JPH0792484B2 - 検波器 - Google Patents
検波器Info
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- JPH0792484B2 JPH0792484B2 JP60243794A JP24379485A JPH0792484B2 JP H0792484 B2 JPH0792484 B2 JP H0792484B2 JP 60243794 A JP60243794 A JP 60243794A JP 24379485 A JP24379485 A JP 24379485A JP H0792484 B2 JPH0792484 B2 JP H0792484B2
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- Japan
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- frequency
- digital
- detector
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/005—Analog to digital conversion
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D2200/0054—Digital filters
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D2200/006—Signal sampling
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- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 本発明は、ヘテロダイン方式のネツトワーク・アナライ
ザ等で使用する検波器に関する。
ザ等で使用する検波器に関する。
従来から、ヘテロダイン技術がネツトワーク・アナライ
ザ，スペクトラム・アナライザ等における主要な信号処
理技術として使用されている。ヘテロダイン装置は、ミ
キシング回路およびフイルタ回路によって構成され、こ
れにより、所望の周波数帯域内の変調信号を連続的に、
より低い周波数へと変換することができる。通常は最終
信号周波数帯域は中間周波数を中心としている。それは
エンベロープ（包絡線）情報および位相情報（あるいは
実数成分および直角成分）を抽出する検波器を製作した
り、線型形式および対数形式で情報を表示するのに都合
がよいからである。ほとんどのスペクトラム・アナライ
ザの場合エンベロープ（すなわち係数）だけが再生され
る。
ザ，スペクトラム・アナライザ等における主要な信号処
理技術として使用されている。ヘテロダイン装置は、ミ
キシング回路およびフイルタ回路によって構成され、こ
れにより、所望の周波数帯域内の変調信号を連続的に、
より低い周波数へと変換することができる。通常は最終
信号周波数帯域は中間周波数を中心としている。それは
エンベロープ（包絡線）情報および位相情報（あるいは
実数成分および直角成分）を抽出する検波器を製作した
り、線型形式および対数形式で情報を表示するのに都合
がよいからである。ほとんどのスペクトラム・アナライ
ザの場合エンベロープ（すなわち係数）だけが再生され
る。
第１世代のスペクトラム・アナライザはアナログ信号処
理だけを用いている。すなわち、振幅等の大きさおよび
位相（あるいは実数成分および直角成分）の測定を含む
全ての信号はアナログ電圧によって表わされ、アナログ
電圧によって処理される。これらを適当に加工して陰極
配管あるいはプロツタ上で表示させる。
理だけを用いている。すなわち、振幅等の大きさおよび
位相（あるいは実数成分および直角成分）の測定を含む
全ての信号はアナログ電圧によって表わされ、アナログ
電圧によって処理される。これらを適当に加工して陰極
配管あるいはプロツタ上で表示させる。
第２世代のアナライザは信号をデジタル変換して用い
る。前記変換はヘテロダイン処理および中間周波数での
信号検波の後で行われる。所望の変調信号の大きさおよ
び位相を表わす検波器のアナログ信号出力は掃引周波数
データとして記憶および表示が容易なデジタルデータに
変換される。デジタルデータへの変換により平均を出す
など検波後の他の処理が簡単になる。これらはアナログ
回路だけで実行するのはむずかしい。
る。前記変換はヘテロダイン処理および中間周波数での
信号検波の後で行われる。所望の変調信号の大きさおよ
び位相を表わす検波器のアナログ信号出力は掃引周波数
データとして記憶および表示が容易なデジタルデータに
変換される。デジタルデータへの変換により平均を出す
など検波後の他の処理が簡単になる。これらはアナログ
回路だけで実行するのはむずかしい。
第２図は、従来の検波器のブロツク図である。
第２図において、アナログ入力信号はアナログ帯域通過
フイルタ201を介して波高検波器202およびリミツタ増幅
器204に入力される。波高検波器202の出力信号はアナロ
グ・デジタル（A/D）の変換器203によってA/D変換さ
れ、これにより波高値に関連する波高値信号が得られ
る。リミツタ増幅器204の出力信号は位相検波器205によ
って位相検波され、A/D変換器206に入力される。A/D変
換器206からは、アナログ入力信号の位相に関連する位
相信号が得られる。
フイルタ201を介して波高検波器202およびリミツタ増幅
器204に入力される。波高検波器202の出力信号はアナロ
グ・デジタル（A/D）の変換器203によってA/D変換さ
れ、これにより波高値に関連する波高値信号が得られ
る。リミツタ増幅器204の出力信号は位相検波器205によ
って位相検波され、A/D変換器206に入力される。A/D変
換器206からは、アナログ入力信号の位相に関連する位
相信号が得られる。
このタイプの検波器の信号処理は非常に微妙であり、製
造はそれだけに高価につく。中心周波数および帯域幅は
アナログ・フイルタによって決定されるが、アナログ・
フイルタはドリフトに対して補償しておかねばならな
い。また、位相情報を作り出すためには別々の回路が必
要である。
造はそれだけに高価につく。中心周波数および帯域幅は
アナログ・フイルタによって決定されるが、アナログ・
フイルタはドリフトに対して補償しておかねばならな
い。また、位相情報を作り出すためには別々の回路が必
要である。
本発明は、ヘテロダイン処理をデジタル化することによ
り、ドリフト等の影響を受けない検波器を提供すること
を目的とする。
り、ドリフト等の影響を受けない検波器を提供すること
を目的とする。
本発明はネツトワーク・アナライザに組み入れられ、ア
ナライザの第３世代を代表している。第３世代のアナラ
イザの特徴はハイブリツド信号処理、すなわちヘテロダ
イン処理の間に信号をデジタル形式に変換することであ
る。実施例として示した本発明の検波器ではアナログ／
デジタル変換の前に２個のヘテロダイン周波数変換を行
う。変換過程の一部である信号サンプリングにより、さ
らに周波数変換され、最後の変換は完全にデジタル的に
行われる。
ナライザの第３世代を代表している。第３世代のアナラ
イザの特徴はハイブリツド信号処理、すなわちヘテロダ
イン処理の間に信号をデジタル形式に変換することであ
る。実施例として示した本発明の検波器ではアナログ／
デジタル変換の前に２個のヘテロダイン周波数変換を行
う。変換過程の一部である信号サンプリングにより、さ
らに周波数変換され、最後の変換は完全にデジタル的に
行われる。
本発明の検波器の中心周波数、帯域幅および位相基準は
これらのパラメータが同一の基準から合成されるので本
質的にドリフトとは無縁である。検波器のアナログ／デ
ジタルコンバータ（ADC）は信号の同相分および直角分
の両方に共通なので、増幅度と直角度は本質的にマツチ
ングしている。サンプル周期と局部発振器の位相を適当
に選ぶことによりミキサの掛算動作は実際上不要にな
り、回路も少なく実現が容易になる。
これらのパラメータが同一の基準から合成されるので本
質的にドリフトとは無縁である。検波器のアナログ／デ
ジタルコンバータ（ADC）は信号の同相分および直角分
の両方に共通なので、増幅度と直角度は本質的にマツチ
ングしている。サンプル周期と局部発振器の位相を適当
に選ぶことによりミキサの掛算動作は実際上不要にな
り、回路も少なく実現が容易になる。
本発明の原理に従ったレシーバの検波器の本質的な構成
部分を第１図に示す。アナログ入力信号は帯域通過フイ
ルタ20によってFs/2以下の帯域幅にフイルタされ中心周
波数（2n＋１）Fs/4のまわりに分布する。ここでｎは整
数、Fsはサンプル周波数である。帯域通過フイルタ20の
出力信号はサンプル・ホールド21によって周波数Fsでサ
ンプルされる。前記サンプリングにより、帯域通過フイ
ルタ20の出力信号は、Fs/4を中心とする帯域幅Fs/2に折
り返される。ナイキストのサンプリング定理により前記
出力信号内の情報は明白に保存される。しかしながら、
この出力信号は、周波数領域において、もとの中心周波
数が（2n＋１）Fs/4（ｎは偶数）である場合に関し、周
波数の高低が反転している。サンプルされたアナログ信
号はアナログ／デジタルコンバータ（ADC）22によって
デジタルデータ形式に変換される。
部分を第１図に示す。アナログ入力信号は帯域通過フイ
ルタ20によってFs/2以下の帯域幅にフイルタされ中心周
波数（2n＋１）Fs/4のまわりに分布する。ここでｎは整
数、Fsはサンプル周波数である。帯域通過フイルタ20の
出力信号はサンプル・ホールド21によって周波数Fsでサ
ンプルされる。前記サンプリングにより、帯域通過フイ
ルタ20の出力信号は、Fs/4を中心とする帯域幅Fs/2に折
り返される。ナイキストのサンプリング定理により前記
出力信号内の情報は明白に保存される。しかしながら、
この出力信号は、周波数領域において、もとの中心周波
数が（2n＋１）Fs/4（ｎは偶数）である場合に関し、周
波数の高低が反転している。サンプルされたアナログ信
号はアナログ／デジタルコンバータ（ADC）22によって
デジタルデータ形式に変換される。
掛算器23によって変調信号の同相分が検波される。該掛
算器は周波数Fs/4のサンプルされた余弦波とADC22の出
力信号とを掛ける。これはD.C.を中心とする所望検波成
分と共にFs/2を中心とする不要成分も生ずる。不要成分
は掛算器23の後段のデジタル低域通過フイルタ26によっ
て除去される。
算器は周波数Fs/4のサンプルされた余弦波とADC22の出
力信号とを掛ける。これはD.C.を中心とする所望検波成
分と共にFs/2を中心とする不要成分も生ずる。不要成分
は掛算器23の後段のデジタル低域通過フイルタ26によっ
て除去される。
掛算器25は信号の直角分を検波する。該掛算器は周波数
Fs/4のサンプルされた正弦波をADC22の出力信号に掛け
る。デジタルフイルタ27による残りの処理は同相分に対
するものと同じである。
Fs/4のサンプルされた正弦波をADC22の出力信号に掛け
る。デジタルフイルタ27による残りの処理は同相分に対
するものと同じである。
デジタル低域通過フイルタ26および27のしゃ断周波数に
より検波器の感ずる周波数帯域が決定される。検波器の
設計中心周波数より該フィルタのしゃ断周波数以上ずれ
た周波数は掛算器23および25によって該しゃ断周波数以
上の周波数に変換され、出力とはならない。したがって
検波器の帯域幅はデジタル低域通過フイルタ26および27
のしゃ断周波数の２倍であり、設計パラメータを適切に
選ぶことによってFs/2以下のいかなる値にも調節でき
る。
より検波器の感ずる周波数帯域が決定される。検波器の
設計中心周波数より該フィルタのしゃ断周波数以上ずれ
た周波数は掛算器23および25によって該しゃ断周波数以
上の周波数に変換され、出力とはならない。したがって
検波器の帯域幅はデジタル低域通過フイルタ26および27
のしゃ断周波数の２倍であり、設計パラメータを適切に
選ぶことによってFs/2以下のいかなる値にも調節でき
る。
別の方向から解釈すると、本発明の検波器によって生じ
る同相分出力および直角分出力は、ADC22の出力信号と ｅj2π（Fs/4）＝cos2π（Fs/4）＋j sin2π（Fs/4） とを掛けた結果のシングル複素信号の実数部分と虚数部
分である。この解釈を用いて検波器の信号処理を第3A図
〜第3F図の周波数ドメインプロツトとして図式的に要約
する。第3A図のアナログ信号に対して帯域通過フイルタ
20の中周波数が5Fs/4のときは第3B図のプロツトとな
る。第3C図の実線はサンプル・ホールド回路21によって
サンプリングした後の第3B図の信号を示す。ここで実線
のプロツトは基本のナイキスト間隔である。第3C図の信
号とｅj2π（Fs/4）を掛けると第3D図に示すように周波
数ドメイン内で非対称になり実数部分と虚数部分の両方
を持つ。第3E図および第3F図はデジタルフイルタ26によ
ってそれぞれFs/4およびFs/16のしゃ断周波数にフイル
タされた第3D図の信号を示す。帯域幅は更にデジタルフ
イルタリングすることによって任意に狭くできる。
る同相分出力および直角分出力は、ADC22の出力信号と ｅj2π（Fs/4）＝cos2π（Fs/4）＋j sin2π（Fs/4） とを掛けた結果のシングル複素信号の実数部分と虚数部
分である。この解釈を用いて検波器の信号処理を第3A図
〜第3F図の周波数ドメインプロツトとして図式的に要約
する。第3A図のアナログ信号に対して帯域通過フイルタ
20の中周波数が5Fs/4のときは第3B図のプロツトとな
る。第3C図の実線はサンプル・ホールド回路21によって
サンプリングした後の第3B図の信号を示す。ここで実線
のプロツトは基本のナイキスト間隔である。第3C図の信
号とｅj2π（Fs/4）を掛けると第3D図に示すように周波
数ドメイン内で非対称になり実数部分と虚数部分の両方
を持つ。第3E図および第3F図はデジタルフイルタ26によ
ってそれぞれFs/4およびFs/16のしゃ断周波数にフイル
タされた第3D図の信号を示す。帯域幅は更にデジタルフ
イルタリングすることによって任意に狭くできる。
前述した如く、第3C図の信号に周波数Fs/4の余弦波およ
び正弦波と掛けてサンプルされた信号の同相分および直
角分をそれぞれ得る。シーケンス発生器24内の局部発振
器（LO）のFsに対する位相を第４図に示すように選択す
ると実際の乗算は不要になる。かわりに掛算器23におよ
び25は第5A図に示すようにそれぞれデジタルフイルタ26
および27の入力のマルチプレクサ31および32で実現でき
る。
び正弦波と掛けてサンプルされた信号の同相分および直
角分をそれぞれ得る。シーケンス発生器24内の局部発振
器（LO）のFsに対する位相を第４図に示すように選択す
ると実際の乗算は不要になる。かわりに掛算器23におよ
び25は第5A図に示すようにそれぞれデジタルフイルタ26
および27の入力のマルチプレクサ31および32で実現でき
る。
別のやり方では正弦波および余弦波の両方に対するサン
プルを45度シフトし、振幅を だけスケールアップしてもよい。この技術を実現したも
のが第5B図である。
プルを45度シフトし、振幅を だけスケールアップしてもよい。この技術を実現したも
のが第5B図である。
第６図のブロック図は第１図の検波器をさらに詳細にし
たものであり異なった測定条件のための入力インピーダ
ンス変換器を含んでいる。レシーバセクシヨンの入力信
号は周波数変換されアナログおよびデジタル処理をとり
まぜてフイルタされる。１メグオームの入力位置におい
て入力信号は１メグオームの０〜20デシベル減衰器61を
通って行く。50オームの入力位置においてはより高い周
波数レスポンスが減衰器62を通して可能になる。過負荷
検出器63は50オームの減衰器への入力端で信号レベルを
測定し、もし損傷をあたえるようなレベルの信号が存在
すれば入力リレー制御器64が働き自動的に１メガオーム
の入力位置を選択する。
たものであり異なった測定条件のための入力インピーダ
ンス変換器を含んでいる。レシーバセクシヨンの入力信
号は周波数変換されアナログおよびデジタル処理をとり
まぜてフイルタされる。１メグオームの入力位置におい
て入力信号は１メグオームの０〜20デシベル減衰器61を
通って行く。50オームの入力位置においてはより高い周
波数レスポンスが減衰器62を通して可能になる。過負荷
検出器63は50オームの減衰器への入力端で信号レベルを
測定し、もし損傷をあたえるようなレベルの信号が存在
すれば入力リレー制御器64が働き自動的に１メガオーム
の入力位置を選択する。
第６図を参照すると入力減衰器の後、信号はユニテイー
ゲインバツフア増幅器65を通ってダウンコンバータ用ミ
キサ66に送られる。ミキサ66はダイオードおよび変圧器
を用いたダブル・バランスミキサである。局部発振器
（LO）50からの信号は入力周波数より250kHz高く同調さ
れた7dBmのトラツキング信号である。ゆえに、LO50の周
波数レンジは250kHzから200.25MHzまでである。ミキサ6
6の出力は250kHzのIF信号で一定している。ミキサ66に
続くのは、ミキサ68にとってのイメージ周波数である23
0kHzにおいてゼロを有する帯域通過フイルタ67である。
ミキサ68はトランジスタアレイであり、240kHzのLOで駆
動される。250kHzおよび240kHzの信号は混合され、10kH
zのIF信号を生ずる。該10kHzのIF信号は帯域通過フイル
タ20に対して最適なS/N比となるレベルまで増幅され
る。該帯域通過フイルタ20は1.7kHzの幅で10kHzの中心
周波数のRCアクテイブ帯域通過フイルタであり又、約1.
7kHzの帯域幅のエリアジング防止フイルタである。フイ
ルタは直列に並んだ６個のアクテイブ二次RCセクシヨン
から成る。これらのセクシヨンのうちの２個が14kHzで
伝送ゼロになり、次段のサンプル・ホールド回路21に用
いられる8kHzサンプリング周波数の第２高調波に折り返
す全て信号を排除する。また10kHzの帯域通過フイルタ
には全通過回路網も含まれ、フイルタ通過時の位相シフ
トを調節する働きをする。２次セクシヨンの縦続接続順
序は最もよいノイズ性能が得られるよう最適化されてい
る。
ゲインバツフア増幅器65を通ってダウンコンバータ用ミ
キサ66に送られる。ミキサ66はダイオードおよび変圧器
を用いたダブル・バランスミキサである。局部発振器
（LO）50からの信号は入力周波数より250kHz高く同調さ
れた7dBmのトラツキング信号である。ゆえに、LO50の周
波数レンジは250kHzから200.25MHzまでである。ミキサ6
6の出力は250kHzのIF信号で一定している。ミキサ66に
続くのは、ミキサ68にとってのイメージ周波数である23
0kHzにおいてゼロを有する帯域通過フイルタ67である。
ミキサ68はトランジスタアレイであり、240kHzのLOで駆
動される。250kHzおよび240kHzの信号は混合され、10kH
zのIF信号を生ずる。該10kHzのIF信号は帯域通過フイル
タ20に対して最適なS/N比となるレベルまで増幅され
る。該帯域通過フイルタ20は1.7kHzの幅で10kHzの中心
周波数のRCアクテイブ帯域通過フイルタであり又、約1.
7kHzの帯域幅のエリアジング防止フイルタである。フイ
ルタは直列に並んだ６個のアクテイブ二次RCセクシヨン
から成る。これらのセクシヨンのうちの２個が14kHzで
伝送ゼロになり、次段のサンプル・ホールド回路21に用
いられる8kHzサンプリング周波数の第２高調波に折り返
す全て信号を排除する。また10kHzの帯域通過フイルタ
には全通過回路網も含まれ、フイルタ通過時の位相シフ
トを調節する働きをする。２次セクシヨンの縦続接続順
序は最もよいノイズ性能が得られるよう最適化されてい
る。
10kHz信号はサンプル・ホールド回路21によって8kHzの
レートでサンプルされる。1.7kHzの帯域幅を8kHzでサン
プルするのでナイキストのサンプリング条件が満たされ
る。10kHzの情報はミキサ内でダウンコンバートされる
場合とまったく同様に10kHzの周波数から2kHzの周波数
に変換されると考えられる。
レートでサンプルされる。1.7kHzの帯域幅を8kHzでサン
プルするのでナイキストのサンプリング条件が満たされ
る。10kHzの情報はミキサ内でダウンコンバートされる
場合とまったく同様に10kHzの周波数から2kHzの周波数
に変換されると考えられる。
サンプルされた信号はADC22によってアナログ信号から
デジタルシーケンスに変換される。ADC22は8/12ビツト
逐次近似ICである。これについては、本願出願人が「ア
ナログ・デジタル変換器」という名称で同日に特許出願
した明細書中に詳述している。
デジタルシーケンスに変換される。ADC22は8/12ビツト
逐次近似ICである。これについては、本願出願人が「ア
ナログ・デジタル変換器」という名称で同日に特許出願
した明細書中に詳述している。
全アナログ／デジタルプロセスの重要な部分はADC22の
前の可変利得増幅器40であり、前述の特許願にも述べら
れている。変換器22は２パスで動作する。最初のパスで
増幅器40は1.1の利得にセツトされ８ビツトの変換が行
なわれる。この出力はステートマシンによって処理さ
れ、数をフイードバツクし、ADCの入力にほぼフルスケ
ールの大きさの信号を供給するために必要な利得に増幅
器をプログラムする。第２のパスの変換は12ビツトの分
解能で行われる。前述の２つの変換の結果を結合して26
ビツト語（これらのビツトのうち数個は桁数を出してい
るだけである。）にする。この２パス式変換アプローチ
はフルスケールで12ビツトの分解能を持つばかりでなく
フルスケール以下の42デシベルまでずっと12ビツトの分
解能を供給できる。
前の可変利得増幅器40であり、前述の特許願にも述べら
れている。変換器22は２パスで動作する。最初のパスで
増幅器40は1.1の利得にセツトされ８ビツトの変換が行
なわれる。この出力はステートマシンによって処理さ
れ、数をフイードバツクし、ADCの入力にほぼフルスケ
ールの大きさの信号を供給するために必要な利得に増幅
器をプログラムする。第２のパスの変換は12ビツトの分
解能で行われる。前述の２つの変換の結果を結合して26
ビツト語（これらのビツトのうち数個は桁数を出してい
るだけである。）にする。この２パス式変換アプローチ
はフルスケールで12ビツトの分解能を持つばかりでなく
フルスケール以下の42デシベルまでずっと12ビツトの分
解能を供給できる。
ADC22の出力信号は2kHzの信号を表わすデジタルシーケ
ンスである。この出力信号にはレシーバ入力部に入って
来る信号の振幅情報および位相情報の両方が含まれる。
直角検波を使い、必要な振幅データおよび位相データを
引き出す。該2kHzの信号を表わすデジタルシーケンスは
２個のデジタルミキサに同時に印加される。該デジタル
ミキサのそれぞれは直角デジタルフイルタ28および29の
部分を成す。一方のミキサはサンプルされた余弦関数を
表わすデジタルシーケンスを発生する局部発振器を用い
る。もう一方のミキサは正弦関数のサンプルを用いる。
これらのミキサ処理の結果は２個のデータストリームで
あり、一方は入力信号の実数部分を表わし、もう一方は
虚数部分を表わす。
ンスである。この出力信号にはレシーバ入力部に入って
来る信号の振幅情報および位相情報の両方が含まれる。
直角検波を使い、必要な振幅データおよび位相データを
引き出す。該2kHzの信号を表わすデジタルシーケンスは
２個のデジタルミキサに同時に印加される。該デジタル
ミキサのそれぞれは直角デジタルフイルタ28および29の
部分を成す。一方のミキサはサンプルされた余弦関数を
表わすデジタルシーケンスを発生する局部発振器を用い
る。もう一方のミキサは正弦関数のサンプルを用いる。
これらのミキサ処理の結果は２個のデータストリームで
あり、一方は入力信号の実数部分を表わし、もう一方は
虚数部分を表わす。
該２個のデジタルストリームは測定器の分解能帯域幅
（1Hz,10Hz,100Hzおよび1kHz）を決定するデジタルフイ
ルタによって別々にフイルタされる。フイルタは４−ポ
ールのベツセルフイルタでカスタムIC化されている。こ
れらの可変帯域幅フイルタにより急峻な周波数レスポン
スを持った素子を正確に測定したり測定ノイズを減少さ
せることが可能になる。フイルタの出力信号は24ビツト
の補数である。
（1Hz,10Hz,100Hzおよび1kHz）を決定するデジタルフイ
ルタによって別々にフイルタされる。フイルタは４−ポ
ールのベツセルフイルタでカスタムIC化されている。こ
れらの可変帯域幅フイルタにより急峻な周波数レスポン
スを持った素子を正確に測定したり測定ノイズを減少さ
せることが可能になる。フイルタの出力信号は24ビツト
の補数である。
第7A〜7H図は、第６図の検波器の詳細回路図である。
第７図は、第7A〜第7H図の組立図である。第7A〜7H図に
おいて、レシーバ70は信号源周波数に同調された低ノイ
ズレシーバであり、掃引されながら信号源に追従する。
レシーバは1Hzから1kHzまでのデケード毎の帯域幅で5Hz
から200MHzに同調できる。入力信号はアナログ信号技術
およびデジタル信号技術の両方を使って処理される。ア
ナログ処理は振幅情報および位相情報を保存しながら入
力インピーダンス、入力減衰および信号源周波数から10
kHzの中間周波数（IF）への周波数変換から成る。デジ
タル信号処理は8kHzのレートで10kHzのIFをサンプル
し、2kHzのデジタルIF信号を作る。実数および虚数の位
相分はデジタルフイルタ経由での直角ミキシングを用い
て得られる。これらのフイルタはレシーバ同調帯域幅も
セツトする。入力減衰器71はレシーバ入力インピーダン
スを選択するリレーK1を含む。リレーが開いた状態とは
1Mオーム位置である。リレーK2およびK3は０デシベルと
20デシベルの減衰量を選択する。各インピーダンスパス
はそれぞれ独自の20デシベルの減衰器を持つ。リレーK2
およびK3が開いた状態とは０デシベルの減衰位置であ
る。リレーK2およびK3は常に同時にスイッチされる。1M
オームパスはまたバツフア増幅器U33を持ち、インピー
ダンス変換器として用いられる。該バツフア増幅器は次
の処理のために1Mオームから50オームに変換する。
おいて、レシーバ70は信号源周波数に同調された低ノイ
ズレシーバであり、掃引されながら信号源に追従する。
レシーバは1Hzから1kHzまでのデケード毎の帯域幅で5Hz
から200MHzに同調できる。入力信号はアナログ信号技術
およびデジタル信号技術の両方を使って処理される。ア
ナログ処理は振幅情報および位相情報を保存しながら入
力インピーダンス、入力減衰および信号源周波数から10
kHzの中間周波数（IF）への周波数変換から成る。デジ
タル信号処理は8kHzのレートで10kHzのIFをサンプル
し、2kHzのデジタルIF信号を作る。実数および虚数の位
相分はデジタルフイルタ経由での直角ミキシングを用い
て得られる。これらのフイルタはレシーバ同調帯域幅も
セツトする。入力減衰器71はレシーバ入力インピーダン
スを選択するリレーK1を含む。リレーが開いた状態とは
1Mオーム位置である。リレーK2およびK3は０デシベルと
20デシベルの減衰量を選択する。各インピーダンスパス
はそれぞれ独自の20デシベルの減衰器を持つ。リレーK2
およびK3が開いた状態とは０デシベルの減衰位置であ
る。リレーK2およびK3は常に同時にスイッチされる。1M
オームパスはまたバツフア増幅器U33を持ち、インピー
ダンス変換器として用いられる。該バツフア増幅器は次
の処理のために1Mオームから50オームに変換する。
ユニテイゲインのバツファ増幅器72は12デシベルの増幅
器および12デシベルの減衰器から成る。増幅器および減
衰器の両方は第１ミキサおよび検波器の入力間のアイソ
レーシヨンを増加するために用いられる。バツフア増幅
器はQ1,Q2,Q3およびQ29から成る。U42はDC（直流）サー
ボ内で用いられ、ミキサのフイードスルーを補償する。
ダイオードCR11およびCR12は入力信号の正のピークおよ
び負のピークを検出する。もし入力信号が±1.1ボルト
ピークより大きいならばコンパレータU34aおよびｂは過
負荷信号を発生する。該過負荷信号は入力インピーダン
スリレーを1Mオーム位置にセツトする。
器および12デシベルの減衰器から成る。増幅器および減
衰器の両方は第１ミキサおよび検波器の入力間のアイソ
レーシヨンを増加するために用いられる。バツフア増幅
器はQ1,Q2,Q3およびQ29から成る。U42はDC（直流）サー
ボ内で用いられ、ミキサのフイードスルーを補償する。
ダイオードCR11およびCR12は入力信号の正のピークおよ
び負のピークを検出する。もし入力信号が±1.1ボルト
ピークより大きいならばコンパレータU34aおよびｂは過
負荷信号を発生する。該過負荷信号は入力インピーダン
スリレーを1Mオーム位置にセツトする。
第１ミキサ66は局部発振器50からの0.25MHz〜200.25MHz
の局部発振器信号を用いて5Hz〜200MHzの信号源周波数
を250kHz IFにダウンコンバートする。帯域通過フイル
タ67は第１ミキサからのすべての高次周波数ミキサ成分
を除去する。このフイルタはまた230kHzでゼロになる。
230kHzはミキサ68にとって影像周波数であり、前記周波
数での信号を除去する。Q4はミキサ66に対して50オーム
の負荷となりミキサ66の出力で均一周波数レスポンスを
保証する。
の局部発振器信号を用いて5Hz〜200MHzの信号源周波数
を250kHz IFにダウンコンバートする。帯域通過フイル
タ67は第１ミキサからのすべての高次周波数ミキサ成分
を除去する。このフイルタはまた230kHzでゼロになる。
230kHzはミキサ68にとって影像周波数であり、前記周波
数での信号を除去する。Q4はミキサ66に対して50オーム
の負荷となりミキサ66の出力で均一周波数レスポンスを
保証する。
ミキサ68は250kHzの第11F周波数を10kHzの第21F周波数
にダウンコンバートする。もう１つの局部発振器は240k
Hzの基準信号を供給し、L14,L12およびC106は250kHz以
外の入力周波数に対してミキサの利得を下げるのに用い
られる。
にダウンコンバートする。もう１つの局部発振器は240k
Hzの基準信号を供給し、L14,L12およびC106は250kHz以
外の入力周波数に対してミキサの利得を下げるのに用い
られる。
IF増幅器74はミキサ68および帯域通過フイルタ20をアイ
ソレートする。それはまた入力減衰器71が50オームおよ
びIMオームのインピーダンス位置のどちらにあっても全
レシーバ利得が１になるようにしてる。
ソレートする。それはまた入力減衰器71が50オームおよ
びIMオームのインピーダンス位置のどちらにあっても全
レシーバ利得が１になるようにしてる。
帯域通過フイルタ20はミキサ68からの全ての高次周波数
成分を除去する。また信号源が4kHzにプログラムされた
場合、ミキサ66からの254kHzのフイードスルーを相殺す
るように14kHzでゼロになる。
成分を除去する。また信号源が4kHzにプログラムされた
場合、ミキサ66からの254kHzのフイードスルーを相殺す
るように14kHzでゼロになる。
サンプル・ホールド回路は8kHzの割で10kHz IFをサンプ
ルする。このサンプリングアクシヨンは10kHz IFを2kHz
のデジタルIFに効果的にダウンコンバートする。2kHzの
出力信号は階段波状である。
ルする。このサンプリングアクシヨンは10kHz IFを2kHz
のデジタルIFに効果的にダウンコンバートする。2kHzの
出力信号は階段波状である。
本発明の検波器は、デジタル技術を使用しているので、
ドリフト等の問題が発生しない。
ドリフト等の問題が発生しない。
第１図は、本発明の検波器のブロツク図。 第２図は、従来の検波器のブロツク図。 第3A図乃至第3F図は、本発明の検波器の説明図。 第４図は、本発明の検波器の説明図。 第5A図，第5B図は、本発明の検波器に使用する掛算器の
第1,第２実施例を表わす図。 第６図は、本発明の検波器の詳細ブロツク図。 第7A図乃至第7H図は、本発明の検波器の詳細回路図。 第７図は、第7A図乃至第7H図の組立図。 20:帯域通過フイルタ， 21:サンプル・ホールド， 22:A/Dコンバータ， 23,25:掛算器， 24:シーケンス発生器， 26,27:低域通過フイルタ。
第1,第２実施例を表わす図。 第６図は、本発明の検波器の詳細ブロツク図。 第7A図乃至第7H図は、本発明の検波器の詳細回路図。 第７図は、第7A図乃至第7H図の組立図。 20:帯域通過フイルタ， 21:サンプル・ホールド， 22:A/Dコンバータ， 23,25:掛算器， 24:シーケンス発生器， 26,27:低域通過フイルタ。
Claims (2)
- 【請求項１】入力アナログ信号をろ波し、帯域幅がほぼ
Fs/2（Fsはサンプリング周波数）で中心周波数がほぼ
（2n＋１）Fs/4（ｎは整数）の第１フィルタ手段と、 前記第１フィルタ手段の出力信号を前記サンプリング周
波数Fsでサンプルしホールドするサンプル・ホールド手
段と、 前記サンプル・ホールド手段の出力信号をデジタル信号
に変換するアナログ・デジタル変換手段と、 前記変換手段の出力信号に関連付けられて導入された少
なくとも２つの出力信号を選択的に出力する第１、第２
マルチプレクサ手段を有し、前記入力アナログ信号の同
相分信号、直角分信号を、それぞれ前記第１、第２マル
チプレクサ手段から出力する掛算手段と、 前記第１、第２マルチプレクサ手段を制御するためのシ
ーケンス信号を1/Fsの時間間隔で発生するシーケンスを
信号発生手段と、 前記第１、第２マルチプレクサ手段の出力信号をそれぞ
れろ波する第２、第３フィルタ手段と、 を備えて成る検波器。 - 【請求項２】前記シーケンス信号発生手段が、前記第１
マルチプレクサ手段に第１シーケンス信号（1,0,−1,0,
1,0,−1,0,...）を、前記第２マルチプレクサ手段に第
２シーケンス信号（0,1,0,−1,0,1,0,−1,...）をそれ
ぞれ発生し、これにより、前記第１、第２マルチプレク
サ手段において、前記アナログ・デジタル変換手段の出
力信号をそれぞれ実質的にcos2π（Fs/4）ｔ、sin2π
（Fs/4）によって掛算することを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載の検波器。 ここで、値“1"、値“−1"、値“0"は、前記マルチプレ
クサ手段に対し、それぞれ前記変換手段の出力信号、前
記変換手段の出力信号の符号を反転した信号、およびゼ
ロ値信号を選択的に出力させるための制御信号である。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/665,694 US4594555A (en) | 1984-10-29 | 1984-10-29 | Frequency selective sampling detector |
| US665694 | 1984-10-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61116670A JPS61116670A (ja) | 1986-06-04 |
| JPH0792484B2 true JPH0792484B2 (ja) | 1995-10-09 |
Family
ID=24671189
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60243794A Expired - Lifetime JPH0792484B2 (ja) | 1984-10-29 | 1985-10-29 | 検波器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4594555A (ja) |
| JP (1) | JPH0792484B2 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4893316A (en) * | 1985-04-04 | 1990-01-09 | Motorola, Inc. | Digital radio frequency receiver |
| US4737968A (en) * | 1985-10-25 | 1988-04-12 | Phillips Petroleum Company | QPSK transmission system having phaselocked tracking filter for spectrum shaping |
| FR2606238B1 (fr) * | 1986-10-31 | 1988-12-09 | Trt Telecom Radio Electr | Boucle a verrouillage de phase entierement numerique |
| US4779054A (en) * | 1987-08-17 | 1988-10-18 | General Electric Company | Digital inphase/quadrature product detector |
| US5150121A (en) * | 1988-10-13 | 1992-09-22 | New Sd, Inc. | Parameter sensing and processing system |
| US4980687A (en) * | 1988-10-13 | 1990-12-25 | Systron Donner | Digital demodulator |
| US4947408A (en) * | 1989-05-12 | 1990-08-07 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Digital carrier demodulator employing components working beyond normal limits |
| US5117179A (en) | 1990-03-13 | 1992-05-26 | Hewlett-Packard Company | Swept signal analysis instrument and method |
| US5495203A (en) * | 1994-12-02 | 1996-02-27 | Applied Signal Technology, Inc. | Efficient QAM equalizer/demodulator with non-integer sampling |
| US6240150B1 (en) * | 1998-05-12 | 2001-05-29 | Nortel Networks Limited | Method and apparatus for filtering interference in a modem receiver |
| ATE531123T1 (de) * | 2003-04-29 | 2011-11-15 | Nxp Bv | Mischersystem mit verstärkern und schaltern |
| JP3732214B1 (ja) | 2005-02-16 | 2006-01-05 | 三菱電機株式会社 | 周波数差検出装置及び方法、周波数判別装置及び方法、並びに周波数合成装置及び方法 |
| US7257497B2 (en) * | 2005-04-29 | 2007-08-14 | Tektronix, Inc. | Sequential frequency band acquisition apparatus for test and measurement instruments |
| US7474972B2 (en) * | 2007-03-23 | 2009-01-06 | Tektronix, Inc. | Bandwidth multiplication for a test and measurement instrument using non-periodic functions for mixing |
| JP4978550B2 (ja) * | 2008-04-28 | 2012-07-18 | トヨタ自動車株式会社 | ミキサ及びδς変調器 |
| JP4978549B2 (ja) * | 2008-04-28 | 2012-07-18 | トヨタ自動車株式会社 | ミキサ及びδς変調器 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4090145A (en) * | 1969-03-24 | 1978-05-16 | Webb Joseph A | Digital quadrature demodulator |
| JPS5716546B2 (ja) * | 1973-07-12 | 1982-04-06 | ||
| JPS5731716B2 (ja) * | 1974-12-23 | 1982-07-06 | ||
| JPS592350A (ja) * | 1982-06-29 | 1984-01-07 | Fujitsu Ltd | 多層配線の形成方法 |
| JPS5990044A (ja) * | 1982-11-16 | 1984-05-24 | Mitsubishi Electric Corp | デイジタル式・渦流探傷装置 |
-
1984
- 1984-10-29 US US06/665,694 patent/US4594555A/en not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-10-29 JP JP60243794A patent/JPH0792484B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4594555A (en) | 1986-06-10 |
| JPS61116670A (ja) | 1986-06-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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