JPH07504041A - 領域監視方法および該方法を実施する装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 領域監視方法および該方法を実施する装置本発明は、請求項１の上位概念に記載 の周波数変調形持続波レーダによる領域監視方法ならびに請求項１０の上位概念 に記載の該方法を実施する装置に関する。

本発明は殊に、搭載レーダとしてたとえば飛行機のような航空機に適しており、 これによって航空機はたとえば霧のような不利な視界条件であっても安全に着陸 することができる（ｌｏｖ　ｖｉｓｉｂｉｌＮ７　ａｉ＋ｃ＋ｓｌｌ　ｆｉｎｄ ｉｎｇ”）。しかも、視界条件が不利であるときに滑走過程中、航空機の前に位 置する滑走路（誘導路）を監視することができる。

この種の搭載レーダは、たとえば５ｋｍ以下のように僅かな到達距離と、たとえ ば距離方向において１ｍ〜３ｍであり方位方向において０．１６〜０．５’であ るような著しく良好な分解能とを必要とする。このような適用事例には、いわゆ るパルスレーダを用いることが知られている。このレーダはたとえば次のような 欠点を有するニ ー到達距離と距離分解能との高い比率が要求されることから小さないわゆる衝撃 係数（オン／オフ比）を得るためには、たとえばマグネトロンのような送信管を 使用する必要がある。これはそれ自体公知の欠点を有しており、たとえば耐用年 数が短いことや（高電圧を発生させなければならないことから）保守コストが高 いという欠点を有する。

−（送信）アンテナ利得が高いことに伴い高い（送信）ピーク出力が必要とされ ることで、殊に目に関して健康を損なわせるおそれがある。それ故この種のパル スレーダは殊に、滑走路の監視および／または空港のエプロンの監視には不適で ある； −いわゆる高いパルス繰返数またはパルス圧縮動作モードでのパルスレーダの利 用は、不利なことに著しくコストがかかり、したがって経済的ではない；−１つ の航空機において多数のパルスレーダを必要とする場合、不利なことにそれらの レーダ間で障害が生じる。このような障害は、いわゆるＥ　Ｍ　Ｖ　（ＥＩｅｋ ｌ＋ｏ−ｍ５（ｎｅｌｉｓｅｈｅ　ＶｅＮｒｓｅｇｌｉｃｈｋｅ目、電気的磁気 的協調性）に関して高いコストをかけることによってしか回避できない。

したがって本発明の課題は、請求項１の上位概念に記載の方法において、安価に かつ信頼性をもって地上の交通路たとえば着陸用滑走路および／または誘導路の 監視を可能にすることにある。さらに本発明は、この方法を実施するための装置 を提供することにある。

これらの課題は、請求項１および１０の特徴部分に記載の構成により解決される 。従属請求項には有利な実施形態が示されている。

本発明の第１の利点は、周波数変調形持続波レーダー以下ではＦＭ−ＣＷレーダ とも称する−が用いられることにある。この種のＦＭ−ＣＷレーダは、送信出力 を発生させるために僅かな電圧−たとえば１２Ｖ−しか必要とせず、したがって 低コストで信頼性のある電子素子−たとえば半導体回路−を用いることができる 。

本発明の第２の利点は、送信アンテナに対しても受信アンテナに対しても−これ らのアンテナはやはり複数の個別アンテナにより構成できる一周波数制御形アン テナが用いられることにある。この場合、指向性ダイアグラムの主方向は送信信 号ないし受信信号の周波数に依存しており、したがって有利には、ビーム旋回の ために機械的な旋回および／または一般にコストのかかる位相調整回路が不要と なる。

さらに第３の利点は、種々異なる動作モードへの著しく迅速な切り換えが可能に なることであって、たとえば種々異なる到達距離および／または種々異なる方位 方向の走査範囲への迅速な切り換えが可能となる。

さらに別の利点は以下の説明に示されている。

次に、略示された図面を参照して実施例に基づき本発明の詳細な説明する。

第１図〜第７図には、本発明を説明するための略示されたダイアグラムならびに ブロック図が示されている。

以下に記載された実施例は搭載レーダに関するものであり、つまり可動形レーダ 設備に関するものであって、これはとりわけ有利には航空機における着陸および ／または滑走の支援として使用できる。ＦＭ−ＣＷレーダとして設計されている この種の搭載レーダはたとえば航空機の機首に配置されており、その際、送／受 慣アンテナは、航空機平面の変化を補償できるように航空機と機械的に接続され ている。所属の指向性ダイアグラムにおける主方向の方位方向の旋回範囲は実質 的に航空機平面内にあって、この平面は航空機の長手軸と翼面を通る軸（ピッチ 軸）とにより規定されている。殊に着陸進入中に地上および／または着陸用滑走 路を監視できるように、旋回範囲を航空機平面に対して傾斜させるのが好適であ る。

この種のＦＭ−ＣＷレーダはたとえば３５　Ｇ　Ｈｚ範囲で、たとえば３２ＧＨ ｚ〜３７　Ｇ　Ｈｚまでの周波数範囲で作動する。送信アンテナからは約０．５ Ｗの最大出力電力が送信される。周波数制御形送信アンテナはたとえば、（航空 機平面内で長手軸に対し垂直に）約１．２ｍの長さと（これに対し垂直に）約０ ．１５ｍの高さを有しており、このアンテナは約４２ｄＢのアンテナ利得を有し 、動作条件に依存し航空機平面に対し垂直および／または平行な偏波あるいは円 偏波を有する。高度方向におけるローブ幅は約４″になる。

このようなＦＭ−ＣＷレーダを用いることにより、航空機の長手軸に関して約± １５＠の範囲を方位方向で走査することができる。この範囲は、０．３″よりも 小さい方位角分解能において方位方向で約３０Ｈｚの走査レート（スキャンレー ト）で走査可能である。この場合、距離方向では約６ｋｍの到達距離において約 ３ｍの分解能が得られる。このような値は、アンテナを機械的に旋回させること によって経済的に有利とはいえないコストをかけてどうにか達成できるものであ る。

したがってこの周波数制御形送信アンテナにおいて航空機の長手方向に関して、 ±１５″である上述の方位方向範囲内で各方位方向に１つの送信周波数が割り当 てられている。それ故この範囲内の送信指向性ダイアダラムにおける主方向の方 位旋回を電子制御するためには、周波数変調された送信信号が必要とされる。

この場合、有利には直線変調が用いられ、これはたとえば３２ＧＨｚ〜３７ＧＨ ｚの既述の周波数範囲内で直線的に上昇するかまたは直線的に減少するようにし て行われる。上記の周波数範囲は３０６の全角度を含む方位範囲（全旋回範囲） に相応する。距離分解能δＲ＝ｃ／（２・Δｆ）に対して−この場合Ｃは光速度 を表す一周波数偏移が必要であり、これは所望の距離分解能に依存する。たとえ ば周波数偏移Δｆ＝１００ＭＨｚは距離分解能δＲ＝１．５ｍに相応する。変調 周期ならびにこれに相応するコヒーレントな積分時間ｔ　ＴＯＴは、所望の目標 照射時間（Ｔｉｍｅ　ｏｎ　Ｔｓ＋ｇｅｔ）に依存する。この場合、たとえばｔ １６ｒ　＝　２７５　ｐ　ｓが選定される。つまり旋回範囲において、方位角分 解能により定まる方位方向の増分量は積分時間ｔＴｏＴに相応する。この範囲内 ですべての増分量を同じ大きさに選定するのが有利である。さらに、監視すべき 地域（着陸用滑走路または誘導路）を時間的に連続的に（レーダで）監視するた めに、方位（全角度）範囲を一定の方位角速度で走査するのが有利である。直線 的に変化するーたとえば直線的に上昇する一全領域にわたる送信周波数がこれに 相応する。第１図には、時間に依存するこのような送信周波数の経過特性が示さ れている。この場合、（全）周波数偏差ΔＦはたとえば３０°の方位方向（全角 度）範囲に相応する。この周波数偏差ΔＦはたとえば約３３　ｍ　ｓのような期 間、継続することになり、これは（走査）繰返レート（この場合にはたとえば３ ０　Ｈｚ　）に相応する。つまり方位方向（全角度）範囲は、方位方向で隣り合 う（角度）増分単位に分割される。各増分単位には、時間領域において積分時間 ｔ□。７を有するきちんと定められた１つの時間インターバル（時間長）が属す る。

この範囲の方位方向の走査、ならびに以下で詳細に説明する方位（角度）増分単 位におけるコヒーレントな評価は、種々異なるやり方で可能である。たとえば、 常に１つの走査を１つの方位方向で行うことができる。

この場合、送信周波数の経過特性は、多数の走査周期に関してみれば、のこぎり 波状である（たとえば常に左からの走査については上昇するランプ特性であり、 常に右から走査については下降するランプ特性である）。しかし、時間的に隣り 合う走査を両方向で行うことも可能である。この場合、送信周波数の経過特性は 、多数の走査周期に関してみれば、三角波状である。

しかし有利には、これとは異なる走査を行うことも可能である。たとえば目標が 識別されている方位方向の増分単位を、時間的に順次連続して何度も（たとえば ３回）走査することができる。この場合、目標をたとえば正確に識別分類できる ように、目標照射時間（Ｔｉｍｅ　ｏｎ　Ｔａｒｇｅｔ）が高められる。このよ うな走査の場合、走査すべき範囲に関して第４図のようにたとえば階段状の送信 周波数の経過特性が生じる。

目標で反射した送信信号の成分は有利には、送信アンテナとは機械的に独立した 受信アンテナにより受信される。この受信アンテナはたとえば、前述の送信アン テナと同じように構成されている。機械的に独立したこのアンテナにより、送信 信号と受信信号との間でＦＭ−ＣＷレーダにおいて必要とされるたとえば少なく とも４０ｄＢの電気的な分離を行うことができる。

送信アンテナと受信アンテナを方位方向においてたとえば０．３°のような僅か な角度量だけずらして配置すると有利である。この場合、いわゆるスキューアン テナないしスキューアンテナ（ｓｃｈｉｅｌｅｎｄｅ　Ａｎｌｅｎｎｅｎ）が形 成される。これにより第２ａ図に示されているように、それぞれ幅の広いたとえ ば０．４’のアンテナローブ（指向性ダイアダラム）であるにもかかわらず、た とえば０．２５’の著しく僅かな角度分解能が得られるようになる。このような アンテナの配置構成の場合、許容できる信号損失しか発生しないが、複数の個別 受信アンテナにより構成された受信アンテナを必要に応じて用いることにより、 信号損失を低減することができる。

第２ｂ図には、１つの送信アンテナと２つの個別受信アンテナに関する第２ａ図 に対応する特性が示されている。この形式の（送／受信）アンテナのためにたと えば、直線状の導波管で給電を行うスロットアンテナを用いることができる。

第１図には、そこに図示されている送信周波数経過特性に付随するこのような受 信アンテナの受信周波数経過特性が示されている。送信周波数経過特性と受信周 波数経過特性との間には周波数のずれが生じており、これを距離周波数とも称す る。付随する時間的なずれはτで示されている。

第３図には、この種のＦＭ−ＣＷレーダの実例としてのブロック図が示されてい る。この場合、発振器Ｏ８において、たとえば第１図による送信周波数経過特性 に相応する周波数変調された信号が生成される。この信号はカブラＫＯを介して 送信増幅器（送信機）へ到達し、そこにおいて増幅され、次に送信アンテナから 送信される。反射した信号成分は受信アンテナにより受信され、ローノイズ増幅 器Ｌ　Ｎ　Ａ　（Ｌｏｖ　Ｎｏ１ｓｅΔ請ｐｌｉｌｉｅ＋　）において増幅され 、次にホモダイン受信機により評価される。この目的で、増幅された受信信号は まず始めにミクサＭにおいて、カプラＫＯを介して出力結合された送信信号とと もにいわゆるベースバンドへ混合され、（送信機に近い周波数を抑圧しいわゆる アライアリングを回避するために）帯域通過フィルタＢＰを介してアナログ／デ ィジタル変換器Ａ／Ｄへ供給される。つまり、アナログ／ディジタル変換器の入 力側にはアナログビデオ信号が加わる。

アナログ／ディジタル変換器の変換レートは要求される到達距離、距離分解能、 ならびに目標照射時間に依存する。発生する最大周波数ｆ１．１は式、Ｌ、、＝ 　Ｒ，、、／　（δＲ−ｔ７゜Ｔ）によりめられる。

したがってたとえば、最大到達距離Ｒ，，，，＝６ｋｍ、距離分解能δＲ＝３ｍ 、およびｔｔｏｖ＝２７５μｓである場合、最大周波数ｆ、、、＝７．３ＭＨｚ であるやこの場合、Ａ／Ｄ変換のサンプリングレートはｆ、≧２１．．に選定で きる。

Ａ／Ｄ変換器での処理後、距離分解能のためにＦＦＴ（高速フーリエ変換）が行 われる。分解能が３ｍで到達距離が６ｋｍの場合、約２０００の距離ゲートが生 じ、２０４８　（２”）が選定される。入力値は実数であるので、２０４８のポ イントのＦＦＴを実施するために、まえもってＩ／Ｑ準備処理を行う必要がある （ｆ、／４のシフト）。

ＦＦＴ処理後、信号プロセッサ（ＳＰ）において距離ビンないしインジケータ（ Ｒｓｎｇｅｋｉｎ）の値が形成され、距離補正（Ｒ’）およびそれ自体公知の速 度補正（ＦＭ−ＣＷレーダにおける距離と速度の結合）が行われる。

信号プロセッサ（ＳＰ）での処理後に生じる信号は、たとえば信号プロセッサに 接続されたディスプレイ（表示スクリーン）により評価される。

上述の方法は、たとえば搭載レーダに対してＦＭ−ＣＷ方式および周波数制御形 走査（Ｆ＋ｅｑｕｅｎｃ７−５ｃａｎｎｉｎｇ）を適用することにより以下の利 点を有するニー送信信号として個々の周波数ランプ特性を用いること、ならびに 機械的なアンテナ制御を行わないことにより、所属の制御電子回路が著しく簡単 になる。

一連続的なビーム旋回による電気的な損失は、段階的な旋回の場合よりも僅かで ある。

一電子的なビーム旋回により、要求されている到達距離ならびに±１５６の幅の 広い走査角度にもかかわらず、３０　Ｈｚまでの高い更新レート（Ｕｐｄｌｌｅ ｒｍｌｅ）が得られる。

−（送信）ピーク出力は僅かであり（ＣＷ倍信号、その結果、パルスレーダに比 べて誘導路での作動の際の人間への危険性は無視できる。

一周波数走査方式によってもせいぜいのところ、同じ飛行場における複数の３５ ＧＨｚレーダの干渉による無視できる程度の相互間の障害が生じるだけである。

−殊に、半導体を徹底して利用すること、ならびに機械的な走査運動を行わない ことにより、技術的な信頼性（ＭＴＢＦ）は著しく高い。したがって保守業務は 著しく簡単でありコストが安い。

−構成はモジュール式であり、このため低コストで既存の気象レーダシステムに 統合させることができる。

種々異なるプラットフォームを利用すれば、３５ＧＨｚのプラットフォームを僅 かなコストで安定化させることができる。

−ＦＭ−ＣＷレーダを気象レーダ（パルス装置）と統合する場合、相互間の影響 は最小であり、したがって障害を及ぼさない。

−このシステムは完全にコヒーレントであり、したがって信号処理領域における 機能拡張たとえば気象状況分析のためのドツプラー処理が可能である。

−悪天候識別の目的で到達距離を広げることは、いっそう長い積分時間ならびに 合成により低コストで達成できる。送信出力を高めるのも問題ない。

既述の周波数偏移Δｆにより、方位方向での増分においてそれ自体で指向性ダイ アダラムの主方向のずれが生じる。このことによりそれ自体低減された横方向の 分解能が生じる。この欠点は実際の適用のためには、相応に高められた中心送信 周波数を選定することにより、たとえば既述の３５ＧＨｚの帯域の代わりにたと えば４５　Ｇ　Ｉ−１ｚの帯域を選定することにより回避できる。

第４図に基づき既に述べたように、有利には段階的な電子ビーム旋回も可能であ る。このような手法によりたとえば、変化する周囲パラメータに対し走査条件を 著しくフレキシブルに整合させることができる。たとえば第５図に示されている ように、航空機の着陸進入中、種々異なる（送信）周波数帯域に相応するそれぞ れ異なる距離帯域に切り換えることができる。その結果、航空機操縦士は飛行状 態に整合された最適な電子的視界を常に有するようになる。第４図によるこのよ うな周波数切換により、さもなくば識別不可能な障害を及ぼす気象の影響も識別 し表示することができ、たとえば滑走路の領域において障害を及ぼす下降気流（ Ｍｉｃ＋ｏｂｕ＋ｓ目）および／または、ともかくも空に雲が少なく視界の良好 なときの乱気流も識別し表示することができる。その結果、航空機操縦士は適切 な時点で、たとえばいわゆる再上昇のような対策を導入するアゲラムの主方向の 障害を及ぼすずれは、増分単位の範囲内で周波数変化によるビーム旋回中、たと えばいわゆる整相列アンテナ装置を用いて、付加的な位相変化を行うことにより 回避できる。このような形式の装置の場合、第３図に示されている１つの送信ア ンテナと１つの受信アンテナの代わりに、第６図のように複数の送信アンテナ（ 第６図では２つ）と複数の受信アンテナ（第６図では２つ）が用いられる。送信 アンテナと受信アンテナとの間に配置された位相調整素子φを用いることにより 、付加的な整相列動作に必要とされるそれ自体公知の位相関係を設定調整できる 。第７図のように、この位相調整素子φを送信アンテナに所属する送信増幅器（ 送信機）の前に、ないしは受信アンテナに所属する受信増幅器ＬＮＡの後ろに配 置するのが好適である。

さらに、移相器（位相調整素子）を発振器の周波数に依存して設定調整すること もできる。

三角波による変調を用いた既述の双方向の走査は、対空速度に基づくドツプラー 偏移をめることができるという利点も有する。

本発明は既述の実施例に限定されるものではなく、同様にして別の実施形態にも 適用することができる。

たとえば、送信アンテナおよび／または受信アンテナのためにいわゆるプレーナ ーアレイ−アンテナ（Ｒｅｓ。

ｎ５ｎｘ−Ｆｌｓｌｐｌａｌｅ−Ａ＋ｌｅ＋＋＋＋ｅ）　、またはたとえばカセ グレン型のパラボラ反射鏡アンテナを用いることができる。

この形式のアンテナの場合、機械的なビーム旋回が好適である。

さらに、個々のアンテナを送信アンテナおよび／または受信アンテナとして用い ることができる。

既述の方法は航空機に対する適用に限定されるだけでなく、たとえば船舶のよう なその他の交通機関のためにも搭載レーダとして適しており、たとえば精確な航 法および／または、港湾領域内および／または河川および／または運河における 障害物の検出に適している。

Ｆｌ（３，１ Ｆ旧、　２ａ　ＦＩＧ、　２ｂ 送信周波数 ｌ５ＯＯｒｎ　３０００ｍ　４５００ｒｎ　６０００ｍＦＩＧ、　５

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. １．少なくとも、周波数変調された持続波（ＦＭ−ＣＷ）送信信号が送信アンテ ナから送信され、被監視領域から反射した送信信号成分が受信アンテナにより受 信され、受信信号を評価するためにコヒーレントな信号処理が行われる、周波数 変調形持続波（ＦＭ−ＣＷ）レーダによる領域監視方法において、少なくとも１ つの送信アンテナが用いられ、該送信アンテナは、送信信号の周波数に依存する 方位方向の主方向をもつ指向性ダイアグラムを有しており、 所定の方向に関して１つの方位方向領域が選択され、 該領域において送信アンテナの指向性ダイアグラムの方位方向の旋回は、送信信 号の周波数を変化させることにより行われ、 該領域において各方位方向値に送信信号の周波数値が対応づけられ、 該領域は互いに隣接し合う所定数の方位方向増分単位に分割され、 各増分単位ごとに送信信号周波数の単調な変化が行われ、 各増分単位ごとにコヒーレントな信号処理が実施されることを特徴とする、 周波数変調形持続波レーダによる領域監視方法。
2. ２．各増分単位ごとに時間に依存する送信信号周波数の直線的変化が行われる、 請求項１記載の方法。
3. ３．すべての増分単位は等しく所定の配属された等しい時間長を有する、請求項 １または２記載の方法。
4. ４．送信信号の周波数ならびに増分単位の時間長は、レーダの到達距離ならびに 半径方向および／または方位方向の分解能に依存して選定される、請求項１〜３ のいずれか１項記載の方法。
5. ５．少なくとも送信アンテナならびに受信アンテナは航空機用搭載レーダの構成 部分として構成されている、請求項１〜４のいずれか１項記載の方法。
6. ６．当該方法を航空機内での着陸支援ならびに滑走路監視に用いる、請求項１〜 ５のいずれか１項記載の方法。
7. ７．所定の方向として航空機の移動方向が選択され、方位方向領域は前記の所定 の方向に関して実質的に対称に配置される、請求項１〜６のいずれか１項記載の 方法。
8. ８．１つの増分単位において送信信号の周波数変調により生じる指向性ダイアグ ラムの方向変化は、送信アンテナおよび／または受信アンテナの位相を変化させ る装置（ｐｈａｓｅｄ　ａｒｒａｙ）により補正される、請求項１〜７のいずれ か１項記載の方法。
9. ９．各増分単位は、時間的にオーバーラップしたコヒーレントな信号評価が複数 の増分単位に亘って行われるように配置される、請求項１〜８のいずれか１項記 載の方法。
10. １０．請求項１〜９のいずれか１項記載の方法を実施する装置において、 送信アンテナと受信アンテナは、各送信周波数において方位方向で所定の角度を 成す主方向をもつ指向性ダイアグラムを有することを特徴とする装置。
11. １１．少なくとも受信アンテナは、少なくとも２つの個別アンテナから成り、各 送信周波数で送信アンテナの主方向と所定の角度を成す主方向をもつ指向性ダイ アグラムを有する、請求項１０記載の装置