JPH0734398B2

JPH0734398B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH0734398B2
Application number: JP58076809A
Authority: JP
Inventors: 太志岡本
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1983-04-30
Filing date: 1983-04-30
Publication date: 1995-04-12
Anticipated expiration: 2010-04-12
Also published as: JPS59203395A

Description

【発明の詳細な説明】〔技術分野〕本発明は、トランジスタからなるインバータを用いて放
電灯を点灯するようにした放電灯点灯装置に関するもの
である。

〔背景技術〕

第１図の（ａ）は従来よく知られている共振型のインバ
ータ回路の一種である。尚、第１図の（ｂ）は同図
（ａ）の各部の波形を示し、V_Q1はスイッチング素子た
るトランジスタQ₁に印加される電圧、I_Q1はトランジス
タQ₁に流れる電流、V_Q2はスイッチング素子たるトラン
ジスタQ₂に印加される電圧、I_Q2はトランジスタQ₂に流
れる電流、V_OUTは出力トランスT₁の出力電圧を夫々示し
ている。

第１図において、トランジスタQ₁,Q₂に印加される電圧V
_Q1,V_Q2は電源電圧の約３倍の電圧が印加される。しか
し、トランジスタQ₁,Q₂に流れる電流I_Q1,I_Q2はチョーク
Ｌによって平滑化され、ほぼフラットな電流となり、遮
断時の電流が小さく、トランジスタQ₁,Q₂の利用率が高
い。しかし第１図回路ではトランジスタQ₁,Q₂に印加さ
れる電圧が高いという問題がある。

第２図（ａ）（ｂ）は、共振回路を用いていないプッシ
ュプル型のインバータ回路とその各部の波形を示す。こ
の回路ではトランジスタQ₁,Q₂に印加される電圧V_Q1,V_Q2
は、電源電圧の約２倍の電圧が印加されるが、トランジ
スタQ₁,Q₂に流れる電流I_Q1,I_Q2は略三角波状となり、遮
断時の電流が大きく、トランジスタQ₁,Q₂の利用率が悪
い（トランジスタQ₁,Q₂に流れる電流の平均値に比べて
ピーク値が高くなる。）。

第３図（ａ）（ｂ）は第２図の回路を改良した回路とそ
の各部の波形図を示し、この回路ではトランスT₃によっ
てトランジスタQ₁,Q₂に流れるコレクタ電流を検出し、
コレクタ電流の検出によってベース電流の大きさを変え
て、過剰なベース電流によってスイッチングの遅れ時間
が長くなることを防止し、動作周波数を高くできるもの
である。

ここで、トランジスタQ₁がオンした時、コレクタ電流は
巻線n₈から巻線n₁₀によって検出される。ここで、トラ
ンジスタQ₂がオフしているので、コレクタ電流による巻
線n₈の電磁エネルギーは、巻線n₈から巻線n₉への変換は
なく、巻線n₈から巻線n₁₀へ変換される。同様に、トラ
ンジスタQ₂がオンした時、コレクタ電流は巻線n₉から巻
線n₁₀によって検出される。ここで、トランジスタQ₁が
オフしているので、コレクタ電流による巻線n₉の電磁エ
ネルギーは、巻線n₉から巻線n₈への変換はなく、巻線n₉
から巻線n₁₀へ変換される。

一方インバータ回路を用いた放電灯点灯装置として、従
来、第４図に示すように特公昭57−58035号公報のよう
なものがある。すなわち、交流電源Ｅ、整流装置Ｂにイ
ンダクタンスL₀を介してプッシュプル型のインバータ回
路Ａ′を接続したもので、インバータ回路Ａ′は１対の
発振用のトランジスタQ₁,Q₂、バイアス抵抗R₁′，
R₂′、１次巻線n_A,n_B、２次巻線n_C、帰還巻線n_Dを有す
るインバータトランスT₁′、２次巻線n_Cに並列接続され
る共振用コンデンサCoとで構成されていた。図中Ｒは２
次巻線n_CにインダクタンスL₁を介して接続された負荷
で、例えば放電灯等である。

いま、交流電源Ｅの整流電圧がインバータ回路Ａ′に与
えられると、バイアス抵抗R₁′，R₂′を介して、各トラ
ンジスタQ₁,Q₂にベースバイアスが与えられる。これに
より、トランジスタQ₁,Q₂の一方が先にオンするが、仮
にトランジスタQ₁がオンした場合、インバータトランス
T₁′の１次巻線n_A,n_B、２次巻線n_Cのインダクタンスと
共振用コンデンサCoにより振動電圧が生じ、これが帰還
巻線n_Dに起電力を発生し、他方のトランジスタQ₂をオフ
する。以下、同様にして、トランジスタQ₁,Q₂が交互に
オンオフして発振が始まり、インバータトランスT₁′を
介して、高周波の交流電圧が出力されインダクタンスL₁
を介して放電灯Ｒに高周波電圧が供給される。

第５図（ａ）（ｂ）は、第４図従来例のトランジスタ
Q₁,Q₂に印加される電圧V_CEおよびコレクタ電流I_Cの波形
を示すものであり、また、第５図（ｃ）（ｄ）はインダ
クタンスL₀に流れる電流I_S、インダクタンスL₀に印加さ
れる電圧V_LOの波形であり、図から明らかなように、ト
ランジスタQ₁,Q₂に流れるコレクタ電流I_Cはインダクタ
ンスL₀により定電流化されてほぼフラットな直流電流と
なるので、スイッチング損失が小さくなる特徴を有して
いるものの、トランジスタQ₁,Q₂の印加電圧V_CEのピーク
値は電源電圧V_Eの略２倍になるので、高耐圧のトランジ
スタが必要となり、コストが高くなるとう欠点があっ
た。

また、インバータトランスT₁′に中間タップａが必要と
なり、インバータトランスT₁′の構成乃至回路構成が複
雑になって、更にコストが高くなるという問題があっ
た。

ところで、従来の特公昭57−58035号公報に示される回
路においては、脈流電圧の出力端にインダクタンス装置
（チョークコイルあるいは入力電源の高周波の振動分を
抑制できるもの）を直列的に設けるとともに、共振作用
を利用してトランジスタのスイッチングを行なうトラン
ジスタのインバータを用いることにより、以下のような
効果があるとしている。

すなわち、交流電源電圧を整流して実質的に平滑されな
い脈流電圧をトランジスタインバータに供給することに
よって、入力力率が向上できるとしている。つまり、上
記インダクタンス装置によって、入力電流はほぼフラッ
トな高周波の振動分のない電流が流れるので平滑する必
要がない。そして、脈流電圧と同じ位相電流がインバー
タに流れるので力率が向上できる。また、トランジスタ
インバータによって、正弦波高周波電力を得て良好な高
周波点灯を可能としている。つまり、上記インダクタン
ス装置によって、トランジスタQ₁,Q₂に流れる電流はほ
ぼフラットな電流となり、印加される電圧が正弦波状に
なるので、スイッチング損失などの電力消失が低減で
き、更に、雑音障害を著しく軽減できるとしている。し
かしながら、このような効果を有するものの、前述した
ように、トランジスタQ₁,Q₂の印加電圧が高いとか、イ
ンバータトランスT₁′に中間タップａが必要という問題
がある。

次に述べる第６図、第７図、第８図に示す回路は、ハー
フブリッジインバータ回路を構成するものであり、トラ
ンジスタに印加される電圧は低減するが、以下の問題が
ある。

つまり第６図（ａ）に示す回路は特開昭53−109125号に
対応する従来例回路を示し、この回路の各部の動作波形
はコンデンサC₁,C₂,C₃の設定値によって、同図（ｂ）の
（イ）と（ロ）がある。同図（イ）は、コンデンサC₃の
容量を小さくした場合であり、トランジスタQ₁,Q₂に印
加される電圧V_Q1,V_Q2と、流れる電流I_Q1,I_Q2は、第２
図、第３図の回路に近似してくる。

同図（ロ）の場合は、トランスT₁とコンデンサC₃とで共
振回路を構成したものである。第１図の（ａ）に示す回
路に比べて、電圧V_Q1,V_Q2は小さくなるが、電流I_Q1,I_Q2
が三角波状になり、第１図の（ｂ）に示すような電流I
_Q1,I_Q2にはならない。

第６図回路の動作に準ずるものとしては、特開昭57−20
6278号に示される回路の動作があり、この従来回路は、
電源と直列にインダクタンスLdを接続し、分圧コンデン
サC₁,C₂の代わりにスイッチング素子たるトランジスタQ
₁,Q₂を接続したものである。

さて上記の第６図回路では同図（ｂ）の（イ）で示され
るものの場合はトランジスタQ₁,Q₂に印加される電圧
V_Q1,V_Q2は小さいが流れる電流I_Q1,I_Q2は、略三角波状に
なり、そのためスイッチング損失が大きく、また利用率
が悪いという問題がある。また同図（ｂ）の（ロ）で示
されるものの場合は上記（イ）の場合に比べて印加され
る電圧V_Q1,V_Q2が大きく、流れる電流I_Q1,I_Q2も略三角波
状のため、スイッチング損失も大きいという問題があ
る。

第７図は特開昭51−11683号に示される回路であるが、
この回路は従来よく知られているハーフブリッジインバ
ータ回路であり、動作波形は、第６図（ｂ）の（イ）の
場合と同様な欠点がある。

第８図は特開昭58−69472号に示される回路であるが、
この回路ではコンデンサＣとインダクタンスＬで直列共
振回路を構成するとともに、スイッチング素子としてサ
イリスタQ₁′，Q₂′を使用し、インダクタンスＬは転流
用の誘導コイルとしても動作する。サイリスタQ₁′，
Q₂′に流れる共振電流I_Q1,I_Q2は第８図の（ｂ）に示す
ように正弦波状となり、電流が零まで流れる。従って、
サイリスタQ₁′，Q₂′に印加される電圧V_Q1,V_Q2及び流
れる電流I_Q1,I_Q2は、第６図、第７図の回路と近似す
る。

そこで、第１図の特徴であるトランジスタQ₁,Q₂からな
るスイッチング素子に印加される電圧を正弦波状として
電圧の小さいところで、スイッチングしているところを
生かし、第６図〜第８図の特徴であるスイッチング素子
に印加される電圧が小さい点を生かした回路として第９
図に示す回路がある。

第９図の（ａ）に示す回路は、図示するように分圧コン
デンサC₁（又はC₂）と並列に、インダクタンス、コンデ
ンサ、トランジスタQ₁（又はQ₂）スイッチング素子から
なる一石インバータを各々並列に接続したものである。
この回路は第１図回路に比べて、第９図の（ｂ）に示す
ように電圧V_Q1,V_Q2は小さくなるが、電流I_Q1,I_Q2が正弦
波状になって、ピーク値の高い電流となり、トランジス
タQ₁,Q₂の利用率は悪くなる（トランジスタQ₁,Q₂に流れ
る電流に休止期間が生じる。）という問題がある。

第10図の（ａ）に示す回路は第９図に示す回路の欠点で
あるトランジスタQ₁,Q₂に流れる電流I_Q1,I_Q2を第10図の
（ｂ）に示すように略一定とする定電流用のトランスT₁
を接続したものである。しかし、第10図回路の場合、出
力トランスT₂の１次巻線n₁とコンデンサC₃，別の１次巻
線n₂とコンデンサC₄とで並列共振回路を構成している。
従って、第10図においては、２つの１次巻線とコンデン
サが必要となるため、トランスT₂の構成が複雑となる欠
点がある。

〔発明の目的〕

本発明は上述の各従来例の欠点を解決し、分圧コンデン
サC₁,C₂の中間点と、２つのトランジスタQ₁,Q₂の中間点
の間にトランスT₁の１次巻線とコンデンサC₃の並列共振
回路を接続し、各々のトランジスタQ₁,Q₂と直列にトラ
ンジスタQ₁,Q₂に流れる電流を平坦とするトランスT₂を
接続したものである。従って、各トランジスタQ₁,Q₂の
動作波形は第11図の（ｂ）に示すように、第10図の回路
と同様になり、第10図回路の効果を得ることができ、し
かも第10図回路の出力トランス構成が簡単なものを得る
ことができるのである。

つまり、本発明は、プッシュプル型とハーフブリッジ型
とを合わせた新しい型のインバータ回路を用いて、スイ
ッチング素子に印加される電圧を低減し、且つスイッチ
ング素子を低減し、更に出力トランスの構成を簡単とし
た放電灯点灯装置を提供するにある。

〔発明の開示〕

以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。第12
図において、Ｅは交流電源、Ｂはダイオードからなる全
波整流用の整流装置、Ａは１対のトランジスタQ₁,Q₂か
らなるインバータである。C₁,C₂は分圧素子たるコンデ
ンサで、２個直列に接続したコンデンサC₁,C₂が分圧回
路を構成する。このコンデンサC₁,C₂の直列回路と、発
振用のスイッチング素子たるトランジスタQ₁とトランス
T₂の一方の巻線n₁との直列回路及び、トランジスタQ₂と
トランスT₂の他方の巻線n₂の直列回路とを直列に接続し
た回路を整流装置Ｂの出力端に並列に夫々接続してあ
る。

T₁は出力トランスで、出力トランスT₁の１次巻線n₁をコ
ンデンサC₁,C₂の中間接続部とトランジスタQ₁,Q₂の中間
接続部との間に接続しており、出力トランスT₁の２次巻
線n₂には放電灯Ｒが接続してある。出力トランスT₁の一
方の帰還巻線n₃は、トランジスタQ₁のベースエミッタ間
へ、他方の帰還巻線n₄はトランジスタQ₂のベースエミッ
タ間へ図示のような極性で夫々接続してある。抵抗R₁,R
₂は、トランジスタQ₁,Q₂を起動するバイアス抵抗であ
る。

出力トランスT₁の１次巻線n₁に並列接続されたコンデン
サC₃は、出力トランスT₁に関連的に設けられた共振用コ
ンデンサであり、出力トランスT₁の１次巻線n₁、放電灯
Ｒのインダクタンス分で共振するものである。

また、トランジスタQ₁,Q₂のコレクタに接続している結
合トランスであるトランスT₂の巻線n₁,n₂が有するイン
ダクタンスが定電流化する機能を有しているものであ
る。

第13図は第12図の動作波形図であり、第１図（ａ）は出
力トランスT₁の出力電圧V₂、同図（ｂ）はインバータＡ
側に流れる電流I_S、同図（ｃ）はトランジスタQ₁に流れ
る電流I_C1と印加される電圧V_C1である。同図（ｄ）はト
ランジスタQ₂に流れる電流I_C2と印加される電圧V_C2、同
図（ｅ）はトランジスタQ₁のベースエミッタ間電圧
V_BE1、同図（ｆ）はトランジスタQ₂のベースエミッタ電
圧である。

以下、動作について説明する。整流装置Ｂの出力電圧を
コンデンサC₁,C₂で分圧し、初めにトランジスタQ₁がオ
ンすると、この分圧電圧によってトランジスタQ₁に電流
が流れる。このトランジスタQ₁に流れるコレクタ電流I
_C1は、第13図（ｃ）に示すように、トランスT₂の巻線n₁
のインダクタンスにより定電流化されて、ほぼフラット
な直流電源となる。トランスT₂の巻線n₁には、トランジ
スタQ₁がオンすることによって電磁エネルギーが蓄積さ
れる。トランジスタQ₁がオンすることにより、交流電源
Ｅ、整流装置Ｂ、トランスT₂の巻線n₁、トランジスタ
Q₁、出力トランスT₁の１次巻線n₁、コンデンサC₂、整流
装置Ｂ、交流電源Ｅの閉回路に電流が流れることにな
る。

次に、出力トランスT₁の１次巻線n₁とコンデンサC₃の共
振電圧によって、トランジスタQ₁がオフ、トランジスタ
Q₂がオンすると、コンデンサC₁,C₂の分圧電圧によっ
て、トランジスタQ₂に電流が流れる。このように、トラ
ンジスタQ₂がオンすると、交流電源Ｅ、整流装置Ｂ、コ
ンデンサC₁、出力トランスT₁の１次巻線n₁、トランスT₂
の巻線n₂、トランジスタQ₂、整流装置Ｂ、交流電源Ｅの
閉回路に電流が流れる。

この場合も、トランジスタQ₂に流れるコレクタ電流I_C2
はトランジスタQ₁がオンした場合と同様に、トランスT₂
の巻線n₂のインダクタンスにより、定電流化されてほぼ
フラットな直流電流となる。トランジスタQ₁がオンした
時に、トランスT₂の巻線n₁に蓄積された電磁エネルギー
が、トランジスタQ₂がオンすることによって、分圧電圧
と重畳してコンデンサC₂、出力トランスT₁の１次巻線n₁
とコンデンサC₃、トランスT₂の巻線n₂、トランジスタQ₂
の閉回路に放出すると同時に蓄積される。

次に、上述の如く、トランジスタQ₁が再びオンすると、
トランジスタQ₂がオンした時に、トランスT₂の巻線n₂に
蓄積された電磁エネルギーが、コンデンサC₁、トランス
T₂の巻線n₁、トランジスタQ₁、出力トランスT₁の１次巻
線n₁とコンデンサC₃との閉回路を介して放出すると同時
に蓄積される。本実施例においては、交流電源Ｅからの
入力電流I_Sは第13図（ｂ）に示すように、ほぼ一定のフ
ラットな電流となる。整流装置Ｂの出力を平滑しない程
度にコンデンサC₁,C₂の値を小さく選ぶと、入力電流は
高周波リップルのないフラットな電流となり、入力波
形、力率が第４図と同様な効果を得ることができる。ま
た、トランジスタQ₁,Q₂に流れるコレクタ電流I_C1,I_C2は
トランスT₂の巻線n₁,n₂のインダクタンスにより定電流
化されてほぼフラットな直流電流となるので、スイッチ
ング損失が小さくなる。また、トランジスタQ₁,Q₂に印
加される電圧が低い時にスイッチングされることもスイ
ッチング損失の低減に寄与している。トランジスタQ₁,Q
₂の印加電圧V_C1,V_C2のピーク値は分圧回路のコンデンサ
C₁,C₂によって、第４図の回路と比べ半減することがで
きるので、耐圧の低いトランジスタを使用することがで
きる。従って、入力電圧が高い電源の場合でも耐圧の低
いトランジスタを使用できるので、コストが安くなり、
高周波特性のよい素子が使用できる。更に、出力トラン
スT₁の１次巻線n₁に中間タップを設けなくても良いの
で、出力トランスT₁の構成が簡単になる。

（実施例２）第14図は実施例２を示すものであり、第12図と異なると
ころは、トランジスタQ₁に流れる電流を定電流化するト
ランスT₂の一方の巻線n₁を、トランジスタQ₁のエミッタ
側に接続したものである。尚、分圧用コンデンサC₁、ト
ランジスタQ₁、出力トランスT₁の１次巻線n₁とコンデン
サC₃との共振回路で、閉回路を構成し、分圧用コンデン
サC₂、トランジスタQ₂、出力トランスT₁の１次巻線n₁と
コンデンサC₃の共振回路で閉回路を構成し、両閉回路中
に他のトランスT₂の各々の別巻線を接続し、この各々の
巻線が電磁的に結合したような構成でもよい。

（実施例３）第15図は実施例３を示し、トランジスタQ₁,Q₂の駆動方
法として、制御回路Ｂによって制御するようにした他励
式の場合である。また、交流電源Ｅの代わりに電池のよ
うな直流電源Ｖを用いている。制御回路Ｂは第16図に示
すように、無安定マルチバイブレータで構成され、端子
ａ−ｂにて電源を受け、端子ｃ−ｃ′、ｄ−ｄ′より交
互にパルスが出力され、トランジスタQ₁,Q₂を交互に駆
動して放電灯Ｒを点灯するようにしている。本実施例に
おいても、前述の実施例と同様な効果を得ることができ
る。

（実施例４）第17図は実施例４を示すものであり、分圧用コンデンサ
C₁,C₂を平滑用として兼ね、トランジスタQ₁のエミッタ
をコンデンサC₁の負端子に、トランジスタQ₂のエミッタ
をコンデンサC₂の負端子に夫々接続して構成したもので
ある。コンデンサC₁、トランスT₂の巻線n₁、出力トラン
スT₁の１次巻線n₁とコンデンサC₃との共振回路、トラン
ジスタQ₁で第１の閉回路を構成し、コンデンサC₂、出力
トランスT₁の１次巻線n₁とコンデンサC₃の共振回路、ト
ランスT₂の巻線n₂、トランジスタQ₂で第２の閉回路を構
成するようにしたものであり、これら閉回路内で、トラ
ンスT₂の各巻線n₁,n₂に蓄積された電磁エネルギーを放
出すると同時に蓄積するようにしている。ダイオードD₁
はコンデンサC₂の電荷を第２の閉回路に供給するように
したものである。本実施例においても、前述の実施例と
同様な効果を得ることができる。

ここで、各実施例と第４図に示す従来例（特公昭57−58
035号公報）と比較して以下のような特徴を有する。す
なわち、トランスT₂の巻線n₁,n₂を有することにより、
入力電流がほぼフラットな高周波の振動分のない電流が
流れるので、電源を閉回路する必要がないことや、力率
が向上できるという従来の特徴をそのまま生かしてい
る。また、コンデンサC₁,C₂は脈流電圧を分圧するため
のものである。更に、スイッチング損失などの電力損失
の低減や、雑音障害の軽減といった従来の特徴もそそま
ま生かせるものである。これは、第13図に示すように、
トランジスタQ₁,Q₂に流れる電流は、ほぼフラットな電
流で、しかも、印加される電圧が正弦波状になっている
ことから、上記特徴を達成できる。そして、電源におい
ても、交流電圧を整流し平滑しない脈流電圧に限定され
るものではなく、交流電圧を整流平滑した電源（第17図
に示す分圧回路を平滑用コンデンサC₁,C₂としたも
の）、あるいは、第15図に示す直流電源Ｖ（電池など）
を使用することができる。

〔発明の効果〕

本発明は上述のように、直流電源と、この直流電源の両
端に直列接続される第1,第２のコンデンサと、上記直流
電源の両端に接続される第１の巻線及び第１のスイッチ
ング素子との第１の直列回路と第２の巻線及び第２のス
イッチング素子の第２の直列回路とを直列に接続した回
路と、上記第１の直列回路と第２の直列回路との接続点
と第1,第２のコンデンサの接続点との間に接続される発
振用の出力トランスの１次巻線に少なくとも共振用コン
デンサを並列接続した振動回路とを備え、上記両スイッ
チング素子を交互にオンオフすることにより出力トラン
スの２次巻線に接続された負荷に高周波電源を供給する
ようにした放電灯点灯装置において、上記第１の巻線と
第２の巻線とを磁気結合した結合トランスを設け、該結
合トランスのそれぞれの巻線をインダクタンス要素とし
て作用させ、一方のスイッチング素子がオン時に上記結
合トランスの一方の巻線に蓄積された磁気エネルギー
が、電磁結合された他方の巻線を介して他方のスイッチ
ング素子のオン時に放出されるように結合トランスの第
１の巻線と第２の巻線との極性を構成したものであるか
ら、スイッチング素子に流れる電流はインダクタンスに
より定電流化されてほぼフラットな直流電源となり、そ
のため、スイッチング損失を小さくできる上に、スイッ
チング素子への印加電圧のピーク値は、分圧回路によっ
て従来と比べて半減することができ、そのため、耐圧の
低いスイッチング素子を使用することができ、従って、
入力電圧が高い電源の場合でも、耐圧の低いスイッチン
グ素子が使用できるので、コストが安くなり、高周波特
性のよいスイッチング素子を使用することができる効果
を奏し、また、従来のように出力トランスの１次巻線に
中間タップを設ける必要がなく、出力トランスの構成が
簡単になる効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第３図は従来の基本的インバータ回路の説明
図、第４図は従来の放電灯点灯装置の具体回路図、第５
図は同上の動作波形図、第６図〜第11図は他の従来の基
本的インバータ回路の動作説明図、第12図は本発明の一
実施例の具体回路図、第13図は同上の動作波形図、第14
図は同上の実施例２の具体回路図、第15図は同上の実施
例３の具体回路図、第16図は同上の制御回路の具体回路
図、第17図は同上の実施例４の具体回路図である。Ａはインバータ、C₁,C₂はコンデンサ、Q₁,Q₂はトランジ
スタ、T₁は出力トランス、n₁は１次巻線、n₂は２次巻
線、Ｒは放電灯、C₃は共振用コンデンサ、T₂はトラン
ス、T₂のn₁は第１の巻線、T₂のn₂は第２の巻線である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、この直流電源の両端に直列接
続される第1,第２のコンデンサと、上記直流電源の両端
に接続される第１の巻線及び第１のスイッチング素子と
の第１の直列回路と第２の巻線及び第２のスイッチング
素子の第２の直列回路とを直列に接続した回路と、上記
第１の直列回路と第２の直列回路との接続点と第1,第２
のコンデンサの接続点との間に接続される発振用の出力
トランスの１次巻線に少なくとも共振用コンデンサを並
列接続した振動回路とを備え、上記両スイッチング素子
を交互にオンオフすることにより出力トランスの２次巻
線に接続された負荷に高周波電源を供給するようにした
放電灯点灯装置において、上記第１の巻線と第２の巻線
とを磁気結合した結合トランスを設け、該結合トランス
のそれぞれの巻線をインダクタンス要素として作用さ
せ、一方のスイッチング素子がオン時に上記結合トラン
スの一方の巻線に蓄積された磁気エネルギーが、電磁結
合された他方の巻線を介して他方のスイッチング素子の
オン時に放出されるように結合トランスの第１の巻線と
第２の巻線との極性を構成したことを特徴とする放電灯
点灯装置。