JPH0755047B2 - コンバータ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の背景） ［発明の属する技術分野］ 本発明は電源、特にシングルエンド順方向DC−DC変換器
に関し、これは特にパワースイッチングトランジスタの
保護やパワートランスのコアのリセットを容易にするた
めの回路に係わるものである。

［従来技術の説明］ シングルエンド順方向DC−DC変換器は周期的にパワート
ランスのコアをリセットするために特殊な回路を要す
る。というのは、シングルエンドスイッチは、トランス
の巻き線にエネルギーをかけ、そして、コアに対しては
一方向からのみかける事になるからである。磁束のバラ
ンスを保ち、トランスのコアがドリフト状態から飽和状
態へと至るのを防止する為に、作動の周期中、パワート
ランジスタスイッチが非導通状態にある期間に、トラン
スは能動的にリセットされる。磁束が飽和状態になるの
を抑えるために、ほとんどのリセット回路は磁束をおこ
させるコアをゼロレベルにリセットする。その為、ユニ
ポーラ磁束スウィングが用いられている。

DC−DC変換器はターンオフ時にパワースイッチに生じる
スイッチングロスを少なくするためのスナバー回路をし
ばしば含んでいる。スイッチングの頻度が増すに従い、
スナバー回路によるロスの減少が必要になる。というの
は、スイッチを切る事に伴うエネルギーのロスは、スイ
ッチの作動１サイクル当り大体一定だからである。従っ
て、最近の変換器が高周波作動になるに従い、スナバー
回路の重要性が増すのである。このスナバー回路は、ま
たパワースイッチの電圧スパイクの発生を減少させ、そ
の結果電圧ストレスや、スパイク信号成分による電磁放
射を減少させる。スナバー回路は電源ラインにエネルギ
ーを戻すか散逸するかによって散逸型と非散逸型に分け
られる。

（発明が解決しようとする問題点） 上の条件を満たすには、電源ラインに組込まれた付加回
路、及びシングルエンド順方向変換器の制御回路が必要
である。しかしこうすると、回路全体のコストと複雑さ
を増し、それに伴う構成部品の数の増大は、変換器全体
としての、信頼性を低下させる。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明を具体化したシングルエンド順方向変換器は、ス
イッチを切る過程でスイッチング・ロスと電圧ストレス
を大幅に軽減すべくパワースイッチング・トランジスタ
から電流を転流するスナバー／リセット回路を含んでい
る。この回路はパワースイッチングトランジスタが非導
通の間、パワートランスの磁化インダクタンス中に貯え
られたエネルギーをキャパシタと共振させて、磁化イン
ダクタンス中の電流の極性を反転させ、コアをリセット
する。この共振現象は各作動周期中、トランスのコアに
おけるバイポーラ磁束を偏倚させる。

このバイポーラ磁束の偏倚を伴うパワートランスの動作
は、同一の定格で動作する順方向変換器を従来の順方向
変換器より小さいパワートランスで駆動し得るというメ
リットがある。

（実施例の説明） 従来のスナバー回路とリセット回路を有するシングルエ
ンド順方向変換器の回路が第１図に示されている。第１
図において、２つの入力端子101と102があり、これら
は、パワートランス110の１次コイル112へ、スイッチン
グトランジスタ115を介して接続されている。この出力
は、２次コイル111より出力されるが、これは整流ダイ
オード114とフィルターコイル116を介して出力端子117
と118へと絡がっている。パワートランジスタ115と整流
タイオード114は同時に導通し、出力負荷120は非導通状
態中はフライバックダイオード113から供給される。負
荷120に分路接続されているキャパシタ119は、出力電圧
に対し、フィルターとして働く。

第１図の変換器回路には従来技術の典型的なスナバー回
路とリセットの回路が含まれる。このスナバー回路はダ
イオード123とキャパシタ126からなり、それらは共にパ
ワースイッチ115がオフにされる際に一次コイル112から
キャパシタ126に電流を流す。パワースイッチ115の次の
導通状態の間、キャパシタ126の電圧はダイオード125と
コイル124により再び元に戻される。

コアのリセット回路にはトランス110と磁気結合された
リセットコイル109が含まれる。コイル109に接続された
ダイオード128は、、コイル111と112が共に導通状態に
ある時に、コイル109が導通するのを阻止している。コ
イル111と112が共に非導通状態にある時には、コイル10
9に電流が流れ、トランス110のコアをリセットする。本
発明を具体化したスナバー／リセット回路を用いた順方
向変換器が第２図に示されている。スナバー／リセット
回路はパワートランスリセットコイル252、キャパシタ2
56と２つのダイオード254及び255を含む。キャパシタ25
6は、ダイオード255と直列接続され、その直列回路にパ
ワースイッチ215が分岐接続されている。それはまだダ
イオード254を介して、リセットコイル252に接続されて
いる。このリセットコイル252と１次コイル209は巻回数
が等しいのが好ましい。このキャパシタ256は電荷蓄積
手段として作用する。

第２図の回路の機能の分析と説明は、必要部品とインピ
ーダンスを第３図に示した等価回路、及び第４図と第５
図の電圧、電流の波形を用いると分かり易い。第４図の
波形410と420は各々キャパシタ356にかかる電圧とそこ
での電流を現わす。トランスの電圧と磁化電流は第５図
の波形530と540に示されている。波形550と560は各々整
流ダイオード314とフライバックダイオード313に流れる
電流を描いている。

第３図の等価回路は、トランスが全て巻回数が同じと仮
定しているので、巻き線自体は記してない。コイルの、
漏れインダクタンスは、一次コイル、２次コイル、リセ
ットコイルに対して、309a,311aと312aとしてある。変
換器の出力負荷は、誘導性出力フィルターにより順方向
変換器の出力が通常の連続電流となることを近似した定
電流シンク320として示されている。トランスの磁化イ
ンダクタンスは独立のインダクタンス307として示され
ている。

スナバー／リセット回路は図示されている様に、キャバ
シタ356、ダイオード354と355、リセットコイル312aか
ら構成される。インダクタンス312aはコイル252の漏れ
インダクタンスである。キャパシタ356とダイオード355
は、、しゃ断過程でパワートランジスタ315から電流を
転流させスナバー回路として機能し、スイッチング・ロ
スを無くす。キャパシタ356は、ダイオード354と355、
及びリークインダクタンス309aと312aを介して、インダ
クタンス307中の電流をリセットし、これにより、パワ
ートランスの２次コイル210（第２図）をリセットす
る。磁化インダクタンス307に貯蔵されているエネルギ
ーはトランジスタ315がオフの時キャパシタ356と共振
し、磁化インダクタンス307の電流の極性は反転し、そ
の結果、トランスのコアの磁束の偏倚は逆極性となり、
変換器の動作の各周期でコアがリセットされる。

スナバー／リセット回路の動作は典型的な動作サイクル
を説明することにより説明でき、この動作サイクルによ
ればパワースイッチ315は時刻t₀（第４図、第５図）以
前には導通状態である。時刻t₀（第４図、第５図）以前
にはトランジスタ315がオン状態にあり、そして、前回
のスイッチオンに伴う偏移が終った後は、リークインダ
クタンス309a、311a、と312aにかかる電圧は０である。
整流ダイオード314は、導通状態、そしてダイオード31
3、354と355はバイアスがかかって非導通状態である。
入力端子301と302間にかかるDC電圧は磁化インダクタン
ス307にも、第５図の波形530中のレベル531の通りかか
っているので、磁化電流は第５図の波形540中の線541の
通り一定の傾きで増加する。キャパシタ356にかかる電
圧は第４図の波形410中の線411の通り時刻t₀までは０で
あり、キャパシタ356を流れる電流は第４図の同じ時刻
での波形420中の線421の通り、やはり０である。

第４図、第５図で記された時刻t₀には、トランジスタ31
5もバイアスがかかってその時の導通状態から、非導通
状態に遷移を始める。トランジスタ315がオフ状態へ移
り始めると、コレクタ・エミッタ間電圧はほぼの０の値
から増え始め、ダイオード355は順方向にバイアスがか
かり始め、導通し始める。それまで１次コイル209（第
２図）とパワートランジスタ315を流れていた電流は今
度は、パワートランジスタ315をバイパスして、ダイオ
ード355からキャパシタ356へ流れ込み始める。時刻t₀か
らt₁の間、第４図の波形420中の電流パルス422として表
わされているこの電流はキャパシタ356を一定の割合で
充電し、第４図の波形410中の線412で表わされる線形ラ
ンプ電圧上昇をキャパシタ356に起こす。この波形は時
刻t₁にDC入力電圧と等しくなるまで上昇し続ける。

時刻t₀とt₁の間キャパシタ356の抑止動作は、電流がパ
ワートランジスタスイッチ315ではなくキャパシタに流
れ込んでいる時に働き、その結果、好ましくないスイッ
チオフに伴うトランジスタのストレスを抑止する。磁化
インダクタンス307中の磁化電流及び電流源320の電流が
共にこの期間、基本的に一定であるため、電圧の上昇は
線形である。

時刻t₁には、ダイオード354と355は共にバイアスがかか
り、キャパシタ356にかかる電圧がサイン波状に増える
に従って導通し、入力電圧プラス出力電流と回路の特性
インピーダンスで決まる値に到達するまで増加する。

時刻t₁とt₂の間、キャパシタ356に流れる電流は第４図
の波形420中減少曲線423のように減少し始め、キャパシ
タは基本的に、漏れインダクタンス309a、311a、と312a
と共に、1/4周期の間発振する。最後に、時刻t₂では漏
れインダクタンス311aの電流は０になり、整流ダイオー
ド313は非導通状態となる。

時刻t₂からt₄においては、キャパシタ356は磁化インダ
クタンス307と共に発振する。漏れインダクタンスは、
この期間、回路動作にはほとんど影響を及ぼさない。キ
ャパシタ356にかかっている電圧はサイン波415の通りで
流れる電流はコサイン波425の通りである。

電圧は時刻t₃でピーク値414で共振し、その時、漏れイ
ンダクタンス311aの電流は０になる。

時刻t₂からt₄の間では、キャパシタ356での電流は、基
本的に磁化インダクタンス307に流れる磁化電流と等し
い。整流ダイオード314は、トランスの電圧の極性が反
転しないようにクランプする。

時刻t₄になると、第５図の波形550の電流ステップ553で
示される様に、整流ダイオード314は導通し始める。フ
ライバックダイオード313も、t₄からt₅の期間、波形560
のレベル563で示される様に導通し続ける。時刻t₄で
は、キャパシタ356は発振が止まり、電流は主に、イン
ダクタンス307、311a、ダイオード314と313の間で流れ
る。キャパシタ356中を流れる電流は、波形420中のレベ
ル426と示される様に０で、その電圧はt₄とt₅の間で波
形410中のレベル416に示される様に、DC入力電圧に等し
い。

時刻t₅まで電流は流れ、この時点で、パワートランジス
タスイッチ315は再びオンになり、入力電圧は波形530中
のレベル535に示される様に、１次コイルに印加され、
キャパシタ中の電流は波形420中の負電流パルス427であ
り、これはキャパシタ356の電圧を波形410中の０レベル
417に到達する様減衰させる。電流パルス427は半周期の
共振パルスで、この共振はキャパシタ356と漏れインダ
クタンス309a、311a、と312aとによるものである。

出力電流が大きい時は、ダイオード354は電流パルス427
が負に共振するのを防止する。これはインダクタンス30
9aと312a及びダイオード355の間の電流によるロスを防
止する。

出力電流が小さい時は、漏れインダクタンス312aの電流
は正になり、この時、キャパシタ356にかかる電圧は負
に発振し、ダイオード355が導通する。この場合、ダイ
オード354は、インダクタンス309aと、312a及びダイオ
ード355と354に電流が流れるのを防げない。従って、低
電流では、ダイオードは短絡しても、ほとんど回路に悪
影響はない。電流パルス427の電流路は、キャパシタ356
からダイオード354、インダクタンス309aと312aそして
パワースイッチ315である。この電流は、キャパシタを
零電圧にリセットし、パワートランジスタスイッチの次
のターンオフの際にターンオフスナバーとして機能でき
るようにする。

上述の共振電流はt₂からt₄間で流れ、コアのリセット機
能を果たす。磁化インダクタンス307中の電流の反転
は、単にトランスのコアのリセットのみならず、第７図
に示した様に、コア磁束の偏倚を逆極性にし、そのため
トランスのコアの磁束の偏倚に起因するヒステリシス曲
線707は、従来のリセット回路付の従来の順方向変換器
のヒステリシスループ703と比べ、グラフ701の原点700
に関し対称である。

スナバー／リセット回路の他の実施例は第６図に示され
ている。ここでは、回路配置は異なるが、動作としては
基本的に第２図の回路と全く同じになっている。第２図
の回路と異なる点は、キャパシタ656を正側入力端子601
に接続し、キャパシタ656を直接リセット巻線609に接続
し、パワースイッチ615の寄生インダクタンスとの共振
を防ぐためにダイオード641をキャパシタ656を介して入
力端子602に接続していることである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の別々にリセット回路とスナバー回路を
持つ変換器を示す図、 第２図は、本発明のを具体化した、スナバー／リセット
回路を含む変換器を示す模式図、第３図は、第２図と電
気的には等価だが、第２図に示した回路の動作を説明す
る為の図、 第４図と第５図は、第３図の回路の動作を説明するのに
都合の良い波形を示す図、 第６図は、本発明のスナバー／リセット回路を実現した
他の実施例を示す図、 第７図は、本発明の順方向変換器と従来の順方向変換器
を比較するのに便利なＢ−Ｈループを示す図である。 209……一次コイル 210……二次コイル 252……リセットコイル 254……ダイオード 255…… 〃 256……キャパシタ（電荷蓄積手段） 215……パワースイッチ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】一次巻線、二次巻線、リセット巻線を含み
   所定の磁化インダクタンスを有するトランスと、 入力端子と一次巻線との間に接続されたパワースイッチ
   と、 二次巻線と出力端子との間に接続された整流手段とフィ
   ルタ手段とからなり、この整流手段がパワースイッチと
   同時に導通状態または非導通状態になるコンバータ回路
   において、 荷重を蓄積するキャパシタと、 パワースイッチのターンオフ時に一次巻線の電流をパワ
   ースイッチからキャパシタに転流させるために一次巻線
   とキャパシタとを接続する第一のダイオードと、 パワースイッチが非導通状態であるときに、リセット巻
   線をキャパシタに接続する第二のダイオードとを有し、 前記キャパシタが、パワースイッチのオフ期間中に、前
   記トランスの磁化電流の向きを逆にするように磁化イン
   ダクタンスと半サイクルの共振をし、磁化電流の順方向
   の最大値と逆方向の最大値とが等しくなるような静電容
   量値をもつことを特徴とするコンバータ回路。
2. 【請求項２】第一のダイオードとキャパシタとが直列接
   続され、この直列回路がパワースイッチと分路接続され
   ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のコ
   ンバータ回路。
3. 【請求項３】リセット巻線がキャパシタに直接接続され
   ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のコ
   ンバータ回路。