JPH07321536A - フェーズドアレイアンテナ - Google Patents
フェーズドアレイアンテナInfo
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- JPH07321536A JPH07321536A JP10580694A JP10580694A JPH07321536A JP H07321536 A JPH07321536 A JP H07321536A JP 10580694 A JP10580694 A JP 10580694A JP 10580694 A JP10580694 A JP 10580694A JP H07321536 A JPH07321536 A JP H07321536A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 広帯域な周波数また、異なる複数の周波数の
信号の送受信を可能とさせるフェーズドアレイアンテナ
を提供する。 【構成】 アンテナ素子111 〜1mn より構成されるアン
テナ開口を第１の電力分配器11〜1mによりサブアレイ化
する。送信信号は送信機43から信号切換器41を介して、
第２の電力分配器31で分配される。また、受信信号は、
第２の電力分配器31で合成されて信号切換器41を介し
て、受信機42で受信される。制御器44は、移相器211 〜
2mn 及び遅延型移相器21〜2mの位相変化量を制御する。
信号の送受信を可能とさせるフェーズドアレイアンテナ
を提供する。 【構成】 アンテナ素子111 〜1mn より構成されるアン
テナ開口を第１の電力分配器11〜1mによりサブアレイ化
する。送信信号は送信機43から信号切換器41を介して、
第２の電力分配器31で分配される。また、受信信号は、
第２の電力分配器31で合成されて信号切換器41を介し
て、受信機42で受信される。制御器44は、移相器211 〜
2mn 及び遅延型移相器21〜2mの位相変化量を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アレイ状にアンテナ素
子が配列されるフェーズドアレイアンテナに関し、特に
軽量コンパクトで、しかも広帯域な周波数、異なる複数
の周波数の信号の送受信を可能とさせるフェーズドアレ
イアンテナに関する。
子が配列されるフェーズドアレイアンテナに関し、特に
軽量コンパクトで、しかも広帯域な周波数、異なる複数
の周波数の信号の送受信を可能とさせるフェーズドアレ
イアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】図４、図５に従来のフェーズドアレイア
ンテナを示す。また、説明を容易にするためここでは等
間隔リニアアレイの場合を例に挙げて説明する。図４に
示される従来のフェーズドアレイアンテナはアンテナ素
子（１〜ｉ〜ｎ）、移相器（９１〜９ｉ〜９ｎ）、分配
合成器３２、信号切換器４１、受信機４２、送信機４３
及び走査制御器４５からなる。
ンテナを示す。また、説明を容易にするためここでは等
間隔リニアアレイの場合を例に挙げて説明する。図４に
示される従来のフェーズドアレイアンテナはアンテナ素
子（１〜ｉ〜ｎ）、移相器（９１〜９ｉ〜９ｎ）、分配
合成器３２、信号切換器４１、受信機４２、送信機４３
及び走査制御器４５からなる。
【０００３】送信系については、送信機４３から出力さ
れる送信信号を信号切換器４１を介し分配合成器３２に
よって信号分配する。この分配された送信信号を移相器
（９１〜９ｉ〜９ｎ）で位相制御し、アンテナ素子（１
〜ｉ〜ｎ）より放射する。
れる送信信号を信号切換器４１を介し分配合成器３２に
よって信号分配する。この分配された送信信号を移相器
（９１〜９ｉ〜９ｎ）で位相制御し、アンテナ素子（１
〜ｉ〜ｎ）より放射する。
【０００４】受信系については、アンテナ素子で受信さ
れた受信信号を移相器により位相制御する。この信号を
分配合成器３２によって合成した後、信号切換器４１を
介し受信機４２により増幅及び周波数変換することによ
り受信ビデオ信号を生成する。
れた受信信号を移相器により位相制御する。この信号を
分配合成器３２によって合成した後、信号切換器４１を
介し受信機４２により増幅及び周波数変換することによ
り受信ビデオ信号を生成する。
【０００５】各移相器は各アンテナ素子からの受信信号
を０〜２πラジアンまでの位相制御することによって特
定の方向に主ビームを持つアンテナビーム形成を行う。
この場合、移相器による位相制御は走査制御器４５から
の制御信号をもとに行われる。各移相器には２πラジア
ンを通常３〜５ビット程度に量子化された位相量が設定
される。
を０〜２πラジアンまでの位相制御することによって特
定の方向に主ビームを持つアンテナビーム形成を行う。
この場合、移相器による位相制御は走査制御器４５から
の制御信号をもとに行われる。各移相器には２πラジア
ンを通常３〜５ビット程度に量子化された位相量が設定
される。
【０００６】ここで、走査制御器は所望の角度方向に主
ビームを持ったアンテナビームを形成する為、各アンテ
ナ素子の位置および周波数により各移相器に設定される
位相量を演算する。
ビームを持ったアンテナビームを形成する為、各アンテ
ナ素子の位置および周波数により各移相器に設定される
位相量を演算する。
【０００７】図４では特定の周波数ｆ0 において、アン
テナ正面方向に対しθP だけずれた方向に主ビームを持
ったビームを形成した場合を示している。ビーム形成す
る際には、主ビーム方向を垂線とした平面上に、各アン
テナ素子から放射される電波の位相を合わせる必要があ
る。
テナ正面方向に対しθP だけずれた方向に主ビームを持
ったビームを形成した場合を示している。ビーム形成す
る際には、主ビーム方向を垂線とした平面上に、各アン
テナ素子から放射される電波の位相を合わせる必要があ
る。
【０００８】今、ｉ番目のアンテナ素子に注目すると、
まず、主ビーム方向を垂線とした直線から各アンテナ素
子までの距離をＬ(i) 、分配合成器での電気的経路長を
ｌDIV (i) 、移相器での電気的経路長をｌPH(i) とする
と、 ｌDIV (i) ＋ｌPH(i) ＋Ｌ(i) ＝Ｎ(i) ・λ0 ＋Ｃnst ・・・(1) Ｎ(i) ；整数値 λ0 ；波長 Ｃnst ；定数（ｉによらない一定値） となるように、移相器の電気的経路長を制御すれば所望
の方向に主ビームを持ったビームが形成できる。ただ
し、移相器の位相制御範囲は０〜２πであるため、素子
番号ｉに依存しない等経路長Ｃnst となるのは分配合成
器の入力から図中の等経路長面までの経路である。
まず、主ビーム方向を垂線とした直線から各アンテナ素
子までの距離をＬ(i) 、分配合成器での電気的経路長を
ｌDIV (i) 、移相器での電気的経路長をｌPH(i) とする
と、 ｌDIV (i) ＋ｌPH(i) ＋Ｌ(i) ＝Ｎ(i) ・λ0 ＋Ｃnst ・・・(1) Ｎ(i) ；整数値 λ0 ；波長 Ｃnst ；定数（ｉによらない一定値） となるように、移相器の電気的経路長を制御すれば所望
の方向に主ビームを持ったビームが形成できる。ただ
し、移相器の位相制御範囲は０〜２πであるため、素子
番号ｉに依存しない等経路長Ｃnst となるのは分配合成
器の入力から図中の等経路長面までの経路である。
【０００９】電波は波長λの整数倍ごとに同じ位相にな
る周期性を持つ。また、波長λは周波数により求められ
る。従って、等経路長面からＮ(i) ・λ0 の距離では等
位相となる。図中の破線に等位相面を示している。
る周期性を持つ。また、波長λは周波数により求められ
る。従って、等経路長面からＮ(i) ・λ0 の距離では等
位相となる。図中の破線に等位相面を示している。
【００１０】ただし、λ0 は自由空間波長で、λ0 ＝Ｃ
／ｆ0 、（Ｃ；光速）で求められ、周波数ｆ0 の関数で
ある。図５では、移相器の位相制御を図４の状態で、周
波数をｆ0 から ｆ0 ＋Δｆに変更した場合を示してい
る。等経路長面は素子番号に依存しない電気的な等経路
長を示しているため、周波数に関係がなく一定である。
これに対し、波長は周波数の関数であるため等位相面は
周波数により変わる。
／ｆ0 、（Ｃ；光速）で求められ、周波数ｆ0 の関数で
ある。図５では、移相器の位相制御を図４の状態で、周
波数をｆ0 から ｆ0 ＋Δｆに変更した場合を示してい
る。等経路長面は素子番号に依存しない電気的な等経路
長を示しているため、周波数に関係がなく一定である。
これに対し、波長は周波数の関数であるため等位相面は
周波数により変わる。
【００１１】ここで、このときの周波数による、見かけ
上の等位相面の変化を図６に示す。主ビーム方向は、周
波数ｆ0 の見かけ上の等位相面８０及び周波数ｆ0 ＋Δ
ｆの見かけ上の等位相面８１の法線方向となり、周波数
ｆ0 ＋Δｆの見かけ上の等位相面８１の直線近似は、直
線８２となる。また、周波数ｆ0 、ｆ0 ＋Δｆの主ビー
ム方向はそれぞれ直線８３、８４となる。即ち、周波数
により主ビーム方向が偏心することがわかる。広帯域の
電波を送信したり、異なる周波数の電波を同時、もしく
は連続（移相器の位相制御を変更せず）に送信する場合
は主ビーム方向がずれ、所望の方向にビームを固定する
ことができない。
上の等位相面の変化を図６に示す。主ビーム方向は、周
波数ｆ0 の見かけ上の等位相面８０及び周波数ｆ0 ＋Δ
ｆの見かけ上の等位相面８１の法線方向となり、周波数
ｆ0 ＋Δｆの見かけ上の等位相面８１の直線近似は、直
線８２となる。また、周波数ｆ0 、ｆ0 ＋Δｆの主ビー
ム方向はそれぞれ直線８３、８４となる。即ち、周波数
により主ビーム方向が偏心することがわかる。広帯域の
電波を送信したり、異なる周波数の電波を同時、もしく
は連続（移相器の位相制御を変更せず）に送信する場合
は主ビーム方向がずれ、所望の方向にビームを固定する
ことができない。
【００１２】次に、図４、図５を参照しながら主ビーム
方向の周波数依存性についての概算式を示す。まず、主
ビーム方向を垂線とした直線から各アンテナ素子までの
位相差Ψ(i,f) は、 Ψ(i,f) ＝２π／λ・Ｌ(i) ＝２πｆ／Ｃ・ｄ（ｉ−１）ｓｉｎθP ・・・(2) λ ；波長 ｆ ；周波数 Ｌ(i) ；主ビーム方向を垂線とした直線から各アンテナ
素子までの距離 Ｃ ；光速 ｄ ；素子間隔 θP ；主ビーム方向とアンテナ正面方向のなす角 で表される。ここで、１番目の素子を基準として考え、
Ｌ(1) ＝０となるように基準化している。周波数がｆか
らｆ＋Δｆとなった場合、上式より Ψ(i,f+ Δf) ＝２π( ｆ＋Δｆ）／Ｃ・ｄ（ｉ−１）・ｓｉｎ （θP ＋ΔθP ） ・・・(3) ΔθP ；主ビーム方向のずれ角 となる。等経路長面から各アンテナ素子までの距離をｌ
A (i) とすると、 Ｌ(i) ＝ｌA (i) ＋Ｎ(i) ・λ ・・・(4) Ｎ(i) ；整数 であるから、（２）、（３）式は次のように表すことが
できる。
方向の周波数依存性についての概算式を示す。まず、主
ビーム方向を垂線とした直線から各アンテナ素子までの
位相差Ψ(i,f) は、 Ψ(i,f) ＝２π／λ・Ｌ(i) ＝２πｆ／Ｃ・ｄ（ｉ−１）ｓｉｎθP ・・・(2) λ ；波長 ｆ ；周波数 Ｌ(i) ；主ビーム方向を垂線とした直線から各アンテナ
素子までの距離 Ｃ ；光速 ｄ ；素子間隔 θP ；主ビーム方向とアンテナ正面方向のなす角 で表される。ここで、１番目の素子を基準として考え、
Ｌ(1) ＝０となるように基準化している。周波数がｆか
らｆ＋Δｆとなった場合、上式より Ψ(i,f+ Δf) ＝２π( ｆ＋Δｆ）／Ｃ・ｄ（ｉ−１）・ｓｉｎ （θP ＋ΔθP ） ・・・(3) ΔθP ；主ビーム方向のずれ角 となる。等経路長面から各アンテナ素子までの距離をｌ
A (i) とすると、 Ｌ(i) ＝ｌA (i) ＋Ｎ(i) ・λ ・・・(4) Ｎ(i) ；整数 であるから、（２）、（３）式は次のように表すことが
できる。
【００１３】 Ψ(i,f) ＝２π／λ・Ｌ(i) ＝２πｆ／Ｃ・ｌA (i) ＋２πＮ(i) ・・・(5) Ψ(i,f+ Δf) ＝２π（ｆ＋Δｆ）／Ｃ・ｌA (i) ＋２πＮ(i) ＝Ψ(i,f) ＋２πΔｆ／Ｃ・ｌA (i) ・・・(6) 分配合成器が等長回路で構成されている場合（ｌDIV
(i) ＝一定値）を想定すると、移相器の位相制御範囲が
０〜２πであることから ｌA (i) ＜ λ ＝Ｃ／ｆ ・・・(7) と考えられる。従って、（６）式の右辺第２項は（７）
式より ２πΔｆ／Ｃ・ｌA (i) ＜２π・（Δｆ／ｆ） ・・・
(8)
(i) ＝一定値）を想定すると、移相器の位相制御範囲が
０〜２πであることから ｌA (i) ＜ λ ＝Ｃ／ｆ ・・・(7) と考えられる。従って、（６）式の右辺第２項は（７）
式より ２πΔｆ／Ｃ・ｌA (i) ＜２π・（Δｆ／ｆ） ・・・
(8)
【００１４】
【数１】 と近似できる。従って、（２）、（３）式より ( ｆ＋Δｆ）・ｓｉｎ（θP ＋ΔθP ）＝ｆ・ｓｉｎθP ・・・(10) の関係が得られ、 ΔθP ＝ｓｉｎ-1｛ｆ／( ｆ＋Δｆ）・ｓｉｎθP ｝−θP ・・・(11) となる。（１１）式より、主ビーム方向のズレ角ΔθP
は素子間隔やアンテナ開口長によらず、ビーム走査角と
周波数に依存することがわかる。また、アンテナのビー
ム幅θB は、 θB ＝Ｋ・λ／Ｄ ＝Ｋ・λ／（ｄ・ｎ） ・・・(12) Ｋ ；振幅分布等により決まる定数 Ｄ ；アンテナ開口長 ｎ ；アンテナ素子の合成数 で近似でき、ビーム幅はアンテナ開口長に依存し、アン
テナ素子の合成数が多ければ多いほどビーム幅は小さく
なることがわかる。
は素子間隔やアンテナ開口長によらず、ビーム走査角と
周波数に依存することがわかる。また、アンテナのビー
ム幅θB は、 θB ＝Ｋ・λ／Ｄ ＝Ｋ・λ／（ｄ・ｎ） ・・・(12) Ｋ ；振幅分布等により決まる定数 Ｄ ；アンテナ開口長 ｎ ；アンテナ素子の合成数 で近似でき、ビーム幅はアンテナ開口長に依存し、アン
テナ素子の合成数が多ければ多いほどビーム幅は小さく
なることがわかる。
【００１５】（１１）、（１２）式より周波数の変動に
より主ビーム方向は偏心する。これにより所望の方向に
おけるビームレベルは低下する（図７参照）。したがっ
て、ビーム幅が小さいほど、即ちアンテナ素子の合成数
が多いほど、この利得低下は大きくなることがわかる。
より主ビーム方向は偏心する。これにより所望の方向に
おけるビームレベルは低下する（図７参照）。したがっ
て、ビーム幅が小さいほど、即ちアンテナ素子の合成数
が多いほど、この利得低下は大きくなることがわかる。
【００１６】以上、説明してきたように受信系において
は演算に用いられた特定の周波数においては所望の角度
方向から到来する電波に対して、各アンテナ素子で受信
された受信信号が移相器で位相制御され分配合成器によ
り等位相で合成され受信機に入力される。同様に送信系
でも特定の周波数において所望の角度方向に対してビー
ム形成される。
は演算に用いられた特定の周波数においては所望の角度
方向から到来する電波に対して、各アンテナ素子で受信
された受信信号が移相器で位相制御され分配合成器によ
り等位相で合成され受信機に入力される。同様に送信系
でも特定の周波数において所望の角度方向に対してビー
ム形成される。
【００１７】しかしながら、異なる周波数では所望の角
度方向に主ビームを持つアンテナビームが形成されず、
受信信号を等位相で合成できなくなり受信強度が劣化す
る。送信系についても同様に所望のアンテナビームが形
成できない。従って、周波数に幅を持った広帯域な信号
や、異なる複数の周波数の信号を同時に（または位相制
御を更新せず短時間で）送信／受信することができな
い。
度方向に主ビームを持つアンテナビームが形成されず、
受信信号を等位相で合成できなくなり受信強度が劣化す
る。送信系についても同様に所望のアンテナビームが形
成できない。従って、周波数に幅を持った広帯域な信号
や、異なる複数の周波数の信号を同時に（または位相制
御を更新せず短時間で）送信／受信することができな
い。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記事情を
考慮してなされたもので、以上述べたように従来のフェ
ーズドアレイアンテナでは広帯域な信号や、異なる複数
の周波数の信号を同時に（または位相制御を更新せず短
時間で）送信／受信できないという問題があった。
考慮してなされたもので、以上述べたように従来のフェ
ーズドアレイアンテナでは広帯域な信号や、異なる複数
の周波数の信号を同時に（または位相制御を更新せず短
時間で）送信／受信できないという問題があった。
【００１９】本発明は、上記の点に鑑み、広帯域な信号
や、異なる複数の周波数の信号を送信／受信した場合に
生じる、信号強度の劣化（変動）を最小限に抑えたフェ
ーズドアレイアンテナを提供することを目的とする。
や、異なる複数の周波数の信号を送信／受信した場合に
生じる、信号強度の劣化（変動）を最小限に抑えたフェ
ーズドアレイアンテナを提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明は、アレイ状に配
列させた複数のアンテナ素子と、これらアンテナ素子に
接続され、受信及び送信信号の位相を変化させる移相器
と、これら移相器を任意分割し、サブアレイ化させるサ
ブアレイ化手段と、このサブアレイ化手段によりサブア
レイ化された前記移相器に接続し、受信及び送信信号を
電力合成及び電力分配させる第１の分配合成器と、これ
ら第１の分配合成器に接続し、受信及び送信信号を位相
遅延させる遅延型移相器と、これら遅延型移相器に接続
し、受信及び送信信号を電力合成及び分配させる第２の
分配合成器と、この第２の分配合成器に接続し、受信及
び送信信号の切換えを行う信号切換器と、この信号切換
器に接続する送信機と、同じく前記信号切換器に接続す
る受信機と、前記移相器及び遅延型移相器の位相変化量
を制御する走査制御器とを具備することを特徴とするフ
ェーズドアレイアンテナを提供する。
列させた複数のアンテナ素子と、これらアンテナ素子に
接続され、受信及び送信信号の位相を変化させる移相器
と、これら移相器を任意分割し、サブアレイ化させるサ
ブアレイ化手段と、このサブアレイ化手段によりサブア
レイ化された前記移相器に接続し、受信及び送信信号を
電力合成及び電力分配させる第１の分配合成器と、これ
ら第１の分配合成器に接続し、受信及び送信信号を位相
遅延させる遅延型移相器と、これら遅延型移相器に接続
し、受信及び送信信号を電力合成及び分配させる第２の
分配合成器と、この第２の分配合成器に接続し、受信及
び送信信号の切換えを行う信号切換器と、この信号切換
器に接続する送信機と、同じく前記信号切換器に接続す
る受信機と、前記移相器及び遅延型移相器の位相変化量
を制御する走査制御器とを具備することを特徴とするフ
ェーズドアレイアンテナを提供する。
【００２１】また、本発明は、アレイ状に配列させた複
数のアンテナ素子と、これらアンテナ素子に接続され、
受信及び送信信号を増幅させるとともに位相を変化させ
る送受信モジュールと、これら移相器を任意分割し、サ
ブアレイ化させるサブアレイ化手段と、このサブアレイ
化手段によりサブアレイ化された前記移相器に接続し、
受信及び送信信号を電力合成及び電力分配させる第１の
分配合成器と、これら第１の分配合成器に接続し、受信
及び送信信号を位相遅延させる遅延型移相器と、これら
遅延型移相器に接続し、受信及び送信信号を電力合成及
び分配させる第２の分配合成器と、この第２の分配合成
器に接続し、受信及び送信信号の切換えを行う信号切換
器と、この信号切換器に接続する送信機と、同じく前記
信号切換器に接続する受信機と、前記移相器及び遅延型
移相器の位相変化量を制御する走査制御器とを具備する
ことを特徴とするフェーズドアレイアンテナを提供す
る。
数のアンテナ素子と、これらアンテナ素子に接続され、
受信及び送信信号を増幅させるとともに位相を変化させ
る送受信モジュールと、これら移相器を任意分割し、サ
ブアレイ化させるサブアレイ化手段と、このサブアレイ
化手段によりサブアレイ化された前記移相器に接続し、
受信及び送信信号を電力合成及び電力分配させる第１の
分配合成器と、これら第１の分配合成器に接続し、受信
及び送信信号を位相遅延させる遅延型移相器と、これら
遅延型移相器に接続し、受信及び送信信号を電力合成及
び分配させる第２の分配合成器と、この第２の分配合成
器に接続し、受信及び送信信号の切換えを行う信号切換
器と、この信号切換器に接続する送信機と、同じく前記
信号切換器に接続する受信機と、前記移相器及び遅延型
移相器の位相変化量を制御する走査制御器とを具備する
ことを特徴とするフェーズドアレイアンテナを提供す
る。
【００２２】
【作用】アンテナ開口をサブアレイ毎に分割し、また、
ビーム走査角による経路長の差を小さくするよう、それ
ぞれのサブアレイを遅延型移相器で遅延時間の制御を行
うことにより広帯域な信号や、異なる複数の周波数の信
号を送受信した場合に生じるアンテナの利得変動を小さ
くすることが可能となる。
ビーム走査角による経路長の差を小さくするよう、それ
ぞれのサブアレイを遅延型移相器で遅延時間の制御を行
うことにより広帯域な信号や、異なる複数の周波数の信
号を送受信した場合に生じるアンテナの利得変動を小さ
くすることが可能となる。
【００２３】
【実施例】以下、本発明に係るレーダ装置の実施例を図
面に従って詳細に説明する。本発明の一実施例に係るア
レイアンテナの要部構成を図１、図２に示す。本アレイ
アンテナは、アンテナ素子（１１１〜１ｍｎ）、移相器
（２１１〜２ｍｎ）、第１の分配合成器（１１〜１
ｍ）、遅延型移相器（２１〜２ｍ）、第２の分配合成器
３１、信号切換器４１、受信機４２、送信機４３及び走
査制御器４４からなる。
面に従って詳細に説明する。本発明の一実施例に係るア
レイアンテナの要部構成を図１、図２に示す。本アレイ
アンテナは、アンテナ素子（１１１〜１ｍｎ）、移相器
（２１１〜２ｍｎ）、第１の分配合成器（１１〜１
ｍ）、遅延型移相器（２１〜２ｍ）、第２の分配合成器
３１、信号切換器４１、受信機４２、送信機４３及び走
査制御器４４からなる。
【００２４】信号の流れを図１に従って説明する。図１
は特定の周波数ｆ0 でアンテナ正面方向に対しθP だけ
ずれた方向に、主ビームを形成した場合を示している。
まず、送信系については送信機４３から出力された送信
信号を信号切換器４１を介し第２の分配合成器３１でｍ
分配され遅延型移相器（２１〜２ｍ）で信号遅延した
後、第１の分配合成器（１１〜１ｍ）で、それぞれｎ分
配される。この信号が移相器（２１１〜２ｍｎ）により
位相制御された後、アンテナ素子（１１１〜１ｍｎ）よ
り放射される。
は特定の周波数ｆ0 でアンテナ正面方向に対しθP だけ
ずれた方向に、主ビームを形成した場合を示している。
まず、送信系については送信機４３から出力された送信
信号を信号切換器４１を介し第２の分配合成器３１でｍ
分配され遅延型移相器（２１〜２ｍ）で信号遅延した
後、第１の分配合成器（１１〜１ｍ）で、それぞれｎ分
配される。この信号が移相器（２１１〜２ｍｎ）により
位相制御された後、アンテナ素子（１１１〜１ｍｎ）よ
り放射される。
【００２５】次に、受信系については、各アンテナ素子
（１１１〜１ｍｎ）で受信された受信信号は移相器（２
１１〜２ｍｎ）により、０〜２πラジアンまでの位相量
により位相制御される。この位相制御された受信信号は
ｎチャンネルずつに分割されｍ個の第１の分配合成器
（１１〜１ｍ）に入力される。第１の分配合成器ではｎ
チャンネルの受信信号を電力合成し遅延型移相器（２１
〜２ｍ）に出力する。このｍ個の受信信号を遅延型移相
器で遅延した後、第２の分配合成器３１により電力合成
する。この信号は信号切換器４１を介し、受信機４２に
より、増幅、周波数変換されビデオ信号が得られる。
（１１１〜１ｍｎ）で受信された受信信号は移相器（２
１１〜２ｍｎ）により、０〜２πラジアンまでの位相量
により位相制御される。この位相制御された受信信号は
ｎチャンネルずつに分割されｍ個の第１の分配合成器
（１１〜１ｍ）に入力される。第１の分配合成器ではｎ
チャンネルの受信信号を電力合成し遅延型移相器（２１
〜２ｍ）に出力する。このｍ個の受信信号を遅延型移相
器で遅延した後、第２の分配合成器３１により電力合成
する。この信号は信号切換器４１を介し、受信機４２に
より、増幅、周波数変換されビデオ信号が得られる。
【００２６】移相器の位相制御及び遅延型移相器の遅延
量の制御は、走査制御器４２によって行う。第１の分配
合成器によりアンテナ開口はｍ分割され、それぞれの第
１の分配合成器で分割されたサブアレイ単位で考える
と、前述した従来のフェーズドアレイアンテナと同様に
第１の分配合成器でｎ分割されたＲＦ信号が移相器で移
相制御され（１）式の関係となり破線で示された等位相
面が形成される。また、遅延型移相器ではサブアレイ毎
に遅延時間を制御することにより等位相面に沿った等経
路長面を形成する。
量の制御は、走査制御器４２によって行う。第１の分配
合成器によりアンテナ開口はｍ分割され、それぞれの第
１の分配合成器で分割されたサブアレイ単位で考える
と、前述した従来のフェーズドアレイアンテナと同様に
第１の分配合成器でｎ分割されたＲＦ信号が移相器で移
相制御され（１）式の関係となり破線で示された等位相
面が形成される。また、遅延型移相器ではサブアレイ毎
に遅延時間を制御することにより等位相面に沿った等経
路長面を形成する。
【００２７】ここで、周波数がΔｆだけシフトした場合
を図２に示す。サブアレイ個々（例えばアンテナ素子11
1 〜11n 、アンテナ素子1m1 〜1mn ）で見た場合、当然
従来のフェーズドアレイアンテナと同様にビーム偏心が
生じる。この時のビーム方向のズレ角ΔθP は、(11)式
で示されるようにアンテナ素子間隔やアンテナ開口長に
よらず、ビーム走査角と周波数に依存している。したが
って、サブアレイ個々のビームのズレ角とアンテナ全体
のビームのズレ角は等しいといえる。一方、アンテナの
ビーム幅θB は、(12)式で示されるように、アンテナ開
口長に依存する。アンテナ開口長は、アンテナ素子間隔
とアンテナ素子数の乗数に近似できるので、アンテナビ
ーム幅θB は、アンテナ素子間隔及びアンテナ素子数に
依存しているということができる。したがって、アンテ
ナ素子の合成数が多ければ多いほどビーム幅は小さくな
り、逆に、少なければ少ないほどビーム幅は大きくな
る。
を図２に示す。サブアレイ個々（例えばアンテナ素子11
1 〜11n 、アンテナ素子1m1 〜1mn ）で見た場合、当然
従来のフェーズドアレイアンテナと同様にビーム偏心が
生じる。この時のビーム方向のズレ角ΔθP は、(11)式
で示されるようにアンテナ素子間隔やアンテナ開口長に
よらず、ビーム走査角と周波数に依存している。したが
って、サブアレイ個々のビームのズレ角とアンテナ全体
のビームのズレ角は等しいといえる。一方、アンテナの
ビーム幅θB は、(12)式で示されるように、アンテナ開
口長に依存する。アンテナ開口長は、アンテナ素子間隔
とアンテナ素子数の乗数に近似できるので、アンテナビ
ーム幅θB は、アンテナ素子間隔及びアンテナ素子数に
依存しているということができる。したがって、アンテ
ナ素子の合成数が多ければ多いほどビーム幅は小さくな
り、逆に、少なければ少ないほどビーム幅は大きくな
る。
【００２８】ここで、本発明のフェーズドアレイアンテ
ナによればアンテナ素子はサブアレイ化されているた
め、その主ビームの幅は大きくなる。つまり、周波数が
Δｆだけシフトした場合に主ビーム方向がずれたとして
も、アンテナの利得低下量は、最小限に抑えられる。
ナによればアンテナ素子はサブアレイ化されているた
め、その主ビームの幅は大きくなる。つまり、周波数が
Δｆだけシフトした場合に主ビーム方向がずれたとして
も、アンテナの利得低下量は、最小限に抑えられる。
【００２９】したがって、(11)式より得られる主ビーム
方向のズレ角ΔθP と(12)式より得られるビーム幅θB
より利得低下量が所望の許容範囲内で納まるようにサブ
アレイ素子数ｍを定めればよい。
方向のズレ角ΔθP と(12)式より得られるビーム幅θB
より利得低下量が所望の許容範囲内で納まるようにサブ
アレイ素子数ｍを定めればよい。
【００３０】また、それぞれのサブアレイは遅延型移相
器でビーム走査角により遅延時間が設定され等位相面に
沿った等経路長面が形成される。従って遅延型移相器の
遅延時間の設定により個々のサブアレイでは、周波数変
化にともなって発生した経路長差を原因とするビーム偏
心の影響を無視することができる。
器でビーム走査角により遅延時間が設定され等位相面に
沿った等経路長面が形成される。従って遅延型移相器の
遅延時間の設定により個々のサブアレイでは、周波数変
化にともなって発生した経路長差を原因とするビーム偏
心の影響を無視することができる。
【００３１】以上のように、アンテナ開口をサブアレイ
毎に分割し、またビーム走査角による経路長の差を小さ
くするよう、それぞれのサブアレイを遅延型移相器で遅
延時間の制御を行うことにより周波数の変化による利得
変動を小さくすることができる。
毎に分割し、またビーム走査角による経路長の差を小さ
くするよう、それぞれのサブアレイを遅延型移相器で遅
延時間の制御を行うことにより周波数の変化による利得
変動を小さくすることができる。
【００３２】次に、フェーズドアレイアンテナに用いら
れる遅延型移相器の構成例を図３に示す。本構成例は２
ビットの遅延型移相器について説明する。まず遅延型移
相器はＲＦスイッチ（５１〜５４）、第１の遅延線路６
１、第２の遅延線路６２、第１の減衰器７１、第２の減
衰器７２から構成される。第１の遅延線路及び第２の遅
延線路は一定の経路長を持ったストリップラインもしく
は同軸線路等で構成されており、信号がこの遅延線路を
通過することにより各々、異なる一定の時間だけ信号遅
延する。ＲＦスイッチの切り換えにより信号の通過経路
に応じた総遅延時間が切り替わる。また、通過経路によ
らず一定の減衰量（利得）となるように第１の減衰器、
第２の減衰器は、それぞれ第１の遅延線路、第２の遅延
線路で生じる減衰量と等しくする。
れる遅延型移相器の構成例を図３に示す。本構成例は２
ビットの遅延型移相器について説明する。まず遅延型移
相器はＲＦスイッチ（５１〜５４）、第１の遅延線路６
１、第２の遅延線路６２、第１の減衰器７１、第２の減
衰器７２から構成される。第１の遅延線路及び第２の遅
延線路は一定の経路長を持ったストリップラインもしく
は同軸線路等で構成されており、信号がこの遅延線路を
通過することにより各々、異なる一定の時間だけ信号遅
延する。ＲＦスイッチの切り換えにより信号の通過経路
に応じた総遅延時間が切り替わる。また、通過経路によ
らず一定の減衰量（利得）となるように第１の減衰器、
第２の減衰器は、それぞれ第１の遅延線路、第２の遅延
線路で生じる減衰量と等しくする。
【００３３】一般に、大きく信号位相を変化させる場
合、遅延型移相器を用いている。したがって、本願発明
においても遅延型移相器を使用するものであるが、この
遅延型移相器は非常に寸法が大きく、重いためその使用
範囲が限られてしまう。
合、遅延型移相器を用いている。したがって、本願発明
においても遅延型移相器を使用するものであるが、この
遅延型移相器は非常に寸法が大きく、重いためその使用
範囲が限られてしまう。
【００３４】しかし、この場合においても本願発明のフ
ェーズドアレイアンテナの構成とすることで遅延型移相
器の数を減らすことが可能となり、軽量コンパクト化に
有効なものである。
ェーズドアレイアンテナの構成とすることで遅延型移相
器の数を減らすことが可能となり、軽量コンパクト化に
有効なものである。
【００３５】本構成例は２ビットの場合を例に挙げた
が、遅延線路と減衰器は一対になっておりＲＦスイッチ
を介して、これらをシリーズに配列することによりビッ
ト数を変えた場合についても適応できる。
が、遅延線路と減衰器は一対になっておりＲＦスイッチ
を介して、これらをシリーズに配列することによりビッ
ト数を変えた場合についても適応できる。
【００３６】また、遅延線路による信号減衰を補うため
広帯域増幅器を備えた場合についても同様に適応でき
る。以上詳述してきた実施例は、パッシブ型のフェーズ
ドアレイについて述べたが、移相器に高出力増幅器、低
雑音増幅器を備えた送受信モジュールを持つアクティブ
・フェーズドアレイにおいても同様に適応できる。
広帯域増幅器を備えた場合についても同様に適応でき
る。以上詳述してきた実施例は、パッシブ型のフェーズ
ドアレイについて述べたが、移相器に高出力増幅器、低
雑音増幅器を備えた送受信モジュールを持つアクティブ
・フェーズドアレイにおいても同様に適応できる。
【００３７】また、アンテナ素子をｎ素子ずつのサブア
レイに等分割し第１の分配合成器で分配／合成する場合
について述べたが、必ずしも等分割する必要はなく、サ
ブアレイの素子数はサブアレイごとに異なった場合にお
いても適応できる。
レイに等分割し第１の分配合成器で分配／合成する場合
について述べたが、必ずしも等分割する必要はなく、サ
ブアレイの素子数はサブアレイごとに異なった場合にお
いても適応できる。
【００３８】また、ｍ個の第１の分配合成器の全てに遅
延型移相器を接続した場合について述べたが、必ずしも
全てに接続する必要はなく、特定の第１の分配合成器に
のみ遅延型移相器を取り付けた場合においても適応でき
る。
延型移相器を接続した場合について述べたが、必ずしも
全てに接続する必要はなく、特定の第１の分配合成器に
のみ遅延型移相器を取り付けた場合においても適応でき
る。
【００３９】また、本構成例では送信／受信とも遅延型
移相器による位相補正方式を用いた場合を示している
が、受信系と送信系は必ずしも同一構成にする必要はな
く、例えば送信系のみ、または受信系のみ本方式を用い
た場合においても適応できる。
移相器による位相補正方式を用いた場合を示している
が、受信系と送信系は必ずしも同一構成にする必要はな
く、例えば送信系のみ、または受信系のみ本方式を用い
た場合においても適応できる。
【００４０】また、アンテナ配列においては特に制約さ
れず、平面状にアンテナ素子が配列された平面配列アン
テナや任意形状に配列されたコンフォーマル形状のアン
テナや複数のアンテナ素子をＲＦ分配合成しこれをサブ
アレイとし、サブアレイ毎に移相器を取り付けたサブア
レイ配列等の場合においても適応できる。これら上記内
容を逸脱しない範囲で構成が異なる場合においても同様
に適応できる。
れず、平面状にアンテナ素子が配列された平面配列アン
テナや任意形状に配列されたコンフォーマル形状のアン
テナや複数のアンテナ素子をＲＦ分配合成しこれをサブ
アレイとし、サブアレイ毎に移相器を取り付けたサブア
レイ配列等の場合においても適応できる。これら上記内
容を逸脱しない範囲で構成が異なる場合においても同様
に適応できる。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のアレイア
ンテナによれば、広帯域な信号や、異なる複数の周波数
の信号を送信／受信した場合に生じる、信号強度の劣化
（変動）を最小限に抑えたフェーズドアレイアンテナを
提供することができる。
ンテナによれば、広帯域な信号や、異なる複数の周波数
の信号を送信／受信した場合に生じる、信号強度の劣化
（変動）を最小限に抑えたフェーズドアレイアンテナを
提供することができる。
【図１】本発明に係るフェーズドアレイアンテナの一実
施例の構成を示すブロック図。
施例の構成を示すブロック図。
【図２】本発明に係るフェーズドアレイアンテナの一実
施例の構成を示すブロック図。
施例の構成を示すブロック図。
【図３】遅延型移相器の構成例を示すブロック図。
【図４】従来のフェーズドアレイアンテナの構成を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図５】従来のフェーズドアレイアンテナの構成を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図６】見かけ上の等位相面の変化を示す図。
【図７】アンテナ放射特性を示す図。
１１１〜１ｍｎ・・・アンテナ素子 ２１１〜２ｍｎ・・・移相器 １１〜１ｍ・・・・・第１の分配合成器 ２１〜２ｍ・・・・・遅延型移相器 ３１・・・・・・・・第２の分配合成器 ４１・・・・・・・・信号切換器 ４２・・・・・・・・受信機 ４３・・・・・・・・送信機 ４４、４５・・・・・走査制御器 ５１〜５４・・・・・ＲＦスイッチ ６１・・・・・・・・第１の遅延線路 ６２・・・・・・・・第２の遅延線路 ７１・・・・・・・・第１の減衰器 ７２・・・・・・・・第２の減衰器
Claims (3)
- 【請求項１】 アレイ状に配列させた複数のアンテナ素
子と、これらアンテナ素子に接続され、受信及び送信信
号の位相を変化させる移相器と、これら移相器を任意分
割し、サブアレイ化させるサブアレイ化手段と、このサ
ブアレイ化手段によりサブアレイ化された前記移相器に
接続し、受信及び送信信号を電力合成及び電力分配させ
る第１の分配合成器と、これら第１の分配合成器に接続
し、受信及び送信信号を位相遅延させる遅延型移相器
と、これら遅延型移相器に接続し、受信及び送信信号を
電力合成及び分配させる第２の分配合成器と、この第２
の分配合成器に接続し、受信及び送信信号の切換えを行
う信号切換器と、この信号切換器に接続する送信機と、
同じく前記信号切換器に接続する受信機と、前記移相器
及び遅延型移相器の位相変化量を制御する走査制御器と
を具備することを特徴とするフェーズドアレイアンテ
ナ。 - 【請求項２】 アレイ状に配列させた複数のアンテナ素
子と、これらアンテナ素子に接続され、受信及び送信信
号を増幅させるとともに位相を変化させる送受信モジュ
ールと、これら移相器を任意分割し、サブアレイ化させ
るサブアレイ化手段と、このサブアレイ化手段によりサ
ブアレイ化された前記移相器に接続し、受信及び送信信
号を電力合成及び電力分配させる第１の分配合成器と、
これら第１の分配合成器に接続し、受信及び送信信号を
位相遅延させる遅延型移相器と、これら遅延型移相器に
接続し、受信及び送信信号を電力合成及び分配させる第
２の分配合成器と、この第２の分配合成器に接続し、受
信及び送信信号の切換えを行う信号切換器と、この信号
切換器に接続する送信機と、同じく前記信号切換器に接
続する受信機と、前記移相器及び遅延型移相器の位相変
化量を制御する走査制御器とを具備することを特徴とす
るフェーズドアレイアンテナ。 - 【請求項３】 前記遅延型移相器は、位相を遅延させる
遅延線路と、スイッチを切換えることにより信号の通過
経路に応じた所望の総遅延時間を得るＲＦスイッチと、
信号の通過経路によらず一定の利得に制御する減衰器と
を具備することを特徴とする請求項１または請求項２記
載のフェーズドアレイアンテナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10580694A JP3461911B2 (ja) | 1994-05-20 | 1994-05-20 | フェーズドアレイアンテナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10580694A JP3461911B2 (ja) | 1994-05-20 | 1994-05-20 | フェーズドアレイアンテナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07321536A true JPH07321536A (ja) | 1995-12-08 |
| JP3461911B2 JP3461911B2 (ja) | 2003-10-27 |
Family
ID=14417360
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10580694A Expired - Lifetime JP3461911B2 (ja) | 1994-05-20 | 1994-05-20 | フェーズドアレイアンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3461911B2 (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020041609A (ko) * | 2000-11-28 | 2002-06-03 | 김상기 | 무선통신 시스템에서 빔틸트 조절을 위한 위상 가변기 |
| JP2003529238A (ja) * | 1999-09-30 | 2003-09-30 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 基地局ビーム掃引を有した無線通信システム |
| KR100433796B1 (ko) * | 2001-12-28 | 2004-05-31 | 한국전자통신연구원 | 전자적 능동 위상제어 배열 안테나 및 그 안테나에서의지향 방향 차이 보상 방법과, 그 안테나를 사용한 위성추적 시스템 및 그 방법 |
| WO2006009122A1 (ja) * | 2004-07-16 | 2006-01-26 | Fujitsu Ten Limited | モノパルスレーダ装置およびアンテナ切換スイッチ |
| JP2007502415A (ja) * | 2003-08-12 | 2007-02-08 | トレックス・エンタープライゼス・コーポレーション | ミリ波イメージングによるセキュリティ・システム |
| JP2010193052A (ja) * | 2009-02-17 | 2010-09-02 | Mitsubishi Electric Corp | アレーアンテナ装置 |
| US7864111B2 (en) | 2005-06-03 | 2011-01-04 | Powerwave Comtek Oy | Arrangement for steering radiation lobe of antenna |
| JP2015192171A (ja) * | 2014-03-27 | 2015-11-02 | 三菱電機株式会社 | アレーアンテナ |
| JP2019054723A (ja) * | 2017-05-29 | 2019-04-04 | 三菱電機株式会社 | 無線送電装置 |
| KR20190049198A (ko) * | 2017-11-01 | 2019-05-09 | (주)스마트레이더시스템 | Fov 확장된 차량용 레이더 센서 |
| JP2020036222A (ja) * | 2018-08-30 | 2020-03-05 | 株式会社東芝 | アンテナシステム、送受信システム及び信号処理方法 |
| KR102237549B1 (ko) * | 2020-01-02 | 2021-04-07 | 포항공과대학교 산학협력단 | 높은 전자파 간섭을 활용한 초광대역 평면형 안테나 장치 |
| JP2021073834A (ja) * | 2017-05-29 | 2021-05-13 | 三菱電機株式会社 | 無線送電装置 |
| JPWO2020255522A1 (ja) * | 2019-06-20 | 2021-10-21 | 三菱電機株式会社 | フェーズドアレイアンテナ装置とプログラム |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20180022392A (ko) | 2016-08-24 | 2018-03-06 | 삼성전자주식회사 | 위상 변조 능동 소자, 이의 구동 방법 및 위상 변조 능동 소자를 포함하는 광학 장치 |
-
1994
- 1994-05-20 JP JP10580694A patent/JP3461911B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003529238A (ja) * | 1999-09-30 | 2003-09-30 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 基地局ビーム掃引を有した無線通信システム |
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| KR100433796B1 (ko) * | 2001-12-28 | 2004-05-31 | 한국전자통신연구원 | 전자적 능동 위상제어 배열 안테나 및 그 안테나에서의지향 방향 차이 보상 방법과, 그 안테나를 사용한 위성추적 시스템 및 그 방법 |
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| WO2006009122A1 (ja) * | 2004-07-16 | 2006-01-26 | Fujitsu Ten Limited | モノパルスレーダ装置およびアンテナ切換スイッチ |
| US7612706B2 (en) | 2004-07-16 | 2009-11-03 | Fujitsu Ten Limited | Monopulse radar apparatus and antenna switch |
| US7864111B2 (en) | 2005-06-03 | 2011-01-04 | Powerwave Comtek Oy | Arrangement for steering radiation lobe of antenna |
| JP2010193052A (ja) * | 2009-02-17 | 2010-09-02 | Mitsubishi Electric Corp | アレーアンテナ装置 |
| JP2015192171A (ja) * | 2014-03-27 | 2015-11-02 | 三菱電機株式会社 | アレーアンテナ |
| JP2019054723A (ja) * | 2017-05-29 | 2019-04-04 | 三菱電機株式会社 | 無線送電装置 |
| JP2021073834A (ja) * | 2017-05-29 | 2021-05-13 | 三菱電機株式会社 | 無線送電装置 |
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| US12025644B2 (en) | 2017-05-29 | 2024-07-02 | Mitsubishi Electric Corporation | Wireless power transmission device and power transmission system to aerial moving body |
| US10782333B2 (en) | 2017-05-29 | 2020-09-22 | Mitsubishi Electric Corporation | Radio wave measurement system |
| US10962579B2 (en) | 2017-05-29 | 2021-03-30 | Mitsubishi Electric Corporation | Wireless power transmission device and power transmission system to aerial moving body |
| US11137433B2 (en) | 2017-05-29 | 2021-10-05 | Mitsubishi Electric Corporation | Radio wave measurement system |
| KR20190049198A (ko) * | 2017-11-01 | 2019-05-09 | (주)스마트레이더시스템 | Fov 확장된 차량용 레이더 센서 |
| JP2020036222A (ja) * | 2018-08-30 | 2020-03-05 | 株式会社東芝 | アンテナシステム、送受信システム及び信号処理方法 |
| JPWO2020255522A1 (ja) * | 2019-06-20 | 2021-10-21 | 三菱電機株式会社 | フェーズドアレイアンテナ装置とプログラム |
| US11901632B2 (en) | 2019-06-20 | 2024-02-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Phased array antenna device and program |
| KR102237549B1 (ko) * | 2020-01-02 | 2021-04-07 | 포항공과대학교 산학협력단 | 높은 전자파 간섭을 활용한 초광대역 평면형 안테나 장치 |
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|---|---|
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| JP2685117B2 (ja) | 電子走査アンテナ |
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