JPH079453B2 - 量子磁束パラメトロンの信号検出方法 - Google Patents
量子磁束パラメトロンの信号検出方法Info
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- JPH079453B2 JPH079453B2 JP62190900A JP19090087A JPH079453B2 JP H079453 B2 JPH079453 B2 JP H079453B2 JP 62190900 A JP62190900 A JP 62190900A JP 19090087 A JP19090087 A JP 19090087A JP H079453 B2 JPH079453 B2 JP H079453B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は極低温下で動作する超電導回路に係わり、特に
ジョセフソン素子を使ったパラメトロン型の超電導スイ
ッチング回路である量子磁束パラメトロンの信号検出方
法に関する。
ジョセフソン素子を使ったパラメトロン型の超電導スイ
ッチング回路である量子磁束パラメトロンの信号検出方
法に関する。
（従来の技術） ジョセフソン効果を示す超電導素子（以下、ジョセフソ
ン素子と称す）を使ったパラメトロン型のスイッチング
回路である量子磁束パラメトロン（Quantum Flux Param
etron:以下QFPと略称する）は当技術分野では公知であ
り、昭和59年度理化学研究所シンポジウム予稿集第１−
３頁及び48−78頁、昭和60年度理化学研究所シンポジウ
ム予稿集第１−13頁、昭和61年度理化学研究所シンポジ
ウム予稿集第53−58頁に開示されている。QFPは量子化
された直流磁束を信号媒体として使う、新しい動作原理
に基づくスイッチング回路で、極めて小さな消費電力で
高速の動作を行うため、計算機素子として優れている。
また、微弱な信号を高い利得で増幅するため、磁気セン
サーの様なアナログ回路として優れた性質を持ってい
る。
ン素子と称す）を使ったパラメトロン型のスイッチング
回路である量子磁束パラメトロン（Quantum Flux Param
etron:以下QFPと略称する）は当技術分野では公知であ
り、昭和59年度理化学研究所シンポジウム予稿集第１−
３頁及び48−78頁、昭和60年度理化学研究所シンポジウ
ム予稿集第１−13頁、昭和61年度理化学研究所シンポジ
ウム予稿集第53−58頁に開示されている。QFPは量子化
された直流磁束を信号媒体として使う、新しい動作原理
に基づくスイッチング回路で、極めて小さな消費電力で
高速の動作を行うため、計算機素子として優れている。
また、微弱な信号を高い利得で増幅するため、磁気セン
サーの様なアナログ回路として優れた性質を持ってい
る。
QFPは極めて小さいエネルギーで動作するため、高い感
度を実現できるが、この反面として周囲の測定環境や雑
音の影響を受けやすくなる。従来の技術では、このQFP
の出力電流信号を電圧信号として検出するためには、ジ
ョセフソン素子の有する超電導状態から電圧状態へのラ
ッチング特性を利用する方法により行われていた。特願
昭60−241469号にこの検出方法の一例が示されている。
そこに開示される方法においては、２つのジョセフソン
素子を含む超電導ループに第１および第２の制御線が隣
接して配された検出回路が用いられている。この検出回
路にはそれのみでは２つのジョセフソン素子を電圧状態
としないある値のバイアス電流が加えられ、この状態で
第１の制御線にQFPの出力電流が流され、第２の制御線
にはスイープ電流が流される。２つのジョセフソン素子
が超電導状態から電圧状態に遷移した時のスイープ電流
値がサンプルホールドされ、これによってQFPの信号出
力が検出される。この型の検出回路は電圧状態に一旦遷
移した後は、回路を初期化（超電導状態に）するために
はバイアス電流を一旦遮断（零と）する操作が必要であ
る。
度を実現できるが、この反面として周囲の測定環境や雑
音の影響を受けやすくなる。従来の技術では、このQFP
の出力電流信号を電圧信号として検出するためには、ジ
ョセフソン素子の有する超電導状態から電圧状態へのラ
ッチング特性を利用する方法により行われていた。特願
昭60−241469号にこの検出方法の一例が示されている。
そこに開示される方法においては、２つのジョセフソン
素子を含む超電導ループに第１および第２の制御線が隣
接して配された検出回路が用いられている。この検出回
路にはそれのみでは２つのジョセフソン素子を電圧状態
としないある値のバイアス電流が加えられ、この状態で
第１の制御線にQFPの出力電流が流され、第２の制御線
にはスイープ電流が流される。２つのジョセフソン素子
が超電導状態から電圧状態に遷移した時のスイープ電流
値がサンプルホールドされ、これによってQFPの信号出
力が検出される。この型の検出回路は電圧状態に一旦遷
移した後は、回路を初期化（超電導状態に）するために
はバイアス電流を一旦遮断（零と）する操作が必要であ
る。
（発明が解決しようとする問題点） 従来技術の方法においては、QPFが励振される以前に、
信号検出回路に供給されるバイアス電流を零から有限値
に一過的に遷移させてやる必要がある。このバイアス電
流の遷移によって生じた誘導雑音および遷移直後で未だ
安定していないバイアス電流は励振開始時におけるセン
シティブな状態のQFPに悪影響を与え、誤動作を生じさ
せるという問題点があった。もっとも、バイアス電流の
変化を励振開始時よりも充分前に行えば誤動作の恐れは
なくなるが、この方法だと高速の信号検出が出来ないと
いう別の問題点が生じることになる。
信号検出回路に供給されるバイアス電流を零から有限値
に一過的に遷移させてやる必要がある。このバイアス電
流の遷移によって生じた誘導雑音および遷移直後で未だ
安定していないバイアス電流は励振開始時におけるセン
シティブな状態のQFPに悪影響を与え、誤動作を生じさ
せるという問題点があった。もっとも、バイアス電流の
変化を励振開始時よりも充分前に行えば誤動作の恐れは
なくなるが、この方法だと高速の信号検出が出来ないと
いう別の問題点が生じることになる。
（問題点を解決するための手段） 量子磁束パラメトロンの信号検出を、SQUID（Supercond
ucting Quantum Interfeence Device）により行なう量
子磁束パラメトロンの信号検出方法であって、前記量子
磁束パラメトロンが非励振状態に有る時には、SQUIDへ
のバイアス電流を零から有限値には遷移せず、具体的に
は、（１）前記SQUIDに常時バイアス電流を供給する
か、（２）量子磁束パラメトロンが励振状態に至った後
に、SQUIDへのバイアス電流の供給を開始し、（１）の
場合は量子磁束パラメトロンが非励振状態にある時の前
記SQUIDの第１の出力信号値を測定し、量子磁束パラメ
トロンが前記非励振状態の直後の励振状態にある時のSQ
UIDの第２の出力信号値を測定し、第１の出力信号値と
第２の出力信号値との差を求め、この差により量子磁束
パラメトロンの信号検出を行ない、（２）の場合は、量
子磁束パラメトロンが励振状態にあり、SQUIDへのバイ
アス電流が供給されている時のSQUIDの第１の出力信号
値を測定し、量子磁束パラメトロンが前記励振状態に隣
接する非励振状態にあり、SQUIDへのバイアス電流が以
前として供給されている時のSQUIDの第２の出力信号値
を測定し、第１の出力信号値と前記第２の出力信号値と
の差を求め、この差により前記量子磁束パラメトロンの
信号検出を行なうことにより上述した問題を解決するこ
とができる。
ucting Quantum Interfeence Device）により行なう量
子磁束パラメトロンの信号検出方法であって、前記量子
磁束パラメトロンが非励振状態に有る時には、SQUIDへ
のバイアス電流を零から有限値には遷移せず、具体的に
は、（１）前記SQUIDに常時バイアス電流を供給する
か、（２）量子磁束パラメトロンが励振状態に至った後
に、SQUIDへのバイアス電流の供給を開始し、（１）の
場合は量子磁束パラメトロンが非励振状態にある時の前
記SQUIDの第１の出力信号値を測定し、量子磁束パラメ
トロンが前記非励振状態の直後の励振状態にある時のSQ
UIDの第２の出力信号値を測定し、第１の出力信号値と
第２の出力信号値との差を求め、この差により量子磁束
パラメトロンの信号検出を行ない、（２）の場合は、量
子磁束パラメトロンが励振状態にあり、SQUIDへのバイ
アス電流が供給されている時のSQUIDの第１の出力信号
値を測定し、量子磁束パラメトロンが前記励振状態に隣
接する非励振状態にあり、SQUIDへのバイアス電流が以
前として供給されている時のSQUIDの第２の出力信号値
を測定し、第１の出力信号値と前記第２の出力信号値と
の差を求め、この差により前記量子磁束パラメトロンの
信号検出を行なうことにより上述した問題を解決するこ
とができる。
SQUIDとは、極低温状態で微弱な磁束、または電流を測
る手段として既に使用されている超電導デバイスであ
り、このSQUIDを使う諸々の技術は例えば、電気学会編
「ジョセフソン効果《基礎と応用》」、昭和53年５月コ
ロナ社に詳細に開示されている。従来、SQUIDは量子磁
束（2.07×10-15Wb）の1000分の１程度の極めて微弱な
磁束を測定するのに使われている。SQUIDには直流電源
で駆動されるdc−SQUIDと交流電源で駆動されるrf−SQU
IDの２種類がある。
る手段として既に使用されている超電導デバイスであ
り、このSQUIDを使う諸々の技術は例えば、電気学会編
「ジョセフソン効果《基礎と応用》」、昭和53年５月コ
ロナ社に詳細に開示されている。従来、SQUIDは量子磁
束（2.07×10-15Wb）の1000分の１程度の極めて微弱な
磁束を測定するのに使われている。SQUIDには直流電源
で駆動されるdc−SQUIDと交流電源で駆動されるrf−SQU
IDの２種類がある。
（作 用） dc−SQUIDにはそれのみでこのSQUIDを電圧状態とする直
流バイアス電流が加えられ、従来法の様な超電導−電圧
状態遷移とは異なり、有限の値の電圧値がQFPからの電
流信号によって変化することにより信号検出が行われ
る。
流バイアス電流が加えられ、従来法の様な超電導−電圧
状態遷移とは異なり、有限の値の電圧値がQFPからの電
流信号によって変化することにより信号検出が行われ
る。
また、rf−SQUIDは交流電源で駆動され、rf−SQUIDとト
ランス結合するLC共振回路に発生する電圧振幅が、QFP
からの電流信号によって変化することにより信号検出が
行われる。
ランス結合するLC共振回路に発生する電圧振幅が、QFP
からの電流信号によって変化することにより信号検出が
行われる。
rf−SQUIDは交流電圧で駆動されるが、一般にその駆動
周波数は入力信号の周波数範囲より例えば２桁程度高
く、しかも単一の周波数スペクトルをもつ正弦波である
ためこの駆動電源に起因する雑音はフィルタ等で簡単に
除去できる。
周波数は入力信号の周波数範囲より例えば２桁程度高
く、しかも単一の周波数スペクトルをもつ正弦波である
ためこの駆動電源に起因する雑音はフィルタ等で簡単に
除去できる。
本発明において用いられるdc−SQUIDとrf−SQUIDはとも
に超電導状態から電圧状態へのラッチング特性を使用す
ることはなく、QFPからの信号が加わる以前にバイアス
電流を零から有限値に一過的に遷移させることを必要と
せず、このためQFPが誤動作を生じる原因を取り除くこ
とができる。
に超電導状態から電圧状態へのラッチング特性を使用す
ることはなく、QFPからの信号が加わる以前にバイアス
電流を零から有限値に一過的に遷移させることを必要と
せず、このためQFPが誤動作を生じる原因を取り除くこ
とができる。
SQUIDの測定分解能は測定周波数範囲と密接な関係にあ
り、測定周波数範囲を広げると測定分解能を上げられな
い欠点が在った。一方、QFPは、微弱な入力磁束を増幅
し、量子磁束の1/4程度の比較的大きな磁束を出力する
素子である。従って、QFPの信号検出にSQUIDは高い測定
分解能を必要とせず、広い周波数範囲を測定できる。こ
の意味で、SQUIDはQFPの測定に適合する。
り、測定周波数範囲を広げると測定分解能を上げられな
い欠点が在った。一方、QFPは、微弱な入力磁束を増幅
し、量子磁束の1/4程度の比較的大きな磁束を出力する
素子である。従って、QFPの信号検出にSQUIDは高い測定
分解能を必要とせず、広い周波数範囲を測定できる。こ
の意味で、SQUIDはQFPの測定に適合する。
本発明においては、SQUIDによって発生される有限電圧
値の値の変化により、QFPの電流信号を検出する様にし
ており、そのSQUIDの出力電圧にオフセットが含まれ
る。このオフセット信号を補正して真の信号を取り出す
ことは従来のSQUID技術では難しかった。本発明ではQFP
と組み合わされるためこのオフセット信号除去も容易に
なる。即ち、QFPの出力信号を測定する際に、QFPを励振
してない場合のSQUIDの出力信号を基準に、励振した場
合の出力信号を測るオフセット信号を測ればオフセット
を容易に補正することができる。
値の値の変化により、QFPの電流信号を検出する様にし
ており、そのSQUIDの出力電圧にオフセットが含まれ
る。このオフセット信号を補正して真の信号を取り出す
ことは従来のSQUID技術では難しかった。本発明ではQFP
と組み合わされるためこのオフセット信号除去も容易に
なる。即ち、QFPの出力信号を測定する際に、QFPを励振
してない場合のSQUIDの出力信号を基準に、励振した場
合の出力信号を測るオフセット信号を測ればオフセット
を容易に補正することができる。
なお、従来から開示された技術には、SQUIDをQFPの応用
する技術は開示されていない。
する技術は開示されていない。
（実施例） 以下、本発明を実施例を使って説明する。第１図は、本
発明によるQFPの出力検出法の第１の実施例である。QFP
は、第１のジョセフソン素子１と第１の励振インダクタ
３及び第２のジョセフソン素子２と第２の励振インダク
タ４から成る回路対を接続して構成された超電導ループ
５から成る。超電導５ループには入力線７と負荷インダ
クト８、８′が接続されている。負荷インダクタに流れ
る電流を検出するのであるが、検出回路と負荷インダク
タの結合が強いと検出回路の影響がQFPに現る。このた
め、結合を加減する目的で負荷インダクタを分け、負荷
インダクタの一部８′に検出回路が結合する構成として
いる。又、超電導ループ５の近傍には励振線６が配置さ
れ、励振線６は第１、第２の励振インダクタ３、４と磁
気的に結合している。励振線６には励振電流源９から励
振電流が供給される。以下に、QFPの回路動作を説明す
る。簡単のため、回路動作は電流を使って説明する。先
ず、励振電流を印加しない状態で微弱な入力電流（入力
磁束）を入力線７を介して直接超電導ループ５に注入す
る。この後、励振線６に励振電流を印加すると、負荷イ
ンダクタ８に入力電流の方向に対応して増幅された出力
電流が流れる。この出力電流を測定する為にdc−SQUID
を使う。dc−SQUID10は２個のジョセフソン素子11、12
とインダクタ15、16更にQFPの負荷インダタ８′に磁気
的に結合しているインダタ13、14で超電導ループを形成
している。このdc−SQUID10は電流源17よりバイアス電
流IBが供給される。dc−SQUIDの電圧は出力配線18を介
して外部に出力される。次に、電流検出回路であるdc−
SQUIDの動作を説明する。dc−SQUIDを使った磁束の検出
方法は従来技術では公知であり、例えばJ.Clark“Advan
cesin SQUID Magnetometers"IEEE Trans.Electron Devi
ce Vol.ED−27、No.10,pp.1896−1908,Oct.1980に開示
されている。dc−SQUID10のジョセフソン素子は低い接
合容量素子であるか、接合に並列に抵抗を接続した構造
で、マッカンバー定数が１より小さいものである。この
時のジョセフソン接合の電圧・電流特性にはヒステリシ
スが無い。この素子を使ったdc−SQUIDの電圧・電流特
性を第２図に示す。即ち、電圧・電流特性はヒステリシ
スの無いもので、このdc−SQUIDに鎖交する磁束により
最大超電導電流（臨海電流値）が変化する。例えば第２
図で、鎖交する磁束が零の場合は特性（１）であり、零
でない場合は特性（２）である。バイアス電流がIBの場
合、dc−SQUIDの出力電圧は第２図より、各々V1、V2と
なる。従って、dc−SQUIDの出力電圧を観測すればQFPの
出力電流を検出できることは明らかである。この構成で
は、dc−SQUIDを駆動するのに直流電源しか使っていな
いので、検出回路を駆動するために電源からはいる誘導
雑音は極めて小さい。また、dc−SQUIDは直流電源で駆
動されるため検出動作を速くできる。
発明によるQFPの出力検出法の第１の実施例である。QFP
は、第１のジョセフソン素子１と第１の励振インダクタ
３及び第２のジョセフソン素子２と第２の励振インダク
タ４から成る回路対を接続して構成された超電導ループ
５から成る。超電導５ループには入力線７と負荷インダ
クト８、８′が接続されている。負荷インダクタに流れ
る電流を検出するのであるが、検出回路と負荷インダク
タの結合が強いと検出回路の影響がQFPに現る。このた
め、結合を加減する目的で負荷インダクタを分け、負荷
インダクタの一部８′に検出回路が結合する構成として
いる。又、超電導ループ５の近傍には励振線６が配置さ
れ、励振線６は第１、第２の励振インダクタ３、４と磁
気的に結合している。励振線６には励振電流源９から励
振電流が供給される。以下に、QFPの回路動作を説明す
る。簡単のため、回路動作は電流を使って説明する。先
ず、励振電流を印加しない状態で微弱な入力電流（入力
磁束）を入力線７を介して直接超電導ループ５に注入す
る。この後、励振線６に励振電流を印加すると、負荷イ
ンダクタ８に入力電流の方向に対応して増幅された出力
電流が流れる。この出力電流を測定する為にdc−SQUID
を使う。dc−SQUID10は２個のジョセフソン素子11、12
とインダクタ15、16更にQFPの負荷インダタ８′に磁気
的に結合しているインダタ13、14で超電導ループを形成
している。このdc−SQUID10は電流源17よりバイアス電
流IBが供給される。dc−SQUIDの電圧は出力配線18を介
して外部に出力される。次に、電流検出回路であるdc−
SQUIDの動作を説明する。dc−SQUIDを使った磁束の検出
方法は従来技術では公知であり、例えばJ.Clark“Advan
cesin SQUID Magnetometers"IEEE Trans.Electron Devi
ce Vol.ED−27、No.10,pp.1896−1908,Oct.1980に開示
されている。dc−SQUID10のジョセフソン素子は低い接
合容量素子であるか、接合に並列に抵抗を接続した構造
で、マッカンバー定数が１より小さいものである。この
時のジョセフソン接合の電圧・電流特性にはヒステリシ
スが無い。この素子を使ったdc−SQUIDの電圧・電流特
性を第２図に示す。即ち、電圧・電流特性はヒステリシ
スの無いもので、このdc−SQUIDに鎖交する磁束により
最大超電導電流（臨海電流値）が変化する。例えば第２
図で、鎖交する磁束が零の場合は特性（１）であり、零
でない場合は特性（２）である。バイアス電流がIBの場
合、dc−SQUIDの出力電圧は第２図より、各々V1、V2と
なる。従って、dc−SQUIDの出力電圧を観測すればQFPの
出力電流を検出できることは明らかである。この構成で
は、dc−SQUIDを駆動するのに直流電源しか使っていな
いので、検出回路を駆動するために電源からはいる誘導
雑音は極めて小さい。また、dc−SQUIDは直流電源で駆
動されるため検出動作を速くできる。
dc−SQUIDの出力信号には直流オフセットが含まれてい
る。これは、dc−SQUIDの動作原理から、入力信号が零
の時dc−SQUIDの臨界電流が零にならないためである。
従来、このオフセット信号を検出するには、入力信号を
遮断して入力信号が零の状態を作り出し、その時の出力
信号を測定する操作を必要としていた。また、検出した
オフセット信号は極めて微量な信号であるため外部回路
の影響を受けやすく、これが測定ではドリフトが大きい
現象として現れる。従来から開示されているSQUID技術
では直流オフセットの補正は極めて厄介なものとなって
いた。第１図に示す本発明の実施例では、SQUIDの直流
オフセットの補正をQFPの励振動作を利用する。第３図
はQFPの信号をdc−SQUIDで測定する時の第１の方法によ
るタイムチャートを示している。QFPはＢに示され励振
信号で励振される。励振信号に対応して、QFPはＡまた
はＡ′の信号を出力する。ここで、Ａは入力信号が正、
Ａ′は入力信号が負の場合である。このQFPの出力信号
に応じてSQUIDはＤ、Ｄ′に示す信号を出力する。ここ
で、QFPが励振されていない場合例えば時刻Taでは、QFP
の出力零であるから、dc−SQUIDの入力信号は零であ
る。従って、この時刻Taのdc−SQUIDの出力は直流オフ
セット信号である。QFPが励振された場合は、QFPの出力
信号に応じたdc−SQUIDはＤ、Ｄ′に示す信号を出力す
る。ここで、Ｄは入力信号が正、Ｄ′は入力信号が負の
場合であるとする。QFPが励振された場合の出力信号
は、dc−SQUIDの直流オフセットを基準に例えば時刻Tb
でｆ、ｆ′を測定すれば良い。以上説明したごとく、第
１図の実施例では、QFPの非励振時にdc−SQUIDの直流オ
フセットを校正し、その値を基準にQFPの出力信号をdc
−SQUIDで測定するものである。従って、従来から厄介
とされたdc−SQUIDの直流オフセットを測定毎に校正す
る為、ドリフトによる測定精度の低下を防ぐと共に、従
来は煩雑な操作を必要とした直流オフセット校正を回避
できる。なお、この直流オフセット除去法を実施するた
めの回路が第８図に示されるとともにその動作が後述さ
れる。
る。これは、dc−SQUIDの動作原理から、入力信号が零
の時dc−SQUIDの臨界電流が零にならないためである。
従来、このオフセット信号を検出するには、入力信号を
遮断して入力信号が零の状態を作り出し、その時の出力
信号を測定する操作を必要としていた。また、検出した
オフセット信号は極めて微量な信号であるため外部回路
の影響を受けやすく、これが測定ではドリフトが大きい
現象として現れる。従来から開示されているSQUID技術
では直流オフセットの補正は極めて厄介なものとなって
いた。第１図に示す本発明の実施例では、SQUIDの直流
オフセットの補正をQFPの励振動作を利用する。第３図
はQFPの信号をdc−SQUIDで測定する時の第１の方法によ
るタイムチャートを示している。QFPはＢに示され励振
信号で励振される。励振信号に対応して、QFPはＡまた
はＡ′の信号を出力する。ここで、Ａは入力信号が正、
Ａ′は入力信号が負の場合である。このQFPの出力信号
に応じてSQUIDはＤ、Ｄ′に示す信号を出力する。ここ
で、QFPが励振されていない場合例えば時刻Taでは、QFP
の出力零であるから、dc−SQUIDの入力信号は零であ
る。従って、この時刻Taのdc−SQUIDの出力は直流オフ
セット信号である。QFPが励振された場合は、QFPの出力
信号に応じたdc−SQUIDはＤ、Ｄ′に示す信号を出力す
る。ここで、Ｄは入力信号が正、Ｄ′は入力信号が負の
場合であるとする。QFPが励振された場合の出力信号
は、dc−SQUIDの直流オフセットを基準に例えば時刻Tb
でｆ、ｆ′を測定すれば良い。以上説明したごとく、第
１図の実施例では、QFPの非励振時にdc−SQUIDの直流オ
フセットを校正し、その値を基準にQFPの出力信号をdc
−SQUIDで測定するものである。従って、従来から厄介
とされたdc−SQUIDの直流オフセットを測定毎に校正す
る為、ドリフトによる測定精度の低下を防ぐと共に、従
来は煩雑な操作を必要とした直流オフセット校正を回避
できる。なお、この直流オフセット除去法を実施するた
めの回路が第８図に示されるとともにその動作が後述さ
れる。
一般に、第１図の回路構成で、dc−SQUIDに流すバイア
ス電流IBの発する磁束がQFPに影響を及ぼす。この場
合、dc−SQUID10のインダクタ13、14の発生する磁束を
同じにしておけば、各インダクタの発生する磁束が互い
に打ち消され、結果的にはdc−SQUIDの影響はQFPの動作
に影響しない。例えば、dc−SQUID10の構造を対称に
し、ジョセフソン素子11、12の臨界電流を同じにし、イ
ンダクタ13、14の値、インダクタ15、16の値を同じにす
れば目的とする回路を構成できることは明らかである。
ス電流IBの発する磁束がQFPに影響を及ぼす。この場
合、dc−SQUID10のインダクタ13、14の発生する磁束を
同じにしておけば、各インダクタの発生する磁束が互い
に打ち消され、結果的にはdc−SQUIDの影響はQFPの動作
に影響しない。例えば、dc−SQUID10の構造を対称に
し、ジョセフソン素子11、12の臨界電流を同じにし、イ
ンダクタ13、14の値、インダクタ15、16の値を同じにす
れば目的とする回路を構成できることは明らかである。
第４図は、第１図の回路構成でdc−SQUIDのQFPへの影響
をさらに減少させる補助的方法を示している。この回路
構成では、負荷インダクタ８に磁気結合をする補正イン
ダクタ21、補正電流源22を介して、補正磁束を印加する
方法を使っている。
をさらに減少させる補助的方法を示している。この回路
構成では、負荷インダクタ８に磁気結合をする補正イン
ダクタ21、補正電流源22を介して、補正磁束を印加する
方法を使っている。
第５図は、第１図の回路構成ではdc−SQUIDのQFPへの影
響を減少させる更に別の補助的方法を示している。この
方法では、補正電流源22からの補正電流を直接QFPに注
入する構成である。
響を減少させる更に別の補助的方法を示している。この
方法では、補正電流源22からの補正電流を直接QFPに注
入する構成である。
第４図、第５図ではdc−SQUIDの電源電流は直流である
から、第４図、第５図いずれも補正電流は直流電流で良
く、このため補正は高い精度で行える。
から、第４図、第５図いずれも補正電流は直流電流で良
く、このため補正は高い精度で行える。
第６図は第１図の回路構成でdc−SQUIDの影響を少なく
する第２の方法における信号のタイムチャートである。
QFPの励振状態は励振初期の入力信号に依存して決ま
る。従って、QFPの励振を開始する時点でdc−SQUID10の
バイアス電流を遮断しておけば、dc−SQUIDがQFPに与え
る影響を実際上排除できる。第６図のタイムチャートで
はQFPは時刻T1からT3までの、Ｂに示される励振信号
（電流）で励振される。励振信号に対応して、QFPはＡ
またはＡ′の信号を出力する。ここで、Ａは入力信号が
正、Ａ′は入力信号が負の場合である。信号を検出する
ためのdc−SQUIDはＣに示すパルス電流でバイアスされ
る。即ち、dc−SQUID10のバイアス電流は、QFPのは励振
開始時刻T1では零で時刻T2からT4まで一定の値を保持す
るパルス電流である。この時、該dc−SQUID10は量子磁
束パラメトロンの出力信号に応じてＤ、Ｄ′に示す信号
を出力する。このdc−SQUIDの出力信号は、時刻T2からT
3まではQFPが励振状態にあるため、その出力信号に応じ
たＤ、Ｄ′になる。また、時刻T3からT4まではQFPが非
励振状態であるため、dc−SQUIDの出力信号は直流オフ
セットになる。従って、QFPの出力信号は、dc−SQUIDの
時刻Tbと時刻Tcの出力信号の差とすれば良い。
する第２の方法における信号のタイムチャートである。
QFPの励振状態は励振初期の入力信号に依存して決ま
る。従って、QFPの励振を開始する時点でdc−SQUID10の
バイアス電流を遮断しておけば、dc−SQUIDがQFPに与え
る影響を実際上排除できる。第６図のタイムチャートで
はQFPは時刻T1からT3までの、Ｂに示される励振信号
（電流）で励振される。励振信号に対応して、QFPはＡ
またはＡ′の信号を出力する。ここで、Ａは入力信号が
正、Ａ′は入力信号が負の場合である。信号を検出する
ためのdc−SQUIDはＣに示すパルス電流でバイアスされ
る。即ち、dc−SQUID10のバイアス電流は、QFPのは励振
開始時刻T1では零で時刻T2からT4まで一定の値を保持す
るパルス電流である。この時、該dc−SQUID10は量子磁
束パラメトロンの出力信号に応じてＤ、Ｄ′に示す信号
を出力する。このdc−SQUIDの出力信号は、時刻T2からT
3まではQFPが励振状態にあるため、その出力信号に応じ
たＤ、Ｄ′になる。また、時刻T3からT4まではQFPが非
励振状態であるため、dc−SQUIDの出力信号は直流オフ
セットになる。従って、QFPの出力信号は、dc−SQUIDの
時刻Tbと時刻Tcの出力信号の差とすれば良い。
第７図は本発明による第２の実施例である。この実施例
では、QFPの負荷インダクタの一部８′とdc−SQUIDのイ
ンダクタを共通にし、QFPとdc−SQUIDを直結させた構造
をしている。この構造で、第３図または第６図に示した
タイムチャートに示す測定を実行できることは明かであ
る。
では、QFPの負荷インダクタの一部８′とdc−SQUIDのイ
ンダクタを共通にし、QFPとdc−SQUIDを直結させた構造
をしている。この構造で、第３図または第６図に示した
タイムチャートに示す測定を実行できることは明かであ
る。
第８図は本発明による信号検出回路を動作させる外部回
路の構成例である。第１図、第４図および第５図に示さ
れる様なQFPとSQUIDとの組合せ回路101の出力配線18が
増幅器102の入力側に接続されている。この増幅器102の
出力はサンプルアンドホールド回路104のデータ入力端
子INと演算回路105の一方のデータ入力端子に接続され
る。サンプルアンドホールド回路104のデータ出力は演
算回路105の他方の入力に接続される。組合せ回路101の
QFPは電源100により励振されるが、電源100の信号は、
トリガ信号発生器103に入力され、トリガ信号発生器103
は非励振時例えば、第３図の時刻Taにトリガ信号を発生
する。サンプルアンドホールド回路104はこのトリガ信
号が入力された時点で、新しく増幅器102のデータを取
り込み、その値を保存しかつ出力する。演算回路105は
二つの入力信号の差を端子106に出力する。第８図の構
成であれば、QFP非励時におけるdc−SQUIDの信号をサン
プルアンドホールド回路104が直流オフセット信号とし
て取り込み保存し、かつ演算回路105の減衰として出力
する。QFPが励振された場合は、第３図に示す様に直流
オフセットを除去した信号が端子106に出力される。こ
こで、トリガ信号はQFPが非励振時に周期的に発生され
るために、サンプルアンドホールド回路104の出力信号
（ホールド信号）は励振信号に同期して更新される。
路の構成例である。第１図、第４図および第５図に示さ
れる様なQFPとSQUIDとの組合せ回路101の出力配線18が
増幅器102の入力側に接続されている。この増幅器102の
出力はサンプルアンドホールド回路104のデータ入力端
子INと演算回路105の一方のデータ入力端子に接続され
る。サンプルアンドホールド回路104のデータ出力は演
算回路105の他方の入力に接続される。組合せ回路101の
QFPは電源100により励振されるが、電源100の信号は、
トリガ信号発生器103に入力され、トリガ信号発生器103
は非励振時例えば、第３図の時刻Taにトリガ信号を発生
する。サンプルアンドホールド回路104はこのトリガ信
号が入力された時点で、新しく増幅器102のデータを取
り込み、その値を保存しかつ出力する。演算回路105は
二つの入力信号の差を端子106に出力する。第８図の構
成であれば、QFP非励時におけるdc−SQUIDの信号をサン
プルアンドホールド回路104が直流オフセット信号とし
て取り込み保存し、かつ演算回路105の減衰として出力
する。QFPが励振された場合は、第３図に示す様に直流
オフセットを除去した信号が端子106に出力される。こ
こで、トリガ信号はQFPが非励振時に周期的に発生され
るために、サンプルアンドホールド回路104の出力信号
（ホールド信号）は励振信号に同期して更新される。
以上の実施例ではdc−SQUIDを使って説明を行ったが、
外にrf−SQUIDを使っても同じ機能を実現できることは
明らかである。第９図はrf−SQUIDを使った本発明の実
施例である。第９図では、QFPの負荷インダクタンス
８′にジョセフソン素子51、インダクタ52、53からなる
超電導ループ50がインダクタ52を介して結合している。
さらに超電導ループ50にはインダクタ54、静電容量55か
らなる共振回路55がインダクタ53、54を介して結合して
いる。共振回路57には高周波電源57により駆動され、共
振回路の信号振幅は端子58、59を介して観測される。rf
−SQUIDの動作はQFPの負荷インイダクタに流れる電流に
より共振回路56の出力信号振幅が変化するものであり、
信号振幅を例えば整流して観測すれば、回路全体の動作
はdc−SQUIDの場合と同様な形になる。
外にrf−SQUIDを使っても同じ機能を実現できることは
明らかである。第９図はrf−SQUIDを使った本発明の実
施例である。第９図では、QFPの負荷インダクタンス
８′にジョセフソン素子51、インダクタ52、53からなる
超電導ループ50がインダクタ52を介して結合している。
さらに超電導ループ50にはインダクタ54、静電容量55か
らなる共振回路55がインダクタ53、54を介して結合して
いる。共振回路57には高周波電源57により駆動され、共
振回路の信号振幅は端子58、59を介して観測される。rf
−SQUIDの動作はQFPの負荷インイダクタに流れる電流に
より共振回路56の出力信号振幅が変化するものであり、
信号振幅を例えば整流して観測すれば、回路全体の動作
はdc−SQUIDの場合と同様な形になる。
（発明の効果） 以上説明したごとく、本発明を使用すると量子磁束パラ
メトロンに影響を与えず、低雑音で広帯域の信号を検出
する量子磁束パラメトロンの検出回路を提供できる。従
って、本発明によれば、高速かつ高精度の例えば磁気セ
ンサを実現できる。
メトロンに影響を与えず、低雑音で広帯域の信号を検出
する量子磁束パラメトロンの検出回路を提供できる。従
って、本発明によれば、高速かつ高精度の例えば磁気セ
ンサを実現できる。
第１図は、本発明の一実施例であり、dc−SQUIDを磁気
結合して用いる場合の回路図、 第２図は、dc−SQUIDのバイアス電流値と発生出力電圧
との関係を示すグラフ、 第３図は、量子磁束パラメトロンの信号をdc−SQUIDで
測定する時の第１の方法におけるタイムチャートを示す
図、 第４図は、第１図の回路構成でdc−SQUIDのQFPへの影響
をさらに減少させる補助的方法が採用された回路図、 第５図は、第１図の回路構成でdc−SQUIDのQFPへの影響
を減少させる更に別の補助的方法が採用された回路図、 第６図は、第１図の回路構成でdc−SQUIDの影響を減少
させる第２の方法における信号のタイムチャートを示す
図、 第７図は、本発明の別の実施例であり、dc−SQUIDを直
接結合して用いる場合の回路図、 第８図は、SQUIDを用いることにより発生するオフセッ
ト電圧を除去する外部回路の構成例を示す回路図、 第９図は、rf−SQUIDを用いる本発明の実施例の回路
図。 １……第１のジョセフソン素子、 ２……第２のジョセフソン素子、 ３……第１の励振インダクタ、 ４……第２の励振インダクタ、 ５……超電導ループ、６……励振線、７……入力線、 ８、８′……負荷インダクタ、９……励振電流源、 10……dc−SQUID、 11、12……ショセフソン素子、 13、14、15、16……インダクタ、 17……電流源、18……出力配線、100……電源、 101……第１図、第４図または第５図に表わされたQFPと
SQUIDとの組合せからなる回路の回路図、 102……増幅器、103……トリガ信号発生器、 104……サンプルアンドホールド回路、 105……演算回路、106……端子
結合して用いる場合の回路図、 第２図は、dc−SQUIDのバイアス電流値と発生出力電圧
との関係を示すグラフ、 第３図は、量子磁束パラメトロンの信号をdc−SQUIDで
測定する時の第１の方法におけるタイムチャートを示す
図、 第４図は、第１図の回路構成でdc−SQUIDのQFPへの影響
をさらに減少させる補助的方法が採用された回路図、 第５図は、第１図の回路構成でdc−SQUIDのQFPへの影響
を減少させる更に別の補助的方法が採用された回路図、 第６図は、第１図の回路構成でdc−SQUIDの影響を減少
させる第２の方法における信号のタイムチャートを示す
図、 第７図は、本発明の別の実施例であり、dc−SQUIDを直
接結合して用いる場合の回路図、 第８図は、SQUIDを用いることにより発生するオフセッ
ト電圧を除去する外部回路の構成例を示す回路図、 第９図は、rf−SQUIDを用いる本発明の実施例の回路
図。 １……第１のジョセフソン素子、 ２……第２のジョセフソン素子、 ３……第１の励振インダクタ、 ４……第２の励振インダクタ、 ５……超電導ループ、６……励振線、７……入力線、 ８、８′……負荷インダクタ、９……励振電流源、 10……dc−SQUID、 11、12……ショセフソン素子、 13、14、15、16……インダクタ、 17……電流源、18……出力配線、100……電源、 101……第１図、第４図または第５図に表わされたQFPと
SQUIDとの組合せからなる回路の回路図、 102……増幅器、103……トリガ信号発生器、 104……サンプルアンドホールド回路、 105……演算回路、106……端子
Claims (2)
- 【請求項１】二つのジョセフソン素子と励振インダクタ
とを含む超電導ループに負荷インダクタを接続した構造
の量子磁束パラメトロンの信号検出を、前記負荷インダ
クタに直接または磁気的に結合した少なくとも一つのジ
ョセフソン素子を含む第２の超電導ループからなるSQUI
Dにより行なう量子磁束パラメトロンの信号検出方法で
あって、 前記SQUIDに常時バイアス電流を供給し、 前記量子磁束パラメトロンが非励振状態にある時の前記
SQUIDの第１の出力信号値を測定し、 前記量子磁束パラメトロンが前記非励振状態の直後の励
振状態にある時の前記SQUIDの第２の出力信号値を測定
し、 前記第１の出力信号と前記第２の出力信号との差を求
め、 この差により前記量子磁束パラメトロンの信号検出を行
なうことを特徴とする量子磁束パラメトロンの信号検出
方法。 - 【請求項２】二つのジョセフソン素子と励振インダクタ
とを含む超電導ループに負荷インダクタを接続した構造
の量子磁束パラメトロンの信号検出を、前記負荷インダ
クタに直接または磁気的に結合した少なくとも一つのジ
ョセフソン素子を含む第２の超電導ループからなるSQUI
Dにより行なう量子磁束パラメトロンの信号検出方法で
あって、 前記量子磁束パラメトロンが励振状態に至った後に、前
記SQUIDへのバイアス電流の供給を開始し、 前記量子磁束パラメトロンが前記励振状態にあり、前記
SQUIDへのバイアス電流が供給されている時の前記SQUID
の第１の出力信号を測定し、 前記量子磁束パラメトロンが前記励振状態に隣接する非
励振状態にあり、前記SQUIDへのバイアス電流が以前と
して供給されている時の前記SQUIDの第２の出力信号を
測定し、 前記第１の出力信号と前記第２の出力信号との差を求
め、 この差により前記量子磁束パラメトロンの信号検出を行
なうことを特徴とする量子磁束パラメトロンの信号検出
方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62190900A JPH079453B2 (ja) | 1987-07-30 | 1987-07-30 | 量子磁束パラメトロンの信号検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62190900A JPH079453B2 (ja) | 1987-07-30 | 1987-07-30 | 量子磁束パラメトロンの信号検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6435285A JPS6435285A (en) | 1989-02-06 |
| JPH079453B2 true JPH079453B2 (ja) | 1995-02-01 |
Family
ID=16265587
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62190900A Expired - Lifetime JPH079453B2 (ja) | 1987-07-30 | 1987-07-30 | 量子磁束パラメトロンの信号検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH079453B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59196480A (ja) * | 1983-04-22 | 1984-11-07 | Mitsubishi Electric Corp | 磁気検出装置 |
| JPH0644033B2 (ja) * | 1985-10-30 | 1994-06-08 | 株式会社日立製作所 | 超電導回路 |
-
1987
- 1987-07-30 JP JP62190900A patent/JPH079453B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6435285A (en) | 1989-02-06 |
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