JPH07336153A - フィードフォワード増幅器 - Google Patents
フィードフォワード増幅器Info
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- JPH07336153A JPH07336153A JP6153027A JP15302794A JPH07336153A JP H07336153 A JPH07336153 A JP H07336153A JP 6153027 A JP6153027 A JP 6153027A JP 15302794 A JP15302794 A JP 15302794A JP H07336153 A JPH07336153 A JP H07336153A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】多周波共通増幅器の高直線性を実現したフィー
ドフォワード増幅器の出力信号の歪成分を更に抑圧して
高性能化，高安定化を実現する。 【構成】歪検出回路２０と歪除去回路３０からなるフィ
ードフォワード増幅器の出力信号を電力分配器１３で抽
出して多段構成の信号抑圧回路１６に入力する。この入
力と、フィードフォワード増幅器の入力信号を電力分配
器１７から抽出し遅延線τ1 でタイミングを合わせた入
力とによって、信号成分を多段に抑圧して歪成分を取り
出し、制御回路１９によって歪除去回路３０の可変減衰
器８と可変移相器９を最適調整するように構成した。
ドフォワード増幅器の出力信号の歪成分を更に抑圧して
高性能化，高安定化を実現する。 【構成】歪検出回路２０と歪除去回路３０からなるフィ
ードフォワード増幅器の出力信号を電力分配器１３で抽
出して多段構成の信号抑圧回路１６に入力する。この入
力と、フィードフォワード増幅器の入力信号を電力分配
器１７から抽出し遅延線τ1 でタイミングを合わせた入
力とによって、信号成分を多段に抑圧して歪成分を取り
出し、制御回路１９によって歪除去回路３０の可変減衰
器８と可変移相器９を最適調整するように構成した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、自動車電話等の移動通
信システムの基地局や中継装置などに用いられ、多周波
信号を同時に増幅する高線形増幅器の１種であるフィー
ドフォワード増幅器に関し、特に、その歪の抑圧量の改
善に関するものである。
信システムの基地局や中継装置などに用いられ、多周波
信号を同時に増幅する高線形増幅器の１種であるフィー
ドフォワード増幅器に関し、特に、その歪の抑圧量の改
善に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】８００ＭＨｚ帯の自動車電話システム等
における基地局及び無線中継装置には、多周波信号を同
時に増幅する多周波共通増幅器が設けられている。この
多周波共通増幅器は、相互変調歪を極力小さくするため
直線性を十分良くする必要があり、小形で高直線性増幅
器が用いられている。その一つとして、自己調整形フィ
ードフォワード増幅器（ＳＡＦＦ−Ａ：Ｓｅｌｆ−Ａｄ
ｊｕｓｔｉｎｇ Ｆｅｅｄ−Ｆｏｒｗａｒｄ Ａｍｐｌ
ｉｆｉｅｒ）があり、すべての相互変調歪と雑音を自己
調整によって補償する共通増幅器である。このフィード
フォワード増幅器は、歪検出回路と歪除去回路とから構
成され、補償対象増幅器である主増幅器を含む歪検出回
路で入力信号以外の歪成分を検出し、検出された歪成分
（誤差成分）を補助増幅器（誤差増幅器）を含む歪除去
回路に入力して歪成分を増幅した後、多周波入力信号と
逆相合成して歪成分の相殺を図るように構成されてい
る。
における基地局及び無線中継装置には、多周波信号を同
時に増幅する多周波共通増幅器が設けられている。この
多周波共通増幅器は、相互変調歪を極力小さくするため
直線性を十分良くする必要があり、小形で高直線性増幅
器が用いられている。その一つとして、自己調整形フィ
ードフォワード増幅器（ＳＡＦＦ−Ａ：Ｓｅｌｆ−Ａｄ
ｊｕｓｔｉｎｇ Ｆｅｅｄ−Ｆｏｒｗａｒｄ Ａｍｐｌ
ｉｆｉｅｒ）があり、すべての相互変調歪と雑音を自己
調整によって補償する共通増幅器である。このフィード
フォワード増幅器は、歪検出回路と歪除去回路とから構
成され、補償対象増幅器である主増幅器を含む歪検出回
路で入力信号以外の歪成分を検出し、検出された歪成分
（誤差成分）を補助増幅器（誤差増幅器）を含む歪除去
回路に入力して歪成分を増幅した後、多周波入力信号と
逆相合成して歪成分の相殺を図るように構成されてい
る。
【０００３】図６は従来の自己調整形フィードフォワー
ド増幅器のブロック図である。図において、１は入力信
号を分配する電力分配器、２は可変減衰器、３は可変位
相器、４は主増幅器、５は遅延線、６はパイロット発振
器、７は電力合成器、８は可変減衰器、９は可変位相
器、１０は補助増幅器、１１は遅延線、１２は電力合成
器、１３は電力分配器、１４は選択レベル計、１５は制
御回路である。２０は歪検出回路、３０は歪除去回路で
ある。多周波入力信号は、電力分配器１に入力され、２
つに分岐された一方の多周波信号は、可変減衰器２，可
変位相器３を経て主増幅器４で増幅される。その出力は
増幅の際に発生する歪（誤差）成分を含んでおり、電力
合成器７に入力され、電力分配器１で分岐出力され遅延
線５を経て電力合成器７に入力される多周波入力信号と
合成されて歪成分が検出される。電力合成器７から出力
される多周波入力信号は、遅延線１１を経て電力合成器
１２に入力される。電力合成器７から出力される歪成分
は、可変減衰器８，可変位相器９を経て補助増幅器１０
で増幅され電力合成器１２に入力されて極性が反転さ
れ、遅延線１１を経て入力された歪成分を含む信号と合
成されて歪成分が相殺され、歪の少ない多周波共通増幅
信号が出力される。歪除去回路３０の歪成分の検出方法
として、直接歪成分を検出せず、パイロット発振器６か
ら、例えば、２周波のトーンを注入し、パイロット信号
による歪が実用時の歪と等価であるとの仮定のもとで、
電力分配器１３より、パイロット信号のレベルを選択レ
ベル計１４でモニタしてパイロット信号を検出し、制御
回路１５によって可変減衰器２，可変位相器３、及び可
変減衰器８，可変位相器９を制御して歪成分を抑圧する
のが一般的である。
ド増幅器のブロック図である。図において、１は入力信
号を分配する電力分配器、２は可変減衰器、３は可変位
相器、４は主増幅器、５は遅延線、６はパイロット発振
器、７は電力合成器、８は可変減衰器、９は可変位相
器、１０は補助増幅器、１１は遅延線、１２は電力合成
器、１３は電力分配器、１４は選択レベル計、１５は制
御回路である。２０は歪検出回路、３０は歪除去回路で
ある。多周波入力信号は、電力分配器１に入力され、２
つに分岐された一方の多周波信号は、可変減衰器２，可
変位相器３を経て主増幅器４で増幅される。その出力は
増幅の際に発生する歪（誤差）成分を含んでおり、電力
合成器７に入力され、電力分配器１で分岐出力され遅延
線５を経て電力合成器７に入力される多周波入力信号と
合成されて歪成分が検出される。電力合成器７から出力
される多周波入力信号は、遅延線１１を経て電力合成器
１２に入力される。電力合成器７から出力される歪成分
は、可変減衰器８，可変位相器９を経て補助増幅器１０
で増幅され電力合成器１２に入力されて極性が反転さ
れ、遅延線１１を経て入力された歪成分を含む信号と合
成されて歪成分が相殺され、歪の少ない多周波共通増幅
信号が出力される。歪除去回路３０の歪成分の検出方法
として、直接歪成分を検出せず、パイロット発振器６か
ら、例えば、２周波のトーンを注入し、パイロット信号
による歪が実用時の歪と等価であるとの仮定のもとで、
電力分配器１３より、パイロット信号のレベルを選択レ
ベル計１４でモニタしてパイロット信号を検出し、制御
回路１５によって可変減衰器２，可変位相器３、及び可
変減衰器８，可変位相器９を制御して歪成分を抑圧する
のが一般的である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、歪成分
が、パイロットの周波数に落ち込んでくるために、パイ
ロット信号の周波数を吟味しなければならず、帯域外周
波数を使用したり、選択レベル計の帯域幅を狭帯域にし
て、妨害波に強くしなければならないという欠点があ
る。
が、パイロットの周波数に落ち込んでくるために、パイ
ロット信号の周波数を吟味しなければならず、帯域外周
波数を使用したり、選択レベル計の帯域幅を狭帯域にし
て、妨害波に強くしなければならないという欠点があ
る。
【０００５】本発明の目的は、従来技術の問題点のパイ
ロット発振器や選択レベル計のハードウェア上の搭載を
省略でき、かつ、歪成分そのものを精度よく検出でき、
高安定，高精度のフィードフォワード増幅器を提供する
ことにある。
ロット発振器や選択レベル計のハードウェア上の搭載を
省略でき、かつ、歪成分そのものを精度よく検出でき、
高安定，高精度のフィードフォワード増幅器を提供する
ことにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明のフィードフォワ
ード増幅器は、多周波入力信号を電力分配器で分岐出力
し、その一方の信号を第１の可変減衰器，第１の可変位
相器を介して主増幅器で増幅した信号と、他方の信号を
第１の遅延線路によってタイミングを合わした信号とを
第１の電力合成器で逆相合成することにより前記主増幅
器で発生した歪成分を検出する歪検出回路と、前記第１
の電力合成器から出力される前記歪成分を第２の可変減
衰器，第２の可変位相器を介して補助増幅器で増幅した
信号と、前記第１の電力合成器から出力される主増幅器
で増幅した信号を第２の遅延線路によってタイミングを
合わした信号とを第２の電力合成器で逆相合成すること
により前記主増幅器で発生した歪成分を相殺して多周波
増幅信号を出力する歪除去回路とを備えたフィードフォ
ワード増幅器において、前記歪除去回路の出力の多周波
増幅信号を抽出して一方の入力とし、前記多周波入力信
号を抽出し前記フィードフォワード増幅器の遅延量と等
しい遅延量の遅延線を介して他方の入力とし、該多周波
増幅信号の信号成分と該多周波入力信号とを逆相ベクト
ル合成することにより信号成分を相殺して該多周波増幅
信号に含まれる歪成分を抽出したのち検波した電圧を出
力する信号抑圧回路と、該信号抑圧回路の出力により前
記歪除去回路の第２の可変減衰器と第２の可変位相器に
与えて前記信号抑圧回路からの出力が最小になるように
制御する制御回路とを備えたことを特徴とするものであ
る。
ード増幅器は、多周波入力信号を電力分配器で分岐出力
し、その一方の信号を第１の可変減衰器，第１の可変位
相器を介して主増幅器で増幅した信号と、他方の信号を
第１の遅延線路によってタイミングを合わした信号とを
第１の電力合成器で逆相合成することにより前記主増幅
器で発生した歪成分を検出する歪検出回路と、前記第１
の電力合成器から出力される前記歪成分を第２の可変減
衰器，第２の可変位相器を介して補助増幅器で増幅した
信号と、前記第１の電力合成器から出力される主増幅器
で増幅した信号を第２の遅延線路によってタイミングを
合わした信号とを第２の電力合成器で逆相合成すること
により前記主増幅器で発生した歪成分を相殺して多周波
増幅信号を出力する歪除去回路とを備えたフィードフォ
ワード増幅器において、前記歪除去回路の出力の多周波
増幅信号を抽出して一方の入力とし、前記多周波入力信
号を抽出し前記フィードフォワード増幅器の遅延量と等
しい遅延量の遅延線を介して他方の入力とし、該多周波
増幅信号の信号成分と該多周波入力信号とを逆相ベクト
ル合成することにより信号成分を相殺して該多周波増幅
信号に含まれる歪成分を抽出したのち検波した電圧を出
力する信号抑圧回路と、該信号抑圧回路の出力により前
記歪除去回路の第２の可変減衰器と第２の可変位相器に
与えて前記信号抑圧回路からの出力が最小になるように
制御する制御回路とを備えたことを特徴とするものであ
る。
【０００７】さらに、前記信号抑圧回路は、２つの入力
ポートから入力される信号がハイブリッド結合され互い
に９０°の位相差を有する２つの信号が０°出力ポート
と９０°出力ポートからそれぞれ出力されるハイブリッ
ド結合器が複数、減衰器，位相器の直列回路と該直列回
路の遅延量に等しい遅延量の遅延線でそれぞれ縦続接続
され、前記一方の入力を減衰器と位相器を介して初段の
ハイブリッド結合器の一方の入力ポートから入力し、前
記他方の入力を該初段のハイブリッド結合器の他方の入
力ポートから入力してベクトル合成し、０°出力ポート
と９０°出力ポートから９０°の位相差を有する信号を
それぞれ出力して次段のハイブリッド結合器の２つの入
力とし、以後所定の段数を経た終段のハイブリッド結合
器の０°出力ポートから出力される歪成分を増幅したの
ち検波して前記制御回路に対して出力するとともに、該
検波信号を前記初段のハイブリッド結合器の前の減衰器
および位相器と、前記終段のハイブリッド結合器の入力
側直列回路の減衰器および位相器とに与えて該検波信号
のレベルが最小になるように制御する制御器を備えたこ
とを特徴とするものである。
ポートから入力される信号がハイブリッド結合され互い
に９０°の位相差を有する２つの信号が０°出力ポート
と９０°出力ポートからそれぞれ出力されるハイブリッ
ド結合器が複数、減衰器，位相器の直列回路と該直列回
路の遅延量に等しい遅延量の遅延線でそれぞれ縦続接続
され、前記一方の入力を減衰器と位相器を介して初段の
ハイブリッド結合器の一方の入力ポートから入力し、前
記他方の入力を該初段のハイブリッド結合器の他方の入
力ポートから入力してベクトル合成し、０°出力ポート
と９０°出力ポートから９０°の位相差を有する信号を
それぞれ出力して次段のハイブリッド結合器の２つの入
力とし、以後所定の段数を経た終段のハイブリッド結合
器の０°出力ポートから出力される歪成分を増幅したの
ち検波して前記制御回路に対して出力するとともに、該
検波信号を前記初段のハイブリッド結合器の前の減衰器
および位相器と、前記終段のハイブリッド結合器の入力
側直列回路の減衰器および位相器とに与えて該検波信号
のレベルが最小になるように制御する制御器を備えたこ
とを特徴とするものである。
【０００８】図１は本発明の実施例を示すブロック図で
あり、図２は本発明の要部詳細回路例図である。図１に
おいて、歪検出回路２０は、電力分配器１，可変減衰器
２，可変位相器３，主増幅器４、及び遅延線５から構成
され、従来のパイロット発振器６は無い。制御回路１
５’は電力合成器７の出力の歪成分を抽出して可変減衰
器２と可変位相器３を制御する。１６は本発明の主要部
である信号抑圧回路、１７は電力分配器、１８は遅延
線、１９は制御回路である。
あり、図２は本発明の要部詳細回路例図である。図１に
おいて、歪検出回路２０は、電力分配器１，可変減衰器
２，可変位相器３，主増幅器４、及び遅延線５から構成
され、従来のパイロット発振器６は無い。制御回路１
５’は電力合成器７の出力の歪成分を抽出して可変減衰
器２と可変位相器３を制御する。１６は本発明の主要部
である信号抑圧回路、１７は電力分配器、１８は遅延
線、１９は制御回路である。
【０００９】図２は図１の信号抑圧回路１６の詳細を示
す回路例図であり、本発明の要部をなす部分である。フ
ィードフォワード増幅器の出力に２信号（多周波でもか
まわない）が出力されている時は３次歪を含んでいる。
電力分配器１３からこの出力信号の一部を取り出し、一
方、電力分配器１７から入力信号を取り出して遅延線１
８によりフィードフォワード増幅器の遅延量と等しい遅
延量を与えてタイミングを合わせて、信号抑圧回路１６
に入力する。
す回路例図であり、本発明の要部をなす部分である。フ
ィードフォワード増幅器の出力に２信号（多周波でもか
まわない）が出力されている時は３次歪を含んでいる。
電力分配器１３からこの出力信号の一部を取り出し、一
方、電力分配器１７から入力信号を取り出して遅延線１
８によりフィードフォワード増幅器の遅延量と等しい遅
延量を与えてタイミングを合わせて、信号抑圧回路１６
に入力する。
【００１０】図２のＨ1 ，Ｈ2 ……，Ｈn は多段に配置
されたハイブリッド結合器であり、それぞれ、２つの入
力ポートから入力される信号が電力合成分配され、０°
出力ポートと９０°出力ポートから互いに９０°の位相
差を有する２つの信号を出力する。また、Ａ1 ，Ａ2 …
…，Ａn は減衰器、Ｑ1 ，Ｑ2 ……，Ｑn は位相器であ
り、Ａ2 とＱ2 ，Ａ3 とＱ3 ，……，Ａn とＱn がそれ
ぞれ直列接続されて、ハイブリッド結合器Ｈ1 ，Ｈ2 …
…，Ｈn-1 の９０°出力ポートと次段のハイブリッド結
合器の他方の入力ポートに接続されている。τ1 ，τ2
……，τn は遅延線であり、それぞれ、Ａ1 とＱ1 ，Ａ
2 とＱ2 ，……，Ａn とＱn の直列回路の遅延時間と等
しい遅延時間に設定され、ハイブリッド結合器Ｈの０°
出力ポートと次段のハイブリッド結合器Ｈの一方の入力
ポートに接続されている。まず、初段のハイブリッド結
合器Ｈ1 の一方の入力ポートに減衰器Ａ1 ，位相器Ｑ1
の直列回路を介して入力する信号を、そのハイブリッド
結合器Ｈ1 の０°出力ポートから取り出すとき基本波成
分が一定量相殺されるように、減衰器Ａ1の減衰量と位
相器Ｑ1 の移相量を制御器で制御して設定する。各段で
それぞれ基本波の相殺を行って最終段のハイブリッド結
合器Ｈn の０°出力ポートから出力される信号の基本波
成分が最小になるようにする。全抑圧量の決定は、歪の
レベル及び信号抑圧回路１６の段数によって決定され
る。今、例えば、電波法に従って、図２の（ａ0 ）に示
すように、６０ｄＢ以下に歪を抑圧する例について説明
する。
されたハイブリッド結合器であり、それぞれ、２つの入
力ポートから入力される信号が電力合成分配され、０°
出力ポートと９０°出力ポートから互いに９０°の位相
差を有する２つの信号を出力する。また、Ａ1 ，Ａ2 …
…，Ａn は減衰器、Ｑ1 ，Ｑ2 ……，Ｑn は位相器であ
り、Ａ2 とＱ2 ，Ａ3 とＱ3 ，……，Ａn とＱn がそれ
ぞれ直列接続されて、ハイブリッド結合器Ｈ1 ，Ｈ2 …
…，Ｈn-1 の９０°出力ポートと次段のハイブリッド結
合器の他方の入力ポートに接続されている。τ1 ，τ2
……，τn は遅延線であり、それぞれ、Ａ1 とＱ1 ，Ａ
2 とＱ2 ，……，Ａn とＱn の直列回路の遅延時間と等
しい遅延時間に設定され、ハイブリッド結合器Ｈの０°
出力ポートと次段のハイブリッド結合器Ｈの一方の入力
ポートに接続されている。まず、初段のハイブリッド結
合器Ｈ1 の一方の入力ポートに減衰器Ａ1 ，位相器Ｑ1
の直列回路を介して入力する信号を、そのハイブリッド
結合器Ｈ1 の０°出力ポートから取り出すとき基本波成
分が一定量相殺されるように、減衰器Ａ1の減衰量と位
相器Ｑ1 の移相量を制御器で制御して設定する。各段で
それぞれ基本波の相殺を行って最終段のハイブリッド結
合器Ｈn の０°出力ポートから出力される信号の基本波
成分が最小になるようにする。全抑圧量の決定は、歪の
レベル及び信号抑圧回路１６の段数によって決定され
る。今、例えば、電波法に従って、図２の（ａ0 ）に示
すように、６０ｄＢ以下に歪を抑圧する例について説明
する。
【００１１】初段のハイブリッド結合器Ｈ1 の０°出力
ポートでいきなり歪成分の抑圧量を６０ｄＢにすること
は、減衰器Ａ1 ，位相器θ1 ，及び遅延線τ1 の安定
度、及びフィードフォワード増幅器の利得，遅延量の帯
域内偏差があるため困難である（フィードフォワード増
幅器と同じくらい不安定である）。そこで、抑圧量を安
定な量で多段接続によって行うことで目的を達成させ
る。初段のハイブリッド結合器Ｈ1 の０°出力で５ｄＢ
抑圧するとすると、（ａ1'）のような出力になる。そこ
でハイブリッド結合器Ｈ1 の９０°出力ポートに５ｄＢ
の減衰器Ａ1 と位相器θ1 を接続し、Ａ1 ，θ1 の遅延
量と等価な遅延線τ1 を０°出力ポートに接続する。ハ
イブリッド結合器Ｈ2 の０°出力では２段目の抑圧が行
われ、（ａ2）の出力のように基本波はさらに抑圧され
る。同様に減衰器Ａ3 ，位相器θ3 ，遅延線τ3 を前段
のハイブリッド結合器Ｈ2の抑圧量に応じてＡ3 ，θ3
の値を決定し、Ａ3 ，θ3 の遅延量によりτ3 を決定す
る。その時の基本波のレベルは（ｂ3 ）のように、（ａ
2'）の基本波成分と等振幅にし９０°位相を異ならせる
ことにより、ハイブリッド結合器Ｈ3 の０°出力で３段
目の抑圧が行われる。同様にハイブリッド結合器ＨをＨ
4 ，……，Ｈn に多段に接続し、ｎ段目の最終抑圧で
は、Ｈn のハイブリッド結合器出力を増幅器（ＡＭＰ）
で増幅し、検波器ＣＲで検波して最小となるように最終
段の減衰器Ａn ，位相器θn を制御する。この一連の多
段抑圧を行うことで（ａn ' ）のように、基本波は、設
定した抑圧量になるように、多段で繰り返し抑圧されて
最終段で最小値になるように抑圧する。そのため動作が
安定で、帯域内の偏差の大小も影響されにくい。つま
り、初段では適度な値に抑圧し連鎖的に以後抑圧を行
い、終段で最小にすることで、基本波を抑圧でき、その
後、必要なレベルまで増幅し、検波して制御器に入力
し、制御器はこの入力電圧が最大になるように、初段の
減衰器Ａ1 ，位相器θ1 、および終段の減衰器Ａn ，位
相器θn を制御する。
ポートでいきなり歪成分の抑圧量を６０ｄＢにすること
は、減衰器Ａ1 ，位相器θ1 ，及び遅延線τ1 の安定
度、及びフィードフォワード増幅器の利得，遅延量の帯
域内偏差があるため困難である（フィードフォワード増
幅器と同じくらい不安定である）。そこで、抑圧量を安
定な量で多段接続によって行うことで目的を達成させ
る。初段のハイブリッド結合器Ｈ1 の０°出力で５ｄＢ
抑圧するとすると、（ａ1'）のような出力になる。そこ
でハイブリッド結合器Ｈ1 の９０°出力ポートに５ｄＢ
の減衰器Ａ1 と位相器θ1 を接続し、Ａ1 ，θ1 の遅延
量と等価な遅延線τ1 を０°出力ポートに接続する。ハ
イブリッド結合器Ｈ2 の０°出力では２段目の抑圧が行
われ、（ａ2）の出力のように基本波はさらに抑圧され
る。同様に減衰器Ａ3 ，位相器θ3 ，遅延線τ3 を前段
のハイブリッド結合器Ｈ2の抑圧量に応じてＡ3 ，θ3
の値を決定し、Ａ3 ，θ3 の遅延量によりτ3 を決定す
る。その時の基本波のレベルは（ｂ3 ）のように、（ａ
2'）の基本波成分と等振幅にし９０°位相を異ならせる
ことにより、ハイブリッド結合器Ｈ3 の０°出力で３段
目の抑圧が行われる。同様にハイブリッド結合器ＨをＨ
4 ，……，Ｈn に多段に接続し、ｎ段目の最終抑圧で
は、Ｈn のハイブリッド結合器出力を増幅器（ＡＭＰ）
で増幅し、検波器ＣＲで検波して最小となるように最終
段の減衰器Ａn ，位相器θn を制御する。この一連の多
段抑圧を行うことで（ａn ' ）のように、基本波は、設
定した抑圧量になるように、多段で繰り返し抑圧されて
最終段で最小値になるように抑圧する。そのため動作が
安定で、帯域内の偏差の大小も影響されにくい。つま
り、初段では適度な値に抑圧し連鎖的に以後抑圧を行
い、終段で最小にすることで、基本波を抑圧でき、その
後、必要なレベルまで増幅し、検波して制御器に入力
し、制御器はこの入力電圧が最大になるように、初段の
減衰器Ａ1 ，位相器θ1 、および終段の減衰器Ａn ，位
相器θn を制御する。
【００１２】図３は段数ｎを６とした時の近似モデルを
示す。多段の抑圧量を変えて、振幅偏差（ｋ1 ）におけ
る全抑圧量を計算する。各記号を次のように定義する。
示す。多段の抑圧量を変えて、振幅偏差（ｋ1 ）におけ
る全抑圧量を計算する。各記号を次のように定義する。
【００１３】ａ1 ： フィードフォワード増幅器の出力
レベル ｂ1 ： フィードフォワード増幅器の入力レベル αn ： 抑圧時の基本波の位相 βn ： 次段の抑圧時に必要な位相 Ｘn ： 各段の抑圧量 ｋ ： 振幅偏差 さて、１段の抑圧について考えてみると、図４のように
ベクトルが表せられる。数式で表すと次の（１）式のよ
うになる。
レベル ｂ1 ： フィードフォワード増幅器の入力レベル αn ： 抑圧時の基本波の位相 βn ： 次段の抑圧時に必要な位相 Ｘn ： 各段の抑圧量 ｋ ： 振幅偏差 さて、１段の抑圧について考えてみると、図４のように
ベクトルが表せられる。数式で表すと次の（１）式のよ
うになる。
【００１４】
【数１】 仮に、１０ｄｂの抑圧量とすると、ａ／ｂ1 ＝１／１０
になり、ａ1 ＝ｂ1 とすると１段目の位相α1 は次式の
ようにして求められる。
になり、ａ1 ＝ｂ1 とすると１段目の位相α1 は次式の
ようにして求められる。
【００１５】
【数２】 次に２段目の位相α2 を求めると次のようになる。
【００１６】
【数３】
【００１７】α1 ，α2 及び２段目，３段目……ｎ段目
の位相の関係は次のような関係になる。
の位相の関係は次のような関係になる。
【数４】 α1 −β1 ＝１６１．８０５° α2 −β1 ＝８０．９０３° α2 −β2 ＝１６１．８０５° α3 −β2 ＝８０．９０３° α3 −β3 ＝１６１．８０５° ↓ ↓ αn-2 −βn-3 ＝８０．９０３° αn-2 −βn-2 ＝１６１．８０５° αn-1 −βn-2 ＝８０．９０３° αn-1 −βn-1 ＝１８０°
【００１８】β1 とβ2 の関係は上式より次のような
る。
る。
【数５】 Δβ1 ＝β1 −β2 ＝８０．９０２ Δβ2 ＝β2 −β3 ＝８０．９０２ ↓ Δβn-3 ＝βn-3 −βn-2 ＝８０．９０２ Δβn-2 ＝βn-2 −βn-1 ＝９９．０９７° 以上の式をふまえて入力からｎ段までの抑圧量は次の
（２）〜（８）式のようになる。
（２）〜（８）式のようになる。
【００１９】
【数６】 式（２）〜（８）による６段構成のシミュレーションの
結果を図５に示す。 Ｘ＝３〜９ｄＢ ａ1 ＝ｋｂ1 ｋ＝１〜２とする。 図５から全抑圧量ａ6 の値は、ｋの値（帯域内偏差）と
各段の抑圧量のパラメータにより、Ｘの値が小さい程ｋ
の値の偏差に対して強いことがわかる。６０ｄＢの歪を
検出するには、検波器ＣＲのダイナミックレンジを３０
ｄＢ程度と考え、帯域内偏差ｋ＝１．４１（１．５ｄ
Ｂ）程度のフィードフォワード増幅器があると考えれ
ば、３ｄＢ〜６ｄＢずつ各段で抑圧していけばよいこと
になる。また、それぞれの段の抑圧量を変えてもよく、
必要なダイナミックレンジにより段数を任意に変えてい
くことで対応できる。ハード上の構成は、遅延線や位相
器を基板上の導体パターンによって実現し、減衰器はチ
ップ抵抗、９０°ハイブリッド結合器は表面実装形を使
用すれば経済性は向上し、簡単な制御で調整でき、小型
化，ＩＣ化に向いている。
結果を図５に示す。 Ｘ＝３〜９ｄＢ ａ1 ＝ｋｂ1 ｋ＝１〜２とする。 図５から全抑圧量ａ6 の値は、ｋの値（帯域内偏差）と
各段の抑圧量のパラメータにより、Ｘの値が小さい程ｋ
の値の偏差に対して強いことがわかる。６０ｄＢの歪を
検出するには、検波器ＣＲのダイナミックレンジを３０
ｄＢ程度と考え、帯域内偏差ｋ＝１．４１（１．５ｄ
Ｂ）程度のフィードフォワード増幅器があると考えれ
ば、３ｄＢ〜６ｄＢずつ各段で抑圧していけばよいこと
になる。また、それぞれの段の抑圧量を変えてもよく、
必要なダイナミックレンジにより段数を任意に変えてい
くことで対応できる。ハード上の構成は、遅延線や位相
器を基板上の導体パターンによって実現し、減衰器はチ
ップ抵抗、９０°ハイブリッド結合器は表面実装形を使
用すれば経済性は向上し、簡単な制御で調整でき、小型
化，ＩＣ化に向いている。
【００２０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明を実
施することにより、歪成分を高精度で検出できるため、
高安定，高信頼度のフィードフォワード増幅器を実現す
ることができる。
施することにより、歪成分を高精度で検出できるため、
高安定，高信頼度のフィードフォワード増幅器を実現す
ることができる。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明の要部を示すブロック図である。
【図３】本発明の近似信号流れ線図である。
【図４】本発明の一段回路のベクトル説明図である。
【図５】本発明のシミュレーション特性図である。
【図６】従来の回路ブロック図である。
１ 電力分配器 ２，８ 可変減衰器 ３，９ 可変位相器 ４ 主増幅器 ５，１１ 遅延線 ６ パイロット発振器 ７，１２ 電力合成器 １０ 補助増幅器 １３ 電力分配器 １４ 選択レベル計 １５ 制御回路 １６ 信号抑圧回路 １７ 電力分配器 １８ 遅延線 １９ 制御回路 ２０ 歪検出回路 ３０ 歪除去回路
Claims (2)
- 【請求項１】 多周波入力信号を電力分配器で分岐出力
し、その一方の信号を第１の可変減衰器，第１の可変位
相器を介して主増幅器で増幅した信号と、他方の信号を
第１の遅延線路によってタイミングを合わした信号とを
第１の電力合成器で逆相合成することにより前記主増幅
器で発生した歪成分を検出する歪検出回路と、 前記第１の電力合成器から出力される前記歪成分を第２
の可変減衰器，第２の可変位相器を介して補助増幅器で
増幅した信号と、前記第１の電力合成器から出力される
主増幅器で増幅した信号を第２の遅延線路によってタイ
ミングを合わした信号とを第２の電力合成器で逆相合成
することにより前記主増幅器で発生した歪成分を相殺し
て多周波増幅信号を出力する歪除去回路とを備えたフィ
ードフォワード増幅器において、 前記歪除去回路の出力の多周波増幅信号を抽出して一方
の入力とし、前記多周波入力信号を抽出し前記フィード
フォワード増幅器の遅延量と等しい遅延量の遅延線を介
して他方の入力とし、該多周波増幅信号の信号成分と該
多周波入力信号とを逆相ベクトル合成することにより信
号成分を相殺して該多周波増幅信号に含まれる歪成分を
抽出したのち検波した電圧を出力する信号抑圧回路と、 該信号抑圧回路の出力により前記歪除去回路の第２の可
変減衰器と第２の可変位相器に与えて前記信号抑圧回路
からの出力が最小になるように制御する制御回路とを備
えたことを特徴とするフィードフォワード増幅器。 - 【請求項２】 前記信号抑圧回路は、２つの入力ポート
から入力される信号がハイブリッド結合され互いに９０
°の位相差を有する２つの信号が０°出力ポートと９０
°出力ポートからそれぞれ出力されるハイブリッド結合
器が複数、減衰器，位相器の直列回路と該直列回路の遅
延量に等しい遅延量の遅延線でそれぞれ縦続接続され、
前記一方の入力を減衰器と位相器を介して初段のハイブ
リッド結合器の一方の入力ポートから入力し、前記他方
の入力を該初段のハイブリッド結合器の他方の入力ポー
トから入力してベクトル合成し、０°出力ポートと９０
°出力ポートから９０°の位相差を有する信号をそれぞ
れ出力して次段のハイブリッド結合器の２つの入力と
し、以後所定の段数を経た終段のハイブリッド結合器の
０°出力ポートから出力される歪成分を増幅したのち検
波して前記制御回路に対して出力するとともに、該検波
信号を前記初段のハイブリッド結合器の前の減衰器およ
び位相器と、前記終段のハイブリッド結合器の入力側直
列回路の減衰器および位相器とに与えて該検波信号のレ
ベルが最小になるように制御する制御器を備えたことを
特徴とする請求項１記載のフィードフォワード増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15302794A JP3350222B2 (ja) | 1994-06-13 | 1994-06-13 | フィードフォワード増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15302794A JP3350222B2 (ja) | 1994-06-13 | 1994-06-13 | フィードフォワード増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07336153A true JPH07336153A (ja) | 1995-12-22 |
| JP3350222B2 JP3350222B2 (ja) | 2002-11-25 |
Family
ID=15553372
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15302794A Expired - Fee Related JP3350222B2 (ja) | 1994-06-13 | 1994-06-13 | フィードフォワード増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3350222B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001017104A1 (fr) * | 1999-09-01 | 2001-03-08 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur a correction precursive |
| JP2001156551A (ja) * | 1999-11-30 | 2001-06-08 | Fujitsu Ltd | 信号キャンセル方法及びその装置 |
| KR20010084642A (ko) * | 2000-02-28 | 2001-09-06 | 서평원 | 자동 이득 조절기를 가지는 피드포워드 선형화기 |
| KR100421622B1 (ko) * | 2002-01-22 | 2004-03-11 | 세원텔레텍 주식회사 | 전력증폭기의 피드포워드 선형화 방법 및 장치 |
| EP1609238A2 (en) * | 2003-02-14 | 2005-12-28 | Powerwave Technologies, Inc. | Enhanced efficiency feed forward power amplifier utilizing reduced cancellation bandwidth and small error amplifier |
-
1994
- 1994-06-13 JP JP15302794A patent/JP3350222B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001017104A1 (fr) * | 1999-09-01 | 2001-03-08 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur a correction precursive |
| US6456160B1 (en) | 1999-09-01 | 2002-09-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Feedforward amplifier |
| JP2001156551A (ja) * | 1999-11-30 | 2001-06-08 | Fujitsu Ltd | 信号キャンセル方法及びその装置 |
| KR20010084642A (ko) * | 2000-02-28 | 2001-09-06 | 서평원 | 자동 이득 조절기를 가지는 피드포워드 선형화기 |
| KR100421622B1 (ko) * | 2002-01-22 | 2004-03-11 | 세원텔레텍 주식회사 | 전력증폭기의 피드포워드 선형화 방법 및 장치 |
| EP1609238A2 (en) * | 2003-02-14 | 2005-12-28 | Powerwave Technologies, Inc. | Enhanced efficiency feed forward power amplifier utilizing reduced cancellation bandwidth and small error amplifier |
| EP1609238A4 (en) * | 2003-02-14 | 2008-10-22 | Powerwave Technologies Inc | FORWARD COUPLING POWER AMPLIFIER WITH ADVANCED EFFICIENCY WITH REDUCED REVERSE BANDWIDTH AND SMALL MULTIPLE AMPLIFIERS |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3350222B2 (ja) | 2002-11-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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