JPH0783441B2 - ビデオ信号処理装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ この発明は、ビデオ信号処理装置に関するものであり、
特にビデオ信号の内容を、その信号中に含まれる所定の
閾値を越える高い周波数の振幅変化の発生回数を基礎と
して処理するためのアナログおよびデジタル信号処理装
置に関するものである。

＜発明の背景＞ ビデオ信号を処理するとき、信号をその内容に応じて適
宜処理することができるように、その信号の内容につい
ての情報をもっていることが望ましい場合がしばしばあ
る。有効な情報を与えることのできる１つの特性として
ビデオ信号の振幅変化特性がある。ビデオ信号の振幅変
化の割合あるいはビデオ信号中に含まれる高周波成分の
内容、および所定のビデオ信号期間中に生ずる高い周波
数の振幅変化の数は、いずれも信号を適宜処理するため
に使用することのできる情報を提供することができる。
例えば、所定の閾値レベルを超過する、多くの異なった
高い周波数の振幅変化がランダムに発生すると、ビデオ
信号中に高いノイズ成分が存在することを指示すること
ができ、この指示に基づいてノイズを除去あるいは減少
させるために処理回路をトリガすることができる。所定
の閾値レベルを超過する、特定周波数の振幅変化がくり
返し発生すると、テレビジョン受像機中で強い隣接チャ
ンネルの信号によって発生される干渉ビートが存在する
ことを指示し、その検出された信号は隣接チャンネルの
信号を減衰させるための回路を付勢するために使用され
る。ビデオ・フィールド中に多くの高い周波数の振幅変
化が発生し、幾つかのフィールド中の多くの高い周波数
の振幅変化が値の狭い範囲内に含まれている場合は、そ
のビデオ信号は非常に細かい場面の内容をもった信号で
あることが判ってきた。

＜発明の目的＞ 本発明は、ピーキング回路を具備している入力ビデオ信
号の処理回路において、入力ビデオ信号がノイズに汚染
されていても、ノイズを目立たなくして、良好な画面を
得ることを目的とする。

＜発明の概要＞ 本発明のビデオ信号処理装置は、入力ビデオ信号中に含
まれる高い周波数の振幅変化を取出すフイルタ手段と、
該フイルタ手段によって取出された上記高い周波数の振
幅変化のうち特に所定の閾値レベルを越える振幅変化を
検知して、検知された振幅変化の発生を表わすパルス信
号を発生するパルス信号発生手段とを具備している。こ
のパルス信号は、計数手段により上記入力ビデオ信号の
各フイールド期間の所定期間中計数され、その計数値は
上記入力ビデオ信号の複数フイールドにわたって合計さ
れる。合計されたパルス信号の数が相対的に減少すると
上記入力ビデオ信号によって表される画像を相対的にシ
ャープにし、上記合計されたパルス信号の数が相対的に
増加すると、上記入力ビデオ信号によって表される画像
を相対的にソフトにするように装置中のピーキング手段
の動作を制御する。

本発明の好ましい実施例では、上記フイルタ手段とし
て、伝送特性が適宜選択されるトランスバーサル・フイ
ルタが使用される。また、トランスバーサル・フイルタ
によって取出された正極性、負極性、あるいは両方の極
性の高い周波数の振幅変化はパルス信号発生手段によっ
て発生されるパルス列によって表される。また、上記所
定の閾値レベルは、検知するべき振幅変化の種類あるい
は数に対応させて必要に応じて変化される。

＜実施例の説明＞ 以下、図を参照して本発明のビデオ信号処理装置を説明
する。

第１図には、この発明の原理し従って構成されたアナロ
グ・ビデオ信号中に含まれる所定の閾値レベルを超過す
る、高い周波数の振幅変化を検知する振幅変化検出器が
ブロックの形で示されている。第2a図に示されているよ
うなベースバンド・ビデオ信号が、第１図中の遅延素子
162と比較器164とを含むトランスバーサル・フィルタ16
0の入力に供給される。一般に遅延素子162は、比較器16
4の１つの入力における入力信号に対して約250ナノ秒の
遅延を与え、トランスバーサル・フィルタ160は約2MHz
でピークが生ずる周波数応答特性を呈する。これによっ
てトランスバーサル・フイルタ160は第2b図に例示する
ように、高い周波数の振幅変化情報を通過させる微分器
の形態で動作する。ここで、もし両方の極性の振幅変化
情報を利用することが望まれる場合には、高い周波数の
振幅変化情報を第2c図に示されるような共通の極性に変
換するために極性規格化回路170が使用される。次いで
この高い周波数の振幅変化情報はリミッタ／クリッパ18
0に供給され、このリミッタ／クリッパ180は高い周波数
の振幅変化情報を第2d図に示すような一連のパルスに変
換する。所定のレベル以上の振幅変化のみを選択的に取
出すために閾値発生器182が使用され、それによって第2
c図の閾値レベルV_Tによって示すように検出器の感度を
制御する。第１図の振幅変化検出器の出力に発生するパ
ルス列は、入力ビデオ信号の所定の閾値レベルを越え
る、高い周波数の振幅変化の発生時を表わすパルスから
なるものと見ることができる。

第１図の振幅変化検出器は、ビデオ信号の水平走査線の
高い周波数の振幅変化情報を連続的に処理するために使
用することができる。オシログラフから写し取られたビ
デオ信号の典型的な走査線期間が第３図（ａ）に示され
ている。第３図（ａ）の信号は、明暗を表わす信号の各
レベルからの多数の振幅変化から成っていることが判
る。この信号が第１図のトランスバーサル・フィルタ16
0によって処理されると、その出力には第３図（ｂ）に
示すように比較的安定した直流レベルを基準とした正負
の高い周波数の振幅変化をもった信号が発生する。極性
規格化回路170が例えば正の高い周波数の振幅変化情報
のみを通過させるように制御される場合は、正の高い周
波数の振幅変化情報のみがリミッタ／クリッパ180に供
給され、該リミッタ／クリッパ180の出力に第３図
（ｃ）に示すような正極性のパルス列が発生する。この
パルス列は第３図（ａ）のビデオ信号の正方向の高い周
波数の振幅変化の発生時点を示している。

この発明の原理に従って構成されたビデオ信号の高い周
波数の振幅変化を検出するデジタル振幅変化検出器が第
４図に例示されている。第３図（ａ）に示されているよ
うなベースバンド・ビデオ信号がアナログ−デジタル変
換器14の入力に供給される。アナログ−デジタル変換器
14は、処理されるべきビデオ信号のナイキストの基準を
満足する率をもったクロック信号に応答して連続的にビ
デオ信号をサンプルする。この例で使用される14.32MHz
のクロック信号はNTSCカラー副搬送波周波数の４倍の周
波数である。これによってアナログ−デジタル変換器14
の出力に８ビット語（A₇……A₀）の形式のデジタル・サ
ンプルが発生する。

アナログ−デジタル変換器14の８本の出力線は２個の加
算器62および64の８個の“A"入力、および８個の遅延線
シフトレジスタに結合されており、８個の遅延線シフト
レジスタのうちの４個22、24、26および28が第４図に示
されている。各シフトレジスタ22、24、26、28に供給さ
れたデジタル信号は、14.32MHzのクロックによって制御
されて各シフトレジスタを通してシフトされ、それぞれ
のシフトレジスタの４個の出力に現れる。このようにし
て各シフトレジスタは、それらの出力に１クロック・サ
イクル、２クロック・サイクル、３クロック・サイクル
および４クロック・サイクルづつ遅延されたデジタル信
号を発生する。各シフトレジスタの１つの出力が４つの
うちの１つを選択するスイッチ32、34、36および38によ
って選択され、インバータ52、54、56および58によって
加算器62および64の各“B"入力に結合される。４つのう
ちの１つを選択するスイッチ32、34、36および38は、マ
イクロプロセッサのような外部制御信号線から制御線路
47および48を経て供給される信号によって制御される。
加算器64のキャリィ−アウト出力C4は加算器64のキャリ
ィ−イン入力C0に結合され、加算器62のキャリィ−アウ
ト出力C4は加算器64のキャリィ−イン入力C0に結合され
ている。加算器62および64は、それらの出力Σ_７……Σ
_０に遅延信号および非遅延信号の８ビット和信号を発生
する。

加算器62および64の出力は、排他的オア・ゲート列70の
各排他的オア・ゲート71乃至78の各入力に結合されてい
る。各排他的オア・ゲートの第２の入力にはインバータ
66を経て加算器62からの反転されたキャリィ−アウト信
号が供給される。排他的オア・ゲート71乃至78の出力は
デジタル比較器80の“B"入力に結合されている。比較器
80の“A"入力には、マイクロプロセッサのような外部信
号線からデジタル閾値情報が供給される。比較器80は1
4.32MHzからクロックによってクロック制御され、その
“B"入力における信号情報語の値がその“A"入力におけ
る閾値を超過すると、そのＢ＞Ａ出力にパルスを発生す
る。

シフトレジスタ22乃至28、４つのうちの１つを選択する
スイッチ32乃至38、インバータ52乃至58、および加算器
62および64は全体でアナログ−デジタル変換器14によっ
て供給されるデジタル・ビデオ信号情報に対する適応型
トランスバーサル・フィルタ16を構成している。トラン
スバーサル・フィルタ16は第５図の曲線190によって示
されるような応答特性を示す。ここで、τはシフトレジ
スタ、選択スイッチ、およびインバータ52乃至58によっ
て与えられる総合遅延である。最大および最少の信号減
衰を示す周波数1/τ、および1/2τは、線路47および48
上の遅延選択信号によって決定される。例えば、線路47
および48上の信号によって４つのうちの１つを選択する
スイッチ32乃至38が、シフトレジスタ段τ_４の出力を加
算器に結合すると、最大信号減衰周波数は1/279ナノ
秒、すなわち3.58MHzとなり、この周波数はNTSC方式に
おけるカラー副搬送波周波数である。従って、トランス
バーサル・フィルタ16はNTSCテレビジョン信号のうちの
クロミナンス情報を減衰し、カラー副搬送波を中心とし
てその両側に配置されたNTSC信号の比較的高い周波数の
ルミナンス情報を通過させる。

線路47および48上の信号が変化すると、異なったシフト
レジスタの出力が選択され、トランスバーサル・フィル
タ16に異なった周波数特性を与える。例えば、シフトレ
ジスタ段τ_３が選択されると、トランスバーサル・フィ
ルタの特性は約4.77MHzで最大の減衰を与え、約2.38MHz
でピークを与えるようになる。この特性は、例えばNTSC
信号の高周波ノイズ特性を分析するのに有効である。も
しシフトレジスタ段τ_２の出力が選択されると、フィル
タ特性は3.58MHzでピークとなり、NTSC信号のクロミナ
ンス信号の高い周波数の振幅変化情報を通過させる。

第４図の実施例中で使用されるデジタル信号中、加算器
62から論理“1"キャリィ−アウト信号が“正”加算を示
すために使用され、論理“0"が“負”加算を示すために
使用される。トランスバーサル・フィルタ16のインバー
タ52乃至58は、加算器62、64の入力における遅延された
信号情報の１の補数をとる。高次ビット加算器62のキャ
リィ−アウト信号C4は正信号値に対して論理“1"であ
り、加算器のルック・アヘッド能力によってこの論理
“1"の値は低次ビット加算器64に導入されて、その加算
器の“B"入力に信号情報の２の補数を発生させる。この
２の補数の正の加算値に対して加算器の出力において非
遅延情報から遅延信号情報の減算を行う。

加算器の出力信号が正の値をもっているときは、加算器
62の論理“1"キャリィ−アウトはインバータ66によって
反転されて排他的オア・ゲート71乃至78に供給される。
そこで、排他的オア・ゲートは正の信号値を修正するこ
となく比較器80に通過させる。しかしながら、もし加算
器の出力信号が負であれば、加算器62のC4出力は論理０
であり、これは“0"のキャリィ−インを加算器64のC0に
供給し、さらに論理“1"として反転された形で排他的オ
ア・ゲート71乃至78に供給される。そこで排他的オア・
ゲートは加算器62、64と比較器80との間の信号値を反
転、あるいは１の補数をとり、加算器の出力信号を選定
されたデジタル表示の全て“正”の値に規格化する（極
正を揃える）。

比較器80は、信号値を閾値と比較し、信号の振幅変化の
大きさが外部信号源によって与えられる閾値を超過する
と、比較器80のクロッキングにより実質的に一定の持続
時間をもった一様なパルス幅のパルスを発生する。実行
されるビデオ信号分析の形式に従って振幅変化検出器の
感度を変更するために閾値を調整することができる。例
えば、設定された閾値でもし高い周波数の振幅変化情報
が殆ど検出されなければ、閾値を引下げて入力信号に対
して比較器80によってより多くのパルスを発生させるよ
うにすることができる。それによって、より小さなレベ
ルの高い周波数の振幅変化を検出することができる。

第６図は、ルミナンス・チャンネル用のピーキング制御
電圧と、テレビジョン受像機のチューナあるいは中間周
波数回路における隣接チャンネルの干渉を低減するため
の干渉低減制御電圧とを発生させるためにこの発明の振
幅変化検出器を使用した構成を示している。例えば、テ
レビジョン受像機中のビデオ信号検波器からなるビデオ
信号源10がアナログ−デジタル変換器12の入力にベース
バンド・ビデオ信号を供給する。アナログ−デジタル変
換器12は、デジタル化されたビデオ信号のサンプルをゲ
ート29の入力に供給する。ゲート29は、制御信号線路46
上の信号によって付勢されると、このデジタル化された
信号のサンプルを通過させ、このサンプルをデジタル振
幅変化検出器30の入力に供給する。ゲート29は、例え
ば、ゲートの並列配列あるいはフリップ−フロップ・レ
ジスタからなるものでよい。

デジタル振幅変化検出器30は、ビデオ信号中の所定閾値
を越える高い周波数の振幅変化を表わすパルス列を発生
し、このパルス列はカウンタ31に供給される。カウンタ
31の累加計数値はマイクロプロセッサ40の入力に供給さ
れる。マイクロプロセッサ40は命令を実行し、また入力
Ｔφにおける合成ビデオ同期信号の受信によってビデオ
信号と、クロック・サイクルのスキップ技術によって入
力T₁におけるビデオ水平同期信号にロックされた位相ロ
ックド・ループ回路42からのクロック信号とに位相およ
び周波数が同期して動作を行うように構成されている。
このような方法のマイクロプロセッサの動作について
は、1981年７月６日付で「ビデオ信号と同期してマイク
ロプロセッサを動作させるための方法および装置」とい
う名称の小生の米国特許第4,464,679号（特開昭58−242
84号に対応）中に詳細に説明されている。マイクロプロ
セッサ40は、デジタル−アナログ変換器44を経てマルチ
プレクサ50に出力信号を供給する。マルチプレクサ50は
線路46を経て供給されるマイクロプロセッサの信号によ
って制御されて、その２つの出力にアナログ・ピーキン
グ制御電圧および干渉低減制御電圧を発生する。またマ
イクロプロセッサ40は、導体46を経てゲート29に付勢信
号を供給し、線路47および48上に遅延選択信号を供給
し、振幅変化検出器30に対してデジタル閾値、およびカ
ウンタ31に対してリセット信号をそれぞれ供給する。

動作を説明すると、マイクロプロセッサ40は、ビデオ・
フィールドのある部分の間、ビデオ信号がサンプルされ
るようにゲート29を開く。例えば、ゲート29は、各フィ
ールドの有効ビデオ期間にある走査線信号を振幅変化検
出器30に供給するように制御される。振幅変化検出器30
は信号の所定の閾値を越える高い周波数の振幅変化を表
わすパルス列を発生し、このパルスはカウンタ31によっ
て計数される。有効ビデオ期間の終りにおいてゲート29
は閉じられ、カウンタ31の計数値はマイクロプロセッサ
40に読込まれる。次いでカウンタ31は、次の有効ビデオ
期間の準備をするためにマイクロプロセッサによってリ
セットされる。

多数のフィールドの有効ビデオ部分にある走査線信号が
サンプルされ、そしてその所定閾値を越える高い周波数
の振幅変化が計数された後、マイクロプロセッサは蓄積
された計数値の合計を検査し、上記所定の閾値を越える
高い周波数の振幅変化によって表わされる場面の細部情
報の合計を決定する。もし場面の細部情報を表わす計数
値が比較的高ければ、マイクロプロセッサ40は画面をデ
ピーキング、すなわちソフト化するようにピーキング制
御電圧を変化させる。もし場面の細部情報を表わす計数
値が比較的低ければ、マイクロプロセッサ40は画面をピ
ーキング、すなわちシャープにするようにピーキング制
御電圧を変化させる。マイクロプロセッサ40によって発
生されたピーキング制御電圧は、他の制御電圧とマルチ
プレックスされて、テレビジョン受像機のマルチプレク
サ50あるいはピーキング回路中のサンプルおよび保持回
路によって保持される。

場面を表示するビデオ信号中に非常に多数の高い周波数
の振幅変化が検出されるということは、ビデオ信号がノ
イズによって汚染されていることを表わす。従って、画
面がソフト化されるとインパルス性ノイズは殆ど目立た
なくなるので、上記場面の細部情報を表わす計数値が高
い場合は、画面を反ピーキング、すなわちソフト化する
ことが適正な応答になる。

ノイズによる汚染をより正しく決定するために、マイク
ロプロセッサ40は垂直帰線消去期間の一部の期間中ゲー
ト29を開くことができる。もし画面にノイズが無けれ
ば、垂直帰線消去期間中の水平同期パルス間で振幅変化
は全く検出されない。カウンタ31はこれらの同期パルス
間の振幅変化を計数する。計数値が低いときは比較的ノ
イズのない信号を表わし、これは画面中のノイズの影響
を打消すためのデピーキングは必要でないことを示して
いる。しかしながら、もし垂直帰線消去期間中の振幅変
化の計数値が高ければ、ビデオ信号はインパルス性ノイ
ズによって汚染されている可能性が大であり、画面をソ
フト化すること、あるいはインパルス性ノイズ打消回路
を付勢することが適正な応答である。

もしビデオ信号に比較的ノイズが無ければ、第６図の構
成は、ビデオ信号中の干渉ビート信号を捜す。このよう
な干渉ビートは、垂直帰線消去期間中の水平同期パルス
間における信号の低振幅の振動として容易に識別され
る。マイクロプロセッサ40はこのような低振幅の振動を
検出することができるように振幅変化検出器に供給され
る閾値を低下させる。水平同期パルス間において多数の
低い振幅変化が検出されると、マイクロプロセッサ40
は、テレビジョン・チューナあるいは中間周波数回路中
の隣接チャンネルのトラップ回路を再同調するための干
渉低減電圧を変更する。このような干渉ビートは、例え
ば、チューナがCATV装置からの非標準ビデオ信号を受信
するように同調されいて、そのため隣接チャンネルがト
ラップ回路の予め設定されたトラップ周波数に存在しな
いときに発生する可能性がある。干渉低減電圧が供給さ
れる代表的なトラップ回路は、1980年６月30日付で出願
された「複数の電圧制御フィルタ用のマルチプレックス
構成」という名称の米国特許第4,368,541号（特開昭57
−45738号に対応）中に示されている。トラップ回路を
このように再同調すると、第６図の構成は、この再同調
によって実際に干渉ビート周波数が減少したことを確認
するために、垂直帰線消去期間中における信号のサンプ
リングを再び実行することができる。そしてもし必要が
あれば、第６図の構成はトラップ回路のトラップ周波数
を再び調整する。

ビデオ信号の信号成分の周波数を確認するためには、第
６図の構成において、カウンタ31を第７図の構成と置換
した新しい構成によって修正することができる。第４
図、第６図および第７図を同時に参照すると、加算器62
のC4（キャリィ−アウト）出力はアンド・ゲートＰの第
１の入力およびインバータ96の入力に結合されている。
インバータ96の出力はアンド・ゲートＮの第１の入力に
結合されている。比較器80のパルス出力はアンド・ゲー
トＰおよびＮの各第２の入力に結合されている。アンド
・ゲートＰの出力はＲ−Ｓ形フリップ・フロップ92のセ
ット入力Ｓに結合されており、アンド・ゲートＮの出力
はフリップ・フロップ92のリセット入力Ｒに結合されて
いる。フリップ・フロップ92のＱ出力はアンド・ゲート
98の第１の入力に結合されており、フリップ・フロップ
92の出力はマイクロプロセッサ40に結合されている。
14.32MHzのクロック信号のようなクロック信号はアンド
・ゲート98の第２の入力に結合されており、アンドゲー
ト98の出力はカウンタ94のクロック入力Ｃに結合されて
いる。カウンタ94はマイクロプロセッサ40からのリセッ
ト信号を受信し、またマイクロプロセッサ40の入力に結
合された出力線をもっている。

第８図の波形について第６図、第７図の参照して説明す
る。振動波形110は、第８図（ａ）のステップ状線112の
垂直部によって示される時点でアナログ−デジタル変換
器12によってサンプルされる。各々のサンプル点におい
て、新しいサンプルは振幅変化検出器30によって先のサ
ンプルと比較され、第８図（ｂ）に示すような一連のレ
ベル変化を表わすパルスを発生する。上向きの矢印は波
形110の正方向のレベル変化を表わし、下向きの矢印は
波形の負方向のレベル変化を表わす。

パルス114のような各正方向のパルスの発生時に、比較
器80は出力パルスを発生し、また加算器62のC4出力キャ
リィ−アウト信号を論理“1"レベルにある。これら２つ
の信号はアンド・ゲートＰを付勢し、これによってアン
ド・ゲートＰはすべてのパルスが正方向のパルスを発生
する。従って、パルス114が発生する時間t₁において、
アンド・ゲートＰはフリップ・フロップ92をセットし、
このフリップ・フロップ92は次いでアンド・ゲート98を
付勢してクロック・パルスをカウンタ94に供給する。そ
こでカウンタ94は、時間t₁におけるクロック・パルスを
計数し、同様に第８図（ｃ）の120で示すような後続す
るクロック・パルスを計数する。

時間t₂において、第１の負方向パルス116が発生する。
加算器62のC4出力における信号は論理“0"になり、これ
はアンド・ゲートＰを消勢し、インバータ96の出力に正
パルスを発生させる。今ではアンド・ゲートＮの双方の
入力が付勢され、そのためアンド・ゲートＮは波形110
の負方向のレベル変化に応答して出力パルスを発生す
る。アンド・ゲートＮは時間t₂においてフリップ・フロ
ップ92をリセットし、このフリップ・フロップ92はアン
ド・ゲート98を閉成し、カウンタ94の入力に対する一連
のクロック・パルスを停止する。この時点でフリップ・
フロップ92の出力を高状態に変えることにより、カウ
ンタ94がサンプルの計数を行う態勢になったことをマイ
クロプロセッサ40に伝達する。マイクロプロセッサ40は
カウンタの計数値を蓄積し、このカウンタを時間t₃にお
いて次の計数シーケンスのための準備をさせるためにリ
セットする。

カウンタ94の計数値は、波形110のような振動波形の４
分の１サイクルの間、あるいは矩形波の２分の１サイク
ルの間に発生するクロック・サイクル数に対応する。ク
ロックの周波数と振動波形の周波数とは直接関係してい
るので、上記振動波形の４分の１サイクルの間に発生す
るクロック・サイクル数の他にクロックの周波数を知る
ことにより振動波形110の周波数をマイクロプロセッサ
により容易に確認することができる。すなわち、波形11
0の４分の１サイクルの期間のクロック・サイクル数が
多ければ多い程、振動波形110の周波数は低くなる。こ
のように、第６図および第７図の構成を使用することに
より、特定の周波数の信号成分を識別することができ
る。

ある状況のもとでは、所定周波数のみの信号を識別する
ことが望ましいことがある。例えば、隣接テレビジョン
・チャンネルによって発生される干渉ビート信号は約3M
Hzの周波数をもつことが多い。従って、垂直帰線消去期
間中3MHzの干渉信号を探索することが望ましい。第６図
のカウンタ31を第９図の構成と置き換えることにより、
これを行うことができる。

第４図、第６図、および第９図を同時に参照する。加算
器62のC4出力はアンド・ゲートＰの第１の入力およびイ
ンバータ104の入力に結合されている。比較器80のパル
ス出力はアンド・ゲートＰの第２の入力およびアンド・
ゲートＮの第１の入力に結合されている。インバータ10
4の出力はアンド・ゲートＮの第２の入力に結合されて
いる。アンド・ゲートＰの出力は単安定マルチバイブレ
ータ100の入力に結合されており、単安定マルチバイブ
レータ100の出力は単安定マルチバイブレータ102の入力
に結合されている。単安定マルチバイブレータ102の出
力はアンド・ゲート106の第１の入力に結合されてお
り、アンド・ゲートＮの出力はアンド・ゲート106の第
２の入力に結合されている。アンド・ゲート106の出力
はカウンタ108のクロック入力Ｃに結合されている。カ
ウンタ108の出力はマイクロプロセッサ40の入力に結合
されており、このカウンタ108はマイクロプロセッサ40
からのリセット信号を受信する。

第６図および第９図の構成は第10図の波形を参照するこ
とによって理解することができる。第10図（ｂ）は垂直
帰線消去期間の２個の水平同期パルス144および146を示
し、これら２個の水平同期パルスは通常信号情報を含ま
ない期間によって分けられている。もしノイズや干渉信
号が存在しなければ、期間t₆とt₇との間の線140によっ
て表わされるように信号は変動しない。しかしながら、
もし干渉ビート信号が存在すると、時間t₇とt₈との間の
振動142によって示されるように、干渉ビート信号は低
レベルの振動として表われる。

第６図および第９図の構成は、水平同期パルス144と146
との間のビデオ信号をサンプリングすることによって干
渉ビート信号を識別し、その同期パルスの時点間でゲー
ト29は開かれてビデオ信号をデジタル振幅変化検出器30
に供給する。干渉ビート信号142の振幅変化を表わすパ
ルス列が発生されるように適当な閾値レベルが振幅変化
検出器30に供給される。時間t₁において第10図（ａ）の
矢印130によって表わされるような正方向パルスが発生
されると、振幅変化検出器30のパルス出力と加算器62の
論理“1"キャリィ−アウト信号はゲートＰを付勢し、こ
れは次いで単安定マルチバイブレータ100によって時間t
₁からt₂まで続くパルスを発生させる。このパルスの終
了時に単安定マルチバイブレータ102をトリガして時間t
₂から時間t₄まで続くパルスを発生させる。

単安定マルチバイブレータ102によって発生されるパル
スは、正方向パルス130に続く3MHzの信号の連続する負
方向の変化の予定される時間位置を特定するための時間
の“窓”（t₂からt₄）を与えるためにアンド・ゲート10
6の一方の入力を付勢する。もし正方向パルス130が3MHz
の信号の正方向の変化であれば、負方向パルスは、アン
ド・ゲート106が付勢されるときに時間の窓内に第10図
（ａ）の矢印132によって示されるように発生する。振
幅変化検出器30の出力パルスおよび加算器62からの論理
“0"キャリィ−アウト信号は共にアンド・ゲートＮを付
勢し、このアンド・ゲートＮは第10図（ａ）の時間t₃に
おいてパルス132を発生する。このパルスはアンド・ゲ
ート106を通過して、カウンタ108の計数を増加させる。
水平同期パルス144と146との間の期間全体にわたって、
3MHzのビート信号の多数のこのような対をなす振幅変化
が検出され、カウンタ108の計数値を増加させる。サン
プリング期間の終了時に、マイクロプロセッサ40はカウ
ンタ108の内容を記憶し、次のサンプリング期間の準備
をするためにカウンタ108をリセットする。１あるいは
それ以上のサンプリング期間中に、マイクロプロセッサ
40は、ビート信号が存在することを確かめるために3MHz
の信号を表わす充分なサンプルを積算する。これに応答
してマイクロプロセッサ40は、ビートを生じさせる信号
を減衰させるための干渉低減電圧を調整する。

遅延された時間の窓は、第９図の単安定マルチバイブレ
ータの代わりに、クロック形態で窓を発生させるカウン
タを使用することによっても発生させることができる。

この発明のデジタル振幅変化検出器は、例えばテレビジ
ョン・ゴースト信号検出装置にも適用することができ
る。

＜発明の効果＞ 以上のように、本発明によれば、入力ビデオ信号中に含
まれる所定閾値を越える高い周波数の振幅変化の、所定
期間中の発生回数の多少を検知し、その発生回数が相対
的に減少すると、入力ビデオ信号中に含まれるインパル
ス性のノイズが少ないと判断して画像を相対的にシャー
プにし、反対に上記発生回数が増加すると、入力ビデオ
信号中に含まれるインパルス性のノイズが多いと判断し
て画像を相対的にソフトにするように、装置中のピーキ
ング手段を制御するから、上記入力ビデオ信号中に含ま
れるインパルス性ノイズの多少に応じて常に観察に最適
の画像を生成することができるという効果が得られる。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明に用いるアナログ・ビデオ信号の所定
の閾値レベルを越える、高い周波数の振幅変化を検出す
る振幅変化検出器の構成を示したブロック図、 第２図および第３図は、第１図の振幅変化検出器の動作
を説明するための波形図、 第４図は本発明に用いるデジタル・ビデオ信号の所定の
閾値レベルを越える高い周波数の振幅変化を検出する振
幅変化検出器の構成を示したブロック図、 第５図は、第４図の振幅変化検出器中で使用されるデジ
タル・トランスバーサル・フイルタの代表的な伝送特性
を示す図、 第６図は、本発明のビデオ信号処理装置を示すブロック
図、 第７図は、ビデオ信号のレベル変化を検出する期間を決
定するのに適したカウンタを示すブロック図、 第８図は、第７図のカウンタの動作を説明するための波
形を示す図、 第９図は、ビデオ信号中の所定周波数帯の信号成分の存
在を決定するのに適したカウンタを示すブロック図、 第10図は、第９図のカウンタの動作を説明するための波
形を示す図である。

12、14……アナログ−デジタル変換器、16……トランス
バーサル・フイルタ、22、24、26、28……遅延シフトレ
ジスタ、29……ゲート、30……デジタル振幅変化検出
器、31……カウンタ、32、34、36、38……スイッチ、40
……マイクロプロセッサ、42……位相ロックドループ、
44……デジタル−アナログ変換器、46……信号制御線
路、47、48……制御線路、49……線路、50……マルチプ
レクサ、52、54、56、58……インバータ、62、64……加
算器、66……インバータ、70……排他的オアゲート列、
80……比較器、160……トランスバーサル・フイルタ、1
62……遅延素子、164……比較器、170……極性規格化回
路、180……リミッタ／クリッパ、182……閾値発生器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力ビデオ信号に対するシステムの周波数
   応答性を制御可能にピーキングするピーキング手段と、 上記入力ビデオ信号中に含まれる高い周波数の振幅変化
   を取出すフィルタ手段と、 上記フィルタ手段によって取出された上記高い周波数の
   振幅変化のうち所定の閾値レベルを超過する振幅変化を
   検知して、検知された振幅変化の発生を表わすパルス信
   号を発生するパルス信号発生手段と、 上記入力ビデオ信号の各フィールド期間の所定期間中、
   上記パルス信号を計数する計数手段と、 上記計数手段の計数値を上記入力ビデオ信号の複数フィ
   ールドにわたって合計して、合計されたパルス信号の数
   が相対的に減少すると上記入力ビデオ信号によって表わ
   される画像を相対的にシャープにし、上記合計されたパ
   ルス信号の数が相対的に増加すると上記入力ビデオ信号
   によって表わされる画像を相対的にソフトにするピーキ
   ング制御電圧を上記ピーキング手段に供給するピーキン
   グ制御電圧発生手段と、 からなるビデオ信号処理装置。