JPH07327363A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 トランスの二次側で発生するノイズを一次側
に伝達させない。 【構成】 出力電圧検出回路10は直流出力電圧Ｖｏを抵
抗Ｒ１，Ｒ２で分圧し、シャントレギュレータ10のリフ
ァレンスに印加する。位相補償回路21は、微分回路22に
より直流出力電圧Ｖｏの微分値を検出信号として出力す
る。この検出信号を反転器23で反転して、シャントレギ
ュレータ10のリファレンスに印加する。 【効果】 出力電圧検出回路11の位相進み要素は補償さ
れ、周波数が高くなるにしたがって、ゲインが直線的に
下降傾斜する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流出力電圧を安定化
するための帰還ループとして、シャントレギュレータを
備えた出力電圧検出回路を有するスイッチング電源装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、この種のスイッチング電源装置
では、直流出力電圧を安定化するための帰還ループとし
て、トランスの二次側に様々なタイプの出力電圧検出回
路が設けられているが、特に実開昭６２−１８５４９０
号などに開示されるように、出力電圧検出回路に高精度
なシャントレギュレータを用いた場合には、直流出力電
圧をシャントレギュレータに直接給電するだけで、内部
で基準電圧を作り出すことができるため、基準電圧を得
るための補助電源回路が不要になり、回路構成を簡素化
できるという利点が有る。

【０００３】図４は、出力電圧検出回路にシャントレギ
ュレータを内蔵する絶縁型コンバータの一例を示したも
のであり、同図において、１は一次側と二次側とを絶縁
するトランス、２はトランス１の一次巻線１Ａに接続さ
れるスイッチング素子たるＮＰＮ型トランジスタであ
り、このトランジスタ２をスイッチングすることによ
り、トランス１の一次巻線１Ａに入力端子３，３Ａから
の直流入力電圧Ｖｉが断続的に印加される。また、トラ
ンス１の二次巻線１Ｂには、整流ダイオード４，フライ
ホイールダイオード５，チョークコイル６，平滑コンデ
ンサ７からなる整流平滑回路８が接続される。トランジ
スタ２のスイッチングに伴いトランス１の二次巻線１Ｂ
に誘起された電圧は、整流平滑回路８を介して整流平滑
され、直流出力電圧Ｖｏとして出力端子９，９Ａ間に出
力される。

【０００４】一方、トランス１の二次巻線１Ｂから出力
端子９，９Ａに出力される直流出力電圧Ｖｏを安定化す
るための帰還ループとして、シャントレギュレータ10を
有する出力電圧検出回路11と、この出力電圧検出回路11
からの検出結果に基づきトランジスタ２のベースに供給
する駆動信号のパルス導通幅を制御するパルス幅制御回
路12が設けられる。出力電圧検出回路11は、出力端子
９，９Ａ間に分圧用の抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる直列回路
と、第１の抵抗Ｒ４とフォトカプラ13を構成する発光ダ
イオード13Ａとシャントレギュレータ10との直列回路と
を各々並列に接続するとともに、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続
点をシャントレギュレータ10のリファレンスに接続し、
オーバーシュート防止用のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ５と
からなる並列回路をシャントレギュレータ10のカソード
とリファレンス間に接続して構成される。この場合、出
力電圧検出回路11の等価回路は図５に示すようになり、
シャントレギュレータ10は基準電圧ＶＲＥＦを出力する
基準電源14とオペアンプ15とを内蔵する回路構成に置き
換えられる。

【０００５】出力電圧検出回路11では、直流出力電圧Ｖ
ｏが抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧されてシャントレギュレ
ータ10のリファレンスに印加され、この印加された電圧
とシャントレギュレータ10の基準電圧ＶＲＥＦとの差異
に応じて、シャントレギュレータ10のカソードに流れ込
む電流値が変化する。これにより、発光ダイオード13Ａ
の発光量が変化し、この発光量の変化に応じてパルス幅
制御回路12に接続されたフォトカプラ13のフォトトラン
ジスタ13Ｂの出力電流が変化する。そして、直流出力電
圧Ｖｏが上昇すると、フォトトランジスタ13Ｂの出力電
流は減少し、パルス幅制御回路12はトランジスタ２のパ
ルス導通幅を狭くし、一方、直流出力電圧Ｖｏが低下す
ると、フォトトランジスタ13Ｂの出力電流は増大し、パ
ルス幅制御回路12はトランジスタ２のパルス導通幅を広
くして、直流出力電圧Ｖｏを一定に保つ。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術の出力電
圧検出回路11において、プラス側出力端子９に接続する
直流出力電圧Ｖｏラインの電圧値がΔＶｏだけ変化した
とすると、発光ダイオード13Ａの交流インピーダンス分
は略無視できるため、この発光ダイオード13Ａを流れる
電流の変化量ΔＩＦは、次の数式のように表わされる。

【０００７】

【数１】

【０００８】但し、上記数式において、ｓ＝ｊωであ
る。この数式をさらに整理して、出力電圧検出回路11の
伝達関数を求めると、次の数式が得られる。

【０００９】

【数２】

【００１０】上記数式は、Ｇ１＝１／ｓＣ１（Ｒ１＋Ｒ
５）なる伝達関数と、Ｇ２＝１＋ｓＣ１（Ｒ１＋Ｒ５）
なる伝達関数に、（Ｒ５＋Ｒ１）／Ｒ４Ｒ１なる定数を
掛け合わせたものであるから、各伝達関数の要素に係わ
るゲイン線図の和を求めて、これを定数分だけ平行移動
させれば、図６に示すゲイン−周波数特性が得られる。
この場合、伝達関数Ｇ２は次の数式に示す零点（折点周
波数）ωｚを持つ。

【００１１】

【数３】

【００１２】つまり、図６に示すゲイン特性図から明ら
かなように、従来の出力電圧検出回路11では、零点ωｚ
よりも高い周波数領域であっても、ある程度のゲインを
有するため、出力電圧検出回路11の内部で高周波成分を
除去することが不可能となり、トランス１の二次側で発
生したノイズがフォトカプラ13を介して一次側に伝達さ
れるという不具合が有る。

【００１３】そこで本発明は上記問題点に鑑み、トラン
スの二次側で発生するノイズを一次側に伝達させないス
イッチング電源装置を提供することをその目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、スイッチング
素子のスイッチングによりトランスの一次巻線に直流入
力電圧を断続的に印加し、前記トランスの二次巻線に誘
起された電圧を整流平滑して出力端子間に直流出力電圧
を出力するとともに、この直流出力電圧を安定化するた
めの帰還ループとして、前記出力端子間に第１の抵抗と
フォトカプラとシャントレギュレータとの直列回路を接
続し、前記シャントレギュレータのリファレンスに直流
出力電圧を分圧して印加する出力電圧検出回路を備えた
スイッチング電源装置において、前記直流出力電圧の微
分値を反転して前記シャントレギュレータのリファレン
スに印加する位相補償回路を前記出力電圧検出回路に設
けたものである。この場合、前記位相補償回路を前記出
力端子間に接続されるコンデンサと第２の抵抗との直列
回路からなる微分回路と、この微分回路を構成する前記
コンデンサと前記第２の抵抗との接続点と前記シャント
レギュレータのリファレンスとの間に接続される反転器
とにより構成することが好ましい。

【００１５】

【作用】上記構成により、位相補償回路は直流出力電圧
の微分値を反転して、出力電圧検出回路を構成するシャ
ントレギュレータのリファレンスに印加する。これによ
って、出力電圧検出回路の位相進み要素は補償され、周
波数が高くなるにしたがって、ゲインが直線的に減少す
る。

【００１６】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図１乃至図３を参
照して説明する。なお、前述の従来例と同一部分には同
一符号を付し、その共通する部分の詳細な説明は省略す
る。本実施例は、直流出力電圧Ｖｏの微分値を検出し、
この検出信号を反転してシャントレギュレータ10のリフ
ァレンスに印加する位相補償回路21が出力電圧検出回路
11に設けられている点が従来例と異なっている。この位
相補償回路21は、出力端子９，９Ａ間に接続されたコン
デンサＣ２と第２の抵抗Ｒ６との直列回路からなる位相
進み回路としての微分回路22と、入力端子をコンデンサ
Ｃ２と第２の抵抗Ｒ６との接続点に接続し、抵抗Ｒ３を
介して出力端子をシャントレギュレータ10のリファレン
スに接続した反転器23とにより構成される。出力電圧検
出回路11と位相補償回路21とを組合わせた等価回路は図
２に示すようになり、シャントレギュレータ10は基準電
圧ＶＲＥＦを出力する基準電源14とオペアンプ15とを内
蔵する回路構成に置き換えられる。

【００１７】次に、上記構成に付きその作用を説明す
る。トランジスタ２のスイッチングによりトランス１の
一次巻線１Ａに直流入力電圧Ｖｉを断続的に印加し、ト
ランス１の二次巻線１Ｂに誘起された電圧を整流平滑回
路により整流平滑して、出力端子９，９Ａ間に直流出力
電圧をＶｏ供給する。また、出力電圧検出回路11は、直
流出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧してシャン
トレギュレータ10のリファレンスに印加し、この印加さ
れた電圧とシャントレギュレータ10の基準電圧ＶＲＥＦ
との差異に応じて、シャントレギュレータ10のカソード
に流れ込む電流値を変化させる。これによって、発光ダ
イオード13Ａの発光量の変化に応じてフォトトランジス
タ13Ｂの出力電流が変化し、パルス幅制御回路12は直流
出力電圧Ｖｏを一定に保つように、トランジスタ２のパ
ルス導通幅を制御する。

【００１８】一方、出力電圧検出回路11には、この出力
電圧検出回路11に存在する零点ωｚを打ち消す位相補償
回路21が設けられている。位相補償回路21は、直流出力
電圧Ｖｏの電圧値がΔＶｏ分だけ変化すると、微分回路
22を構成するコンデンサＣ２と第２の抵抗Ｒ６との接続
点から、電圧の変化量ΔＶｏを示す検出信号が微分波形
として出力する。反転器23は微分回路22からの検出信号
を反転し、抵抗Ｒ３を介してシャントレギュレータ10の
リファレンスに印加する。

【００１９】ここで、出力電圧検出回路11に位相補償回
路21を設けた場合のゲイン−周波数特性を求める。先
ず、出力電圧検出回路11の開ループ伝達関数を求めたと
きと同様の手順で位相補償回路21の開ループ伝達関数Δ
ＩＦ／ΔＶｏを求めると、反転器23の増幅度を−Ａとし
た場合、前記数式２に微分回路22の伝達関数および反転
器の増幅度を掛け合わせた次の数式が得られる。

【００２０】

【数４】

【００２１】上記数式において、Ｃ１Ｒ５＝Ｃ２Ｒ６に
選択すると、次の数式が得られる。

【００２２】

【数５】

【００２３】したがって、位相補償回路21を有する出力
電圧検出回路11の総合の開ループ伝達関数は、重ね合せ
の理により次の数式のようになる。

【００２４】

【数６】

【００２５】ここで、反転器23の増幅度Ａを次の数式７
のように設定すると、上記数式６の開ループ伝達関数
は、数式８のようになる。

【００２６】

【数７】

【００２７】

【数８】

【００２８】上記数式８では、前記数式２に示した零点
ωｚを持つ位相進み要素となる伝達関数Ｇ２の項が、微
分回路22の伝達関数と反転器23の増幅度−Ａとにより消
去されており、図３に示すように、出力電圧検出回路11
のゲイン−周波数特性は、周波数ωが高くなるにしたが
って、ゲイン線図が−２０ｄＢ／ｄｅｃの割合で直線的
に下降傾斜するようになる。したがって、本実施例の場
合には、出力電圧検出回路11の零点ωｚが消失すること
で、トランス１の二次側で発生したノイズが高周波領域
で遮断され、一次側への伝達が阻止される。また、この
出力電圧検出回路11は開ループ特性で高周波領域が減衰
しやすくなり、回路内でノイズを減少することが可能と
なる。

【００２９】以上のように上記実施例によれば、請求項
１に対応して、トランジスタ２のスイッチングによりト
ランス１の一次巻線１Ａに直流入力電圧Ｖｉを断続的に
印加し、トランス１の二次巻線１Ｂに誘起された電圧を
整流平滑して出力端子９，９Ａ間に直流出力電圧Ｖｏを
出力するとともに、この直流出力電圧Ｖｏを安定化する
ための帰還ループとして、出力端子９，９Ａ間に第１の
抵抗Ｒ４とフォトカプラ13とシャントレギュレータ10と
の直列回路を接続し、シャントレギュレータ10のリファ
レンスに直流出力電圧Ｖｏを分圧して印加する出力電圧
検出回路11を備えたスイッチング電源装置において、直
流出力電圧Ｖｏの微分値を反転して前記シャントレギュ
レータ10のリファレンスに印加する位相補償回路21を出
力電圧検出回路11に設けたものである。したがって、こ
の場合には、位相補償回路21を設けたことによって、零
点ωｚを持つ出力電圧検出回路11の位相進み要素は打ち
消され、出力電圧検出回路11のゲインは周波数ωが高く
なるにしたがって直線的に減少するため、これによって
トランス１の二次側で発生したノイズを高周波領域で遮
断して、一次側への伝達を阻止することが可能となる。

【００３０】また、本実施例では、請求項２に対応し
て、位相補償回路21を出力端子９，９Ａ間に接続される
コンデンサＣ２と第２の抵抗Ｒ６との直列回路からなる
微分回路22と、この微分回路22を構成するコンデンサＣ
２と第２の抵抗Ｒ６との接続点とシャントレギュレータ
10のリファレンスとの間に接続される反転器23とにより
構成したものである。したがって、位相補償回路21はコ
ンデンサＣ２，第２の抵抗Ｒ６および反転器23からなる
僅か３点の部品で構成することができるため、この位相
補償回路21を付加するだけで、出力電圧検出回路11の零
点ωｚを打ち消して、トランス１の一次側へのノイズの
伝達を簡単に阻止することができる、この場合、コンデ
ンサＣ２，第２の抵抗Ｒ６の値と、反転器23の増幅度−
Ａを適宜選択することで、既存の電源装置に全く手を加
えることなく、出力電圧検出回路11の零点ωｚを打ち消
ことが可能となる。

【００３１】なお、本実施例では、位相補償回路21によ
って出力電圧検出回路11の位相進み要素を打ち消すよう
に構成したが、位相補償回路21に代わり第１の抵抗Ｒ４
と発光ダイオード13との接続点にツェナーダイオードを
設け、このツェナーダイオードにより直流出力電圧Ｖｏ
の変動分ΔＶｏを吸収して、ノイズ成分を除去するよう
にしてもよい。また、実施例中に示したフォワード型コ
ンバータに限らず、フライバック型や他のプッシュプル
型などの多石式コンバータにも、本発明をそのまま適用
することができる。この場合、スイッチング素子はトラ
ンジスタ２に限らず、ＭＯＳ型ＦＥＴなどの各種スイッ
チング素子を用いてもよい。さらに、フォトカプラ13の
フォトトランジスタ13Ｂとパルス幅制御回路12との途中
に、抵抗およびコンデンサからなる積分回路を挿入接続
し、トランス１の一次側へのノイズの侵入をさらに抑制
するようにしてもよい。

【００３２】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実
施が可能である。

【００３３】

【発明の効果】請求項１のスイッチング電源装置は、ス
イッチング素子のスイッチングによりトランスの一次巻
線に直流入力電圧を断続的に印加し、前記トランスの二
次巻線に誘起された電圧を整流平滑して出力端子間に直
流出力電圧を出力するとともに、この直流出力電圧を安
定化するための帰還ループとして、前記出力端子間に第
１の抵抗とフォトカプラとシャントレギュレータとの直
列回路を接続し、前記シャントレギュレータのリファレ
ンスに直流出力電圧を分圧して印加する出力電圧検出回
路を備えたスイッチング電源装置において、前記直流出
力電圧の微分値を反転して前記シャントレギュレータの
リファレンスに印加する位相補償回路を前記出力電圧検
出回路に設けたものであり、トランスの二次側で発生す
るノイズを一次側に伝達させないようにすることができ
る。

【００３４】また、請求項２のスイッチング電源装置
は、前記位相補償回路を前記出力端子間に接続されるコ
ンデンサと第２の抵抗との直列回路からなる微分回路
と、この微分回路を構成する前記コンデンサと前記第２
の抵抗との接続点と前記シャントレギュレータのリファ
レンスとの間に接続される反転器とにより構成したもの
であり、既存の電源装置に全く手を加えることなく、簡
単な回路構成でトランスの二次側で発生するノイズを一
次側に伝達させないようにすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すスイッチング電源装置
の回路構成図である。

【図２】同上要部の等価回路を示す回路構成図である。

【図３】同上ゲイン−周波数特性を示すグラフである。

【図４】従来例におけるスイッチング電源装置の回路構
成図である。

【図５】同上要部の等価回路を示す回路構成図である。

【図６】同上ゲイン−周波数特性を示すグラフである。

【符号の説明】

１ トランス ２ トランジスタ（スイッチング素子） ９，９Ａ 出力端子 10 シャントレギュレータ 11 出力電圧検出回路 13 フォトカプラ 21 位相補償回路 22 微分回路 23 反転器 Ｃ２ コンデンサ Ｒ４ 第１の抵抗 Ｒ６ 第２の抵抗

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子のスイッチングにより
   トランスの一次巻線に直流入力電圧を断続的に印加し、
   前記トランスの二次巻線に誘起された電圧を整流平滑し
   て出力端子間に直流出力電圧を出力するとともに、この
   直流出力電圧を安定化するための帰還ループとして、前
   記出力端子間に第１の抵抗とフォトカプラとシャントレ
   ギュレータとの直列回路を接続し、前記シャントレギュ
   レータのリファレンスに直流出力電圧を分圧して印加す
   る出力電圧検出回路を備えたスイッチング電源装置にお
   いて、前記直流出力電圧の微分値を反転して前記シャン
   トレギュレータのリファレンスに印加する位相補償回路
   を前記出力電圧検出回路に設けたことを特徴とするスイ
   ッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記位相補償回路を前記出力端子間に接
   続されるコンデンサと第２の抵抗との直列回路からなる
   微分回路と、この微分回路を構成する前記コンデンサと
   前記第２の抵抗との接続点と前記シャントレギュレータ
   のリファレンスとの間に接続される反転器とにより構成
   することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源
   装置。