JPH0753431Y2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置Info
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- JPH0753431Y2 JPH0753431Y2 JP11285489U JP11285489U JPH0753431Y2 JP H0753431 Y2 JPH0753431 Y2 JP H0753431Y2 JP 11285489 U JP11285489 U JP 11285489U JP 11285489 U JP11285489 U JP 11285489U JP H0753431 Y2 JPH0753431 Y2 JP H0753431Y2
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Description
【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この考案は、主回路電流が広範囲に変化する電力変換器
の制御装置に関する。
の制御装置に関する。
電流検出器は、入力電流が広範囲に変化する場合、大電
流時と小電流時とで、その検出精度が変化する。例え
ば、ホール素子を用いた電流検出器の場合、その定格は
ホール素子に流す電流の値と検知巻線の巻数（ターン
数）との積、アンペアターン（AT）で表わされるので、
大電流域を測定可能とするためにターン数を少なくすれ
ば、小電流域を測定した場合、検出精度が低下する。
流時と小電流時とで、その検出精度が変化する。例え
ば、ホール素子を用いた電流検出器の場合、その定格は
ホール素子に流す電流の値と検知巻線の巻数（ターン
数）との積、アンペアターン（AT）で表わされるので、
大電流域を測定可能とするためにターン数を少なくすれ
ば、小電流域を測定した場合、検出精度が低下する。
第３図は、自動車等に搭載されて車両衝突時の人命救助
に用いられるエアバッグユニットにおいて、エアバッグ
の動作タイミングを検知するための加速度センサの動作
確認試験を行うための加速度試験機における電力変換装
置を示したものてある。
に用いられるエアバッグユニットにおいて、エアバッグ
の動作タイミングを検知するための加速度センサの動作
確認試験を行うための加速度試験機における電力変換装
置を示したものてある。
第３図において、11は単相の交流電源、12は整流器、13
は電解コンデンサ、14は２つのアームを有する単相イン
バータであって、４個のパワートランジスタTR1、TR2、T
R3、TR4をブリッジ接続してなり、その交流出力端子Ａと
Ｂ間に可動子（アーマチュアコイル）１が挿入される。
Ｄはフライホイルダイードである。３は供試体である上
記加速度センサ、15は電流検出器DCCTである。
は電解コンデンサ、14は２つのアームを有する単相イン
バータであって、４個のパワートランジスタTR1、TR2、T
R3、TR4をブリッジ接続してなり、その交流出力端子Ａと
Ｂ間に可動子（アーマチュアコイル）１が挿入される。
Ｄはフライホイルダイードである。３は供試体である上
記加速度センサ、15は電流検出器DCCTである。
16は指令器、17はインバータの制御器であって、PWM信
号発生回路18、ベース駆動回路19を有し、ベース駆動回
路19はベース駆動信号をインバータ14のトランジスタT
R1〜TR4に供給する。20はPI積分回路、21は搬送波発生
回路、22は比較回路、23は絶縁増幅器である。界磁電源
装置24は可制御整流素子Shをブリッジ接続してなり、位
相制御される整流装置であって、ゲート制御器25からゲ
ート信号を供給され、固定子（フイールドコイル）２に
界磁電流を供給する。
号発生回路18、ベース駆動回路19を有し、ベース駆動回
路19はベース駆動信号をインバータ14のトランジスタT
R1〜TR4に供給する。20はPI積分回路、21は搬送波発生
回路、22は比較回路、23は絶縁増幅器である。界磁電源
装置24は可制御整流素子Shをブリッジ接続してなり、位
相制御される整流装置であって、ゲート制御器25からゲ
ート信号を供給され、固定子（フイールドコイル）２に
界磁電流を供給する。
指令器16はマイクロコンピュータCPUからなり、入力装
置（図示しない）を通して試験加速度ｇや他のパラメー
タを与えられて図示しないメモリに格納し、電流指令
（加速度指令Pgと制動指令Ps）を演算して、所定のサン
プリング間隔Tsで送出する。加速度指令Pgは第４図に示
したようなハーバーサイン波形を有する時間幅Ｔ＝10〜
20msの信号である。
置（図示しない）を通して試験加速度ｇや他のパラメー
タを与えられて図示しないメモリに格納し、電流指令
（加速度指令Pgと制動指令Ps）を演算して、所定のサン
プリング間隔Tsで送出する。加速度指令Pgは第４図に示
したようなハーバーサイン波形を有する時間幅Ｔ＝10〜
20msの信号である。
この構成において、指令器16が加速度指令Pgを送出する
と、PWM信号発生回路18はこの加速度指令とフイードバ
ック電流との偏差を入力するＰ積分回路20の出力を搬送
波（例えば搬送周波数6KHz）と比較してPWM信号を作成
する。ベース駆動回路19はこのPWM信号に基づきベース
駆動信号を発生してトランジスタTR1とTR4のベースに供
給する。これにより両トランジスタTR1とTR4が、同時
に、ON/OFFするスイッチング動作を開始して可動子１に
は包絡波形が加速度指令Pgの包絡波形に相似した駆動電
流（最大値例えば300アンペア）Iaが供給され、可動子
１は急速加速されて所定の衝突加速度ｇに達する。制動
時は、インバータ制御器17はトランジスタTR2とTR3にベ
ース駆動信号を送出し、両トランジスタTR2とTR3が同時
にON/OFFするスイッチング動作を開始する。これによ
り、可動子５には、駆動電流Iaとは逆極性の制動電流Is
が流れ、可動子１は制動停止することになる。
と、PWM信号発生回路18はこの加速度指令とフイードバ
ック電流との偏差を入力するＰ積分回路20の出力を搬送
波（例えば搬送周波数6KHz）と比較してPWM信号を作成
する。ベース駆動回路19はこのPWM信号に基づきベース
駆動信号を発生してトランジスタTR1とTR4のベースに供
給する。これにより両トランジスタTR1とTR4が、同時
に、ON/OFFするスイッチング動作を開始して可動子１に
は包絡波形が加速度指令Pgの包絡波形に相似した駆動電
流（最大値例えば300アンペア）Iaが供給され、可動子
１は急速加速されて所定の衝突加速度ｇに達する。制動
時は、インバータ制御器17はトランジスタTR2とTR3にベ
ース駆動信号を送出し、両トランジスタTR2とTR3が同時
にON/OFFするスイッチング動作を開始する。これによ
り、可動子５には、駆動電流Iaとは逆極性の制動電流Is
が流れ、可動子１は制動停止することになる。
このように出力電流が広範囲に変化する電力変換器の電
流フイードバック制御を行う場合、その電流検出に検出
範囲の大きい１台の電流検出器を用いたのでは、前記し
たように、小電流時の検出精度が低下し、電力変換装器
の制御精度が低下するので、これを防止するため、本出
願人は、第５図に示す如く、１台の電流検出器DCCT26に
２系統のターン数の異なる出力線26A、26Bを貫通させ、
両系統を負荷領域に応じて、コンタクタ27で切換える方
式を先に提案した（特願平1-33155号）。
流フイードバック制御を行う場合、その電流検出に検出
範囲の大きい１台の電流検出器を用いたのでは、前記し
たように、小電流時の検出精度が低下し、電力変換装器
の制御精度が低下するので、これを防止するため、本出
願人は、第５図に示す如く、１台の電流検出器DCCT26に
２系統のターン数の異なる出力線26A、26Bを貫通させ、
両系統を負荷領域に応じて、コンタクタ27で切換える方
式を先に提案した（特願平1-33155号）。
しかし、この方式は、コンタクタ27を使用するために切
換頻度が高くなる用途には不向きであり、また、切換時
間が、例えば100msecと大きいので、上記電力変換器の
出力電流のように高速にレベル変化し、制御の即応性が
要求される用途には適用できないという問題があった。
換頻度が高くなる用途には不向きであり、また、切換時
間が、例えば100msecと大きいので、上記電力変換器の
出力電流のように高速にレベル変化し、制御の即応性が
要求される用途には適用できないという問題があった。
この考案は上記問題を解消するためになされたもので、
フイードバックする電流が広域に、かつ高速に変化する
場合にも、電流検出器の検出精度に起因する制御精度の
変動を防止し、広い電流領域において、安定した高精度
の制御を行うことができる電力変換器の制御装置を提供
することを目的とする。
フイードバックする電流が広域に、かつ高速に変化する
場合にも、電流検出器の検出精度に起因する制御精度の
変動を防止し、広い電流領域において、安定した高精度
の制御を行うことができる電力変換器の制御装置を提供
することを目的とする。
この発明は上記目的を達成するため、電力変換器の主回
路電流を電流検出器で検出してフイードバックする電力
変換器の制御装置において、電流定格を異にする他の電
流検出器を設け、電力変換器の主回路には、所定の負荷
電流領域で駆動されて上記他の電流検出器を通し主回路
電流を送出する付加アームを設け、負荷電流領域に応じ
て主回路の所定のアームと電流帰還ゲインを選択する構
成としたもので、請求項２では、各電流検出器の出力を
フイードバックされる制御系を有し、負荷電流領域に応
じて対応する制御系の出力を選択する構成とし、請求項
３は、所定の負荷電流領域では、全電流検出器と対応す
るアームが選択され、他の負荷電流領域では付加アーム
と対応する電流検出器が非選択とされる構成としたもの
である。
路電流を電流検出器で検出してフイードバックする電力
変換器の制御装置において、電流定格を異にする他の電
流検出器を設け、電力変換器の主回路には、所定の負荷
電流領域で駆動されて上記他の電流検出器を通し主回路
電流を送出する付加アームを設け、負荷電流領域に応じ
て主回路の所定のアームと電流帰還ゲインを選択する構
成としたもので、請求項２では、各電流検出器の出力を
フイードバックされる制御系を有し、負荷電流領域に応
じて対応する制御系の出力を選択する構成とし、請求項
３は、所定の負荷電流領域では、全電流検出器と対応す
るアームが選択され、他の負荷電流領域では付加アーム
と対応する電流検出器が非選択とされる構成としたもの
である。
この考案では、少なくとも１台の電流検出器を追加して
あり、検出範囲の大きい電流検出器の検出精度が低下す
る電流領域では、検出範囲の小さい電流検出器が選択さ
れて電流帰還ゲインが高くなるので、フイードバック電
流の検出精度の低下は防止される。そして、上記追加し
た電流検出器は主回路の付加アームの出力を検出する構
成としてあるので、各電流検出器の電流定格は互いに独
立して選択することができる。
あり、検出範囲の大きい電流検出器の検出精度が低下す
る電流領域では、検出範囲の小さい電流検出器が選択さ
れて電流帰還ゲインが高くなるので、フイードバック電
流の検出精度の低下は防止される。そして、上記追加し
た電流検出器は主回路の付加アームの出力を検出する構
成としてあるので、各電流検出器の電流定格は互いに独
立して選択することができる。
以下、この考案の１実施例を図面を参照して説明する。
第１図において、インバータ14は、トランジスタTR1とT
R4からなる第１のアームとトランジスタTR2とTR3からな
る第２のアームに加え、トランジスタTR5とTR6からなる
第３のアーム（付加アーム）を有しており、両トランジ
スタTR5、TR6の接続点（出力端子）Ｃと負荷である可動
子１との間にリアクトル35を介して電流検出器（DCCT）
15Aが挿入されている。電流検出器15Aは、電流検出器15
と同様、ホール素子を用いた電流検出器であり、その電
流定格AT2は、電流検出器15の電流定格AT1より小さい。
R4からなる第１のアームとトランジスタTR2とTR3からな
る第２のアームに加え、トランジスタTR5とTR6からなる
第３のアーム（付加アーム）を有しており、両トランジ
スタTR5、TR6の接続点（出力端子）Ｃと負荷である可動
子１との間にリアクトル35を介して電流検出器（DCCT）
15Aが挿入されている。電流検出器15Aは、電流検出器15
と同様、ホール素子を用いた電流検出器であり、その電
流定格AT2は、電流検出器15の電流定格AT1より小さい。
18は第１のPWM信号発生回路であって、電流検出器15が
送出するフイードバック電流Ifと指令器16からの出力と
の偏差を入力される。18Aは第２のPWM信号発生回路であ
って、電流検出器15Aが送出するフイードバック電流IfA
と指令器16からの出力との偏差を入力される。30は切換
ロジックであって、判定回路31が送出する切換信号Ｓを
入力され、切換信号ＳがレベルＨである場合には第１の
PWM信号発生回路18が送出するPWM信号をベース駆動回路
19に送出し、レベルＬである場合には、第２のPWM信号
発生回路18Aが送出するPWM信号をベース駆動回路19Aに
送出する。判定回路31はインバータ14の出力電流Iaを検
出する電流検出器32の出力を取り込んで、その値が設定
値IKより大きい場合にはレベルＨの切換信号Ｓを、小さ
い場合にはレベルＬの切換信号Ｓを送出する。
送出するフイードバック電流Ifと指令器16からの出力と
の偏差を入力される。18Aは第２のPWM信号発生回路であ
って、電流検出器15Aが送出するフイードバック電流IfA
と指令器16からの出力との偏差を入力される。30は切換
ロジックであって、判定回路31が送出する切換信号Ｓを
入力され、切換信号ＳがレベルＨである場合には第１の
PWM信号発生回路18が送出するPWM信号をベース駆動回路
19に送出し、レベルＬである場合には、第２のPWM信号
発生回路18Aが送出するPWM信号をベース駆動回路19Aに
送出する。判定回路31はインバータ14の出力電流Iaを検
出する電流検出器32の出力を取り込んで、その値が設定
値IKより大きい場合にはレベルＨの切換信号Ｓを、小さ
い場合にはレベルＬの切換信号Ｓを送出する。
この構成においては、インバータ出力電流Iaが絶対値に
おいて、Ia＞IKである大電流域にあると、レベルＨの切
換信号Ｓが切換ロジック30に入力されるので、PWM信号
発生回路18が送出するPWM信号がベース駆動回路19に供
給され、ベース駆動回路19は、加速度指令時、トランジ
スタTR1、TR4に、制動指令時、トランジスタTR2、TR3にベ
ース電流を供給する。即ち、この時、インバータ14の第
３のアームは休止している。また、絶対値においてIa＞
IKである小電流域になると、レベルＬの切換信号Ｓが切
換ロジック30に入力されるので、PWM信号発生回路18Aが
送出するPWM信号がベース駆動回路19Aに供給され、ベー
ス駆動回路19Aは、加速度指令時、トランジスタTR1、TR6
に、制動指令時、トランジスタTR2、TR5にベース電流を
供給する。この時、インバータ14の第２のアームは休止
している。
おいて、Ia＞IKである大電流域にあると、レベルＨの切
換信号Ｓが切換ロジック30に入力されるので、PWM信号
発生回路18が送出するPWM信号がベース駆動回路19に供
給され、ベース駆動回路19は、加速度指令時、トランジ
スタTR1、TR4に、制動指令時、トランジスタTR2、TR3にベ
ース電流を供給する。即ち、この時、インバータ14の第
３のアームは休止している。また、絶対値においてIa＞
IKである小電流域になると、レベルＬの切換信号Ｓが切
換ロジック30に入力されるので、PWM信号発生回路18Aが
送出するPWM信号がベース駆動回路19Aに供給され、ベー
ス駆動回路19Aは、加速度指令時、トランジスタTR1、TR6
に、制動指令時、トランジスタTR2、TR5にベース電流を
供給する。この時、インバータ14の第２のアームは休止
している。
このように、本実施例では、２系統のフイードバック制
御系を設けて、一方は、検出範囲の大きい電流検出器15
を通して電流フイードバックを行い、他方は検出範囲の
小さい電流検出器15Aを通して電流フイードバックを行
い、インバータ出力電流Iaの大きさにより両系統を切換
えると同時にインバータ14のアーム構成を切換え、検出
範囲の大きい電流検出器15だけでは検出精度が低下する
小電流領域での電流検出は電流検出器15Aに分担させる
から、小電流領域における電流帰還ゲインを従来に比し
高め、検出精度の低下を防止することができる。
御系を設けて、一方は、検出範囲の大きい電流検出器15
を通して電流フイードバックを行い、他方は検出範囲の
小さい電流検出器15Aを通して電流フイードバックを行
い、インバータ出力電流Iaの大きさにより両系統を切換
えると同時にインバータ14のアーム構成を切換え、検出
範囲の大きい電流検出器15だけでは検出精度が低下する
小電流領域での電流検出は電流検出器15Aに分担させる
から、小電流領域における電流帰還ゲインを従来に比し
高め、検出精度の低下を防止することができる。
また、本実施例では、電流検出器15と15Aに流れるイン
バータ出力電流Iaの大きさが異なるので、両電流検出器
15と15Aの電流定格を互いに独立して選択することがで
きる。
バータ出力電流Iaの大きさが異なるので、両電流検出器
15と15Aの電流定格を互いに独立して選択することがで
きる。
また、この実施例では、PWM信号を切換えるが、制御信
号レベルの切換えであるから、高速・高頻度切換えが可
能である。
号レベルの切換えであるから、高速・高頻度切換えが可
能である。
なお、リアクトル35は小電流時のリップルによる検出精
度の低下を防止するために設けてあり、このリアクトル
35は、インバータ14の回生運転時に電流が第３のアーム
に分流するのを防止する効果も有している。
度の低下を防止するために設けてあり、このリアクトル
35は、インバータ14の回生運転時に電流が第３のアーム
に分流するのを防止する効果も有している。
第２図はこの考案の他の実施例を示したもので、絶対値
において、IA＜IKである場合は、インバータ14の全アー
ムが駆動して、加速度指令時、第１のアームのトランジ
スタTR1、第２のアームのトランジスタTR4、第３のアー
ムのトランジスタTR6を駆動し、制動指令時、第１のア
ームのトランジスタTR2、第２のアームのトランジスタT
R3、第３のアームのトランジスタTR5を駆動する。そし
て両電流検出器の出力IfとIfAを加算器33で加算した値
をフイードバック電流値としてフイードバック制御を行
い、Ia＞IKの範囲では、スイッチ34を閉路して、電流検
出器15の出力Ifだけをフイードバック電流値としてフイ
ードバック制御を行う構成となっている。
において、IA＜IKである場合は、インバータ14の全アー
ムが駆動して、加速度指令時、第１のアームのトランジ
スタTR1、第２のアームのトランジスタTR4、第３のアー
ムのトランジスタTR6を駆動し、制動指令時、第１のア
ームのトランジスタTR2、第２のアームのトランジスタT
R3、第３のアームのトランジスタTR5を駆動する。そし
て両電流検出器の出力IfとIfAを加算器33で加算した値
をフイードバック電流値としてフイードバック制御を行
い、Ia＞IKの範囲では、スイッチ34を閉路して、電流検
出器15の出力Ifだけをフイードバック電流値としてフイ
ードバック制御を行う構成となっている。
この実施例では、大電流域においては検出範囲の大きい
電流検出器15が選択されるが、小電流域においては電流
検出器15、15Aの両者が選択されるので、前記実施例の
場合と同様に、小電流領域における検出精度を、従来に
比し、高めることができる。
電流検出器15が選択されるが、小電流域においては電流
検出器15、15Aの両者が選択されるので、前記実施例の
場合と同様に、小電流領域における検出精度を、従来に
比し、高めることができる。
この実施例におけるスイッチ34も信号レベルの切換えで
あるから、高速・高頻度切換えが可能である。
あるから、高速・高頻度切換えが可能である。
なお、上記各実施例では、１つの付加アーム（上記第３
のアーム）と対応する１つの電流検出器を設けている
が、付加アームを複数とし、それぞれに対応する電流検
出器（電流定格は異なる）を設けるようにすれば検出精
度を、より一定に、より高精度にすることができる。
のアーム）と対応する１つの電流検出器を設けている
が、付加アームを複数とし、それぞれに対応する電流検
出器（電流定格は異なる）を設けるようにすれば検出精
度を、より一定に、より高精度にすることができる。
また、上記各実施例における電流検出器はホール素子を
用いたものであるが、本考案はこの種の電流検出器に限
定するものではない。
用いたものであるが、本考案はこの種の電流検出器に限
定するものではない。
また、上記各実施例では、電流検出器15、15Aを自動切
換えしているが、手動切換えしてもよいことは勿論であ
る。
換えしているが、手動切換えしてもよいことは勿論であ
る。
また、上記各実施例は、加速度試験機用電力変換器に本
考案の適用した例であるが、本考案は他の用途、他の方
式の電力変換器に実施して同様の効果を得ることができ
る。
考案の適用した例であるが、本考案は他の用途、他の方
式の電力変換器に実施して同様の効果を得ることができ
る。
この考案は以上説明した通り、少なくとも２台の電流検
出器を設けて、一方の電流検出器の検出精度が低下する
電流領域では、他方の電流検出器を選択して帰還ゲイン
を高める構成としたことにより、全電流領域に亘って、
所望の検出精度を得ることができるので、従来に比し、
より広い電流領域に亘って、安定した高精度の電流フイ
ードバック制御を行うことが可能となる。しかも、両電
流検出器は主回路の異なるアームの電流を検出するの
で、その電流定格を互いに独立して決めることができる
簡便性を有している。
出器を設けて、一方の電流検出器の検出精度が低下する
電流領域では、他方の電流検出器を選択して帰還ゲイン
を高める構成としたことにより、全電流領域に亘って、
所望の検出精度を得ることができるので、従来に比し、
より広い電流領域に亘って、安定した高精度の電流フイ
ードバック制御を行うことが可能となる。しかも、両電
流検出器は主回路の異なるアームの電流を検出するの
で、その電流定格を互いに独立して決めることができる
簡便性を有している。
第１図はこの考案を実施例を示す回路図、第２図はこの
考案の他の実施例を示す回路図、第３図は電力変換装置
の１例を示す回路図、第４図はインバータ出力電流の１
例を示す図、第５図は従来の電流検出手段を示す回路図
である。 １……可動子、２……固定子、14……インバータ、15、
15A……電流検出器、17……インバータ制御器、18、18A
……PWM信号発生回路、19、19A……ベース駆動回路、30
……切換ロジック、31……判定回路、32……電流検出
器、34……スイッチ、35……リアクトル。
考案の他の実施例を示す回路図、第３図は電力変換装置
の１例を示す回路図、第４図はインバータ出力電流の１
例を示す図、第５図は従来の電流検出手段を示す回路図
である。 １……可動子、２……固定子、14……インバータ、15、
15A……電流検出器、17……インバータ制御器、18、18A
……PWM信号発生回路、19、19A……ベース駆動回路、30
……切換ロジック、31……判定回路、32……電流検出
器、34……スイッチ、35……リアクトル。
Claims (3)
- 【請求項１】電流検出器を通して検出した主回路電流を
フイードバックして電流フイードバック制御を行う電力
変換器の制御装置において、上記電力変換器の主回路電
流を検出してフイードバックする電流検出手段が上記電
流検出器とは電流定格を異にする少なくとも１台の他の
電流検出器を有し、上記電力変換器の主回路が、所定の
負荷電流領域で駆動されて上記他の電流検出器に主回路
電流を送出する少なくとも１つの付加アームを有し、負
荷電流領域に応じて上記主回路の所定のアームと電流帰
還ゲインが選択されることを特徴とする電力変換器の制
御装置。 - 【請求項２】各電流検出器の出力をフイードバックされ
る制御系を有し、負荷電流領域に応じて対応する制御系
の出力が選択されることを特徴とする請求項１記載の電
力変換器の制御装置。 - 【請求項３】所定の負荷電流領域では、全電流検出器と
これに対応するアームが選択され、他の負荷電流領域で
は付加アームと対応する電流検出器が非選択とされるこ
とを特徴とする請求項１記載の電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11285489U JPH0753431Y2 (ja) | 1989-09-28 | 1989-09-28 | 電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11285489U JPH0753431Y2 (ja) | 1989-09-28 | 1989-09-28 | 電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0354387U JPH0354387U (ja) | 1991-05-27 |
| JPH0753431Y2 true JPH0753431Y2 (ja) | 1995-12-06 |
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1989
- 1989-09-28 JP JP11285489U patent/JPH0753431Y2/ja not_active Expired - Fee Related
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