遅延
回路28でΔτの遅延が加えられ、第１および第２の遅延
回路27、28からそれぞれ次式（12）、（13）の遅延出力
が得られる。
cos｛ωｃ（ｔ−τ0）＋θ（ｔ−τ0｝ …（12） cos｛ωｃ（ｔ−τ0−Δτ）＋（ｔ−τ0−Δτ）｝ …
（13） これらと式（10）のRFアンプ24の出力をそれぞれ乗算器
29、30で乗じて低域成分のみを取り出すと次式（14）、
（15）の包絡線検波出力が得られる。
（13） これらと式（10）のRFアンプ24の出力をそれぞれ乗算器
29、30で乗じて低域成分のみを取り出すと次式（14）、
（15）の包絡線検波出力が得られる。
（Ａ′/2）Ｒ（ｔ）cos｛ωｃ（τ−τ0）｝、Ｒ（ｔ）
≧０ …（14） （Ａ′/2）Ｒ（ｔ）cos｛ωｃ（τ−τ0−Δτ）｝、Ｒ
（ｔ）≧０ …（15） 上記式（14）、（15）より検波出力は遅延τ0の余弦関
数であり、その導関数は正弦関数となるので、検波出力
を最大にする遅延は式（14）、（15）の導関数を０にす
る値として得られる。本実施例は導関数の代わりに式
（14）、（15）の値を用いた差分値を０にする遅延τ0
を求めるものであり、遅延を生じさせる時間偏差と包絡
線検波出力との関係を示すグラフおよびこのグラフ上に
おける上記式（14）、（15）の各値を第２図に示す。そ
して、τ0とτの間では、 τ0＝τ−Δτ/2 の時に、上記式（14）、（15）は等しい値となって差分
が０となり、しかもΔτ《１とすれば共に最大となる
（第２図（ａ）参照）。そこで減算器31は、式（15）の
値から式（14）の値を差し引き、遅延の大きい式（15）
のレベルが大きいときは、第１の遅延回路27の遅延τ0
を増加させる（第２図（ｂ）参照）。これにより、式
（14）、（15）の値は共に第２図（ｂ）中左方へシフト
（すなわち移動）し、限りなく第２図（ａ）の状態に近
づく。他方、式（15）の値から式（14）の値を差し引い
たときに式（14）のレベルが大きい場合はτ0を減少さ
せるようにする（第２図（ｃ）参照）。これにより、式
（14）、（15）の値は共に第２図（ｃ）中右方へシフト
し、限りなく第２図（ａ）の状態に近づく。なお、減算
器31の出力は、低減通過型フィルタ32を経て第１の遅延
回路27を制御しているが、これは包絡線信号Ｒ（ｔ）の
振幅値の変動により制御電圧が激しく変動するのを防ぐ
ためなので、ほぼ直流レベルが最大になるように自動的
に設定される。
≧０ …（14） （Ａ′/2）Ｒ（ｔ）cos｛ωｃ（τ−τ0−Δτ）｝、Ｒ
（ｔ）≧０ …（15） 上記式（14）、（15）より検波出力は遅延τ0の余弦関
数であり、その導関数は正弦関数となるので、検波出力
を最大にする遅延は式（14）、（15）の導関数を０にす
る値として得られる。本実施例は導関数の代わりに式
（14）、（15）の値を用いた差分値を０にする遅延τ0
を求めるものであり、遅延を生じさせる時間偏差と包絡
線検波出力との関係を示すグラフおよびこのグラフ上に
おける上記式（14）、（15）の各値を第２図に示す。そ
して、τ0とτの間では、 τ0＝τ−Δτ/2 の時に、上記式（14）、（15）は等しい値となって差分
が０となり、しかもΔτ《１とすれば共に最大となる
（第２図（ａ）参照）。そこで減算器31は、式（15）の
値から式（14）の値を差し引き、遅延の大きい式（15）
のレベルが大きいときは、第１の遅延回路27の遅延τ0
を増加させる（第２図（ｂ）参照）。これにより、式
（14）、（15）の値は共に第２図（ｂ）中左方へシフト
（すなわち移動）し、限りなく第２図（ａ）の状態に近
づく。他方、式（15）の値から式（14）の値を差し引い
たときに式（14）のレベルが大きい場合はτ0を減少さ
せるようにする（第２図（ｃ）参照）。これにより、式
（14）、（15）の値は共に第２図（ｃ）中右方へシフト
し、限りなく第２図（ａ）の状態に近づく。なお、減算
器31の出力は、低減通過型フィルタ32を経て第１の遅延
回路27を制御しているが、これは包絡線信号Ｒ（ｔ）の
振幅値の変動により制御電圧が激しく変動するのを防ぐ
ためなので、ほぼ直流レベルが最大になるように自動的
に設定される。
レベル調整器33は、RFアンプ24の出力点から減算器34の
入力までの負帰還路の利得が1/Aになるように、かつ所
望の出力が得られるようにするもので、具体的には次式
（16）による利得が与えられる。
入力までの負帰還路の利得が1/Aになるように、かつ所
望の出力が得られるようにするもので、具体的には次式
（16）による利得が与えられる。
2/A′cos｛ωｃ（τ−τ0）｝ …（16） 但し、cos｛ωｃ（τ−τ0）｝＞０とする。
減算器34は、乗算器23の出力である包絡線信号Ｒ（ｔ）
からレベル調整器33の出力を減じる。そして減算器34の
出力は、線型増幅器35で増幅され、先に述べたようにRF
アンプ24の電源電圧を制御する。この負帰還は、RFアン
プ24の制御電圧とRFアンプ24の出力との間に生じる振幅
歪を抑制する。すなわち、線型増幅器35の利得をμ（>>
１）、帰還路の利得をβ（＝1/A）とし、RFアンプ24の
出力点でη（ｔ）の歪が加わるときの包絡線信号Ｒ
（ｔ）とRFアンプ24の出力の包絡線信号R0（ｔ）との関
係を示すと次式（17）のようになる。
からレベル調整器33の出力を減じる。そして減算器34の
出力は、線型増幅器35で増幅され、先に述べたようにRF
アンプ24の電源電圧を制御する。この負帰還は、RFアン
プ24の制御電圧とRFアンプ24の出力との間に生じる振幅
歪を抑制する。すなわち、線型増幅器35の利得をμ（>>
１）、帰還路の利得をβ（＝1/A）とし、RFアンプ24の
出力点でη（ｔ）の歪が加わるときの包絡線信号Ｒ
（ｔ）とRFアンプ24の出力の包絡線信号R0（ｔ）との関
係を示すと次式（17）のようになる。
上記式（17）からμβ》１となるようにμを十分に大き
く取れば、歪は1/μβ倍に抑制されながら、包絡線信号
が所望のレベルにまで増幅されることが分かる。
く取れば、歪は1/μβ倍に抑制されながら、包絡線信号
が所望のレベルにまで増幅されることが分かる。
このように、上記実施例によれば、RFAアンプで生じる
振幅歪を抑制しながら所望の出力電圧を、線形増幅器で
電力増幅する場合よりも低い消費電力で得ることができ
る。さらに、キャリア周波数の変化、温度変化、経年変
化等によって帰還路の遅延が変化しても、これに追随し
て遅延補償を行いながら最適な包絡線検波を行うので、
安定した所望の出力電圧を得ることができる。
振幅歪を抑制しながら所望の出力電圧を、線形増幅器で
電力増幅する場合よりも低い消費電力で得ることができ
る。さらに、キャリア周波数の変化、温度変化、経年変
化等によって帰還路の遅延が変化しても、これに追随し
て遅延補償を行いながら最適な包絡線検波を行うので、
安定した所望の出力電圧を得ることができる。
発明の効果 本発明は、上記実施例から明らかなように、以下に示す
効果を有する。
効果を有する。
（１）電力増幅器として非線形増幅器を用いているの
で、線形増幅を用いる場合に比べて低消費電力で所望の
出力電圧を得ることができる。
で、線形増幅を用いる場合に比べて低消費電力で所望の
出力電圧を得ることができる。
（２）電力増幅器として用いている非線形増幅器の電源
電圧を包絡線信号で制御し、かつ包絡線信号に関して負
帰還をかけて、非線形増幅器で生ずる振幅歪を抑制する
ことにより、線形性の高い電力増幅を行うことができ
る。
電圧を包絡線信号で制御し、かつ包絡線信号に関して負
帰還をかけて、非線形増幅器で生ずる振幅歪を抑制する
ことにより、線形性の高い電力増幅を行うことができ
る。
（３）負帰還路の遅延に対する遅延補償を、包絡線検波
出力レベルが最大になるように制御するので、キャリア
周波数の変化、温度変化、経年変化等に影響されずに最
適な包絡線検波が行われ、安定した所望の出力電圧を得
ることができる。
出力レベルが最大になるように制御するので、キャリア
周波数の変化、温度変化、経年変化等に影響されずに最
適な包絡線検波が行われ、安定した所望の出力電圧を得
ることができる。
第１図は本発明の一実施例における送信増幅器の概略ブ
ロック図、第２図は実施例説明中の式（14）、（15）で
表される遅延を生じさせる時間偏差と包絡線検波出力と
の関係および上記各式の値を示すグラフ、第３図は従来
の送信増幅器の概略ブロック図である。 21……入力端、22……リミタ、23……乗算器、24……非
腺形電力増幅器、25……カプラ、26……出力端、27……
第１の遅延回路、28……第２の遅延回路、29……第１の
包絡線検波回路である乗算器、30……第２の包絡線検波
回路である乗算器、31……減算器、32……低域通過型フ
ィルタ、33……レベル調整器、34……減算器、35……線
形増幅器。
ロック図、第２図は実施例説明中の式（14）、（15）で
表される遅延を生じさせる時間偏差と包絡線検波出力と
の関係および上記各式の値を示すグラフ、第３図は従来
の送信増幅器の概略ブロック図である。 21……入力端、22……リミタ、23……乗算器、24……非
腺形電力増幅器、25……カプラ、26……出力端、27……
第１の遅延回路、28……第２の遅延回路、29……第１の
包絡線検波回路である乗算器、30……第２の包絡線検波
回路である乗算器、31……減算器、32……低域通過型フ
ィルタ、33……レベル調整器、34……減算器、35……線
形増幅器。
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号から包絡線信号と位相情報のみを
有する定振幅信号とを生成する回路と、上記定振幅信号
を増幅する非線形電力増幅器と、上記非線形電力増幅器
の出力を一部分岐して出力するカプラと、上記非線形電
力増幅器に入力されるべき定振幅信号の一部を分岐して
入力し、この信号を遅延させる電圧制御可能な第１の遅
延回路と、上記第１の遅延回路の出力をさらに一定の微
小時間遅延させる第２の遅延回路と、上記カプラの出力
と上記第１の遅延回路の出力とを乗じて包絡線検波を行
なう第１の包絡線検波回路と、上記カプラの出力と上記
第２の遅延回路の出力とを乗じて包絡線検波を行なう第
２の包絡線検波回路と、上記第１および第２の包絡線検
波回路の出力の差信号を求め、二つの包絡線検波信号の
レベルを共に最大に近づけるように遅延回路の遅延量を
制御する遅延制御回路と、上記第２の包絡線検波回路の
出力をレベル調整するレベル調整器と、上記包絡線検波
信号とレベル調整器の出力との差を増幅して上記非線形
電力増幅器の電源電圧を制御する線形増幅器とを備えた
送信増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31629689A JPH0797755B2 (ja) | 1989-12-05 | 1989-12-05 | 送信増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31629689A JPH0797755B2 (ja) | 1989-12-05 | 1989-12-05 | 送信増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03175823A JPH03175823A (ja) | 1991-07-30 |
| JPH0797755B2 true JPH0797755B2 (ja) | 1995-10-18 |
Family
ID=18075539
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31629689A Expired - Fee Related JPH0797755B2 (ja) | 1989-12-05 | 1989-12-05 | 送信増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0797755B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7171170B2 (en) * | 2001-07-23 | 2007-01-30 | Sequoia Communications | Envelope limiting for polar modulators |
| US6952567B2 (en) * | 2003-09-26 | 2005-10-04 | Skyworks Solutions, Inc. | Envelope error extraction in IF/RF feedback loops |
| JP4652974B2 (ja) * | 2005-12-27 | 2011-03-16 | 富士通株式会社 | タイミング調整装置及びタイミング調整方法 |
-
1989
- 1989-12-05 JP JP31629689A patent/JPH0797755B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03175823A (ja) | 1991-07-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |