JPH07312637A - 直流負荷回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】交流信号の損失を少なくしてダイヤルパルスの
波形のなまりを改善する。 【構成】直流電圧に重畳された交流信号をこの直流電圧
から分離する直流負荷回路１０において、直流電圧と交
流信号を含む信号源１８に対して直流カット用のコンデ
ンサＣを介して接続された交流負荷２４と、交流阻止回
路３０を介して接続された直流負荷２２とを有する。交
流阻止回路３０は定電圧ダイオードＤが接続された急速
充電回路３２と制御トランジスタＱとで構成される。交
流信号が供給された瞬間、コンデンサＣａが急速充電さ
れると共に、トランジスタＱをオンさせて信号源１８と
の直流通路が閉成される。コンデンサＣａは急速充電さ
れるため、スイッチ２６のオンオフによって形成される
ダイヤルパルスの波形のなまりが改善され、スイッチ２
６のメーク後直ちにツェナーダイオードＤによって急速
充電回路３２が遮断されるため、交流信号の損失が少な
くなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は電話機などに適用して
好適な直流負荷回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】公衆基地局（交換機）と電話機との間の
通信回線には公衆基地局から所定の直流電圧と交流信号
である通話信号（音声信号）が供給され、受信局である
電話機側にはその内部でこの直流電圧と交流信号を分離
するための直流負荷回路が設けられている。

【０００３】図３はこの直流負荷回路１０の従来例を示
すもので、公衆基地局１２側には機能的には基地局側の
交換機を動作させるために必要な所定の直流電圧源１４
と、交流信号である通話信号源１６で構成された信号源
１８を有する。

【０００４】電話機２０には直流カット用のコンデンサ
Ｃを介して交流負荷２４が信号源１８に接続される。交
流負荷２４は送受話器である。また、交流カット用のイ
ンダクタンスＬを介して直流負荷２２が接続される。直
流負荷２２としては具体的には抵抗器が使用され、通信
回線８が閉成されたとき交換機を動作させるための直流
電圧がこの通信回線８を流れることになる。

【０００５】インダクタンスＬは交流信号をカットする
ために設けられているから、この交流信号の周波数が通
話信号のように比較的低いものであるときはインダクタ
ンスＬの値を大きくしないと、交流信号を完全に分離で
きなくなる。そうするためにはインダクタンス素子が大
きくなるので、一般にはこのインダクタンス素子の代わ
りに、インダクタンス素子と同等の働きをする交流阻止
回路を使用している。

【０００６】図４はその一例を示す従来の具体例であっ
て、３０がこの交流阻止回路を示す。交流阻止回路３０
は通信回線８に並列接続されるものであって、直流負荷
２２と通信回線８との間には制御トランジスタＱが接続
され、またこの通信回線８にはＲＣの時定数回路２８が
接続される。抵抗器Ｒ１とコンデンサＣ１の接続中点ｐ
はトランジスタＱのベースに接続されている。２６は電
話番号を送信するときに動作するオンオフスイッチであ
る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】図４に示す構成で、受
信された交流信号（通話信号）は交流負荷２４と交流阻
止回路３０とに分流するので、抵抗器Ｒ１とコンデンサ
Ｃ１の時定数回路２８にも交流信号が流れ、この分流に
よって交流付加２４に流れる交流信号の一部が損失す
る。

【０００８】交流損失を少なくして交流負荷２４のＳ／
Ｎを高め、通話品質を向上させるためにはＲ１，Ｃ１の
値を大きくすればよいが、そうすると接続中点ｐに得ら
れる平滑された直流電圧の値が小さくなるため、制御ト
ランジスタＱとしてはｈfeの大きなトランジスタを使用
する必要がある。ｈfeの大きなトランジスタは周知のよ
うに高価で、しかも素子自体大型化する。

【０００９】また、このように時定数を大きくするとコ
ンデンサＣ１への充電時間がかかり、接続中点ｐにおけ
る直流電位の過渡特性が劣化するため、スイッチ２６を
メーク（オン）させてからトランジスタＱをオンさせる
までに時間がかかってしまう。例えば、メークとブレー
ク（オフ）とを交互に繰り返えすようにスイッチ２６を
制御したときの通信回線８の電位変化は図５Ａのように
急峻に立ち下がり、また立ち上がる特性となるのが理想
的である。しかし、上述したように時定数回路２８の時
定数を大きくしてしまうと、図５Ｂに示すような過渡特
性が劣化したものとなってしまう。

【００１０】このように過渡特性が劣化すると、ダイヤ
ルパルス式で電話番号を交換機側に送信するパルスダイ
ヤル方式のものでは、ダイヤルパルスの波形がなまって
しまってダイヤルパルス数を交換機側で正しく認識でき
なくなってしまう。例えば図６Ａのダイヤルパルスであ
るのが理想的であるのに対して、時定数を大きくすると
極端な場合同図Ｂのようになるので、誤動作を引き起こ
す原因となる。

【００１１】そこで、この発明はこのような従来の課題
を解決したものであって、交流信号の損失を最小限にし
つつ、過渡特性を改善した直流負荷回路を提案するもの
である。

【００１２】

【発明を解決するための手段】上述した課題を解決する
ため、請求項１に記載したこの発明では、所定の直流電
圧に重畳された交流信号をこの直流電圧から分離する直
流負荷回路において、上記直流電圧と交流信号を含む信
号源に対して直流カット用のコンデンサを介して接続さ
れた交流負荷と、交流阻止回路を介して接続された直流
負荷とを有し、上記交流阻止回路は直列接続された急速
充電回路と定電圧ダイオードおよび上記直流負荷に接続
された制御トランジスタとで構成され、上記交流信号が
供給された瞬間、上記コンデンサが急速充電されると共
に、上記トランジスタをオンさせて上記信号源との直流
通路が閉成されるようになされたことを特徴とするもの
である。

【００１３】

【作用】図１に示す構成で、この発明では急速充電回路
３２が設けられる。急速充電回路３２の時定数は小さく
選ばれているのでスイッチ２６をメークするとコンデン
サＣａは急速充電される。この急速充電によって接続中
点ｐの直流電位が急速に立ち上がり、制御トランジスタ
Ｑはスイッチ２６のメークと同時にオンする。

【００１４】トランジスタＱがオンすると直流負荷であ
る抵抗器２２に電流が流れ、通信回線８の直流電位は急
速に低下する。この電位低下によって通信回線８の直流
電位がツェナーダイオードＤのツェナー電圧Ｖｚ以下に
なると、ツェナーダイオードＤがオフするため抵抗器Ｒ
ｂを通してコンデンサＣａに流れ込む電流Ｉｂが殆どゼ
ロの状態で急速充電回路３２の動作が停止する。

【００１５】このように急速充電回路３２の時定数を小
さくすると、交流阻止回路３０の過渡特性が改善され、
スイッチ２６がブレークしても通信回線８の電位変化が
緩慢になるようなことはない。急速充電回路３２はツェ
ナーダイオードＤの存在でスイッチ２６のメーク後直ち
にオフし、また抵抗器Ｒｂは大きな値であるので分流に
よる交流信号の損失も最小限にすることができる。

【００１６】

【実施例】続いてこの発明に係る直流負荷回路の一例を
電話機に適用した場合について図を参照して詳細に説明
する。

【００１７】図１は電話機２０に内蔵されたこの発明に
係る直流負荷回路１０の一例である。この発明において
も局側交換機１２には信号源１８として上述したような
直流電圧源１４と通話信号である通話信号源１６を有す
る。電話機２０側には交流カット用のコンデンサＣａを
介して交流負荷２４が、また交流阻止回路３０を介して
直流負荷２２がそれぞれ通信回線８に並列接続されてい
る。

【００１８】交流阻止回路３０は直流負荷となる抵抗器
２２に接続された制御トランジスタＱを有し、また通信
回線８には直列抵抗回路３４が並列接続される。この直
列抵抗回路３４は一対の抵抗器Ｒｂ，Ｒｃが直列接続さ
れて構成され、その接続点には抵抗器Ｒｄを介して制御
トランジスタＱのベースが接続される。

【００１９】この発明ではさらに通信回線８に対して急
速充電回路３２が接続される。この急速充電回路３２は
抵抗器ＲａとコンデンサＣａの急速充電部と、その間に
接続された定電圧ダイオード、この例ではツェナーダイ
オードＤとがそれぞれ直列接続されて構成され、ツェナ
ーダイオードＤとコンデンサＣａとの接続中点ｐが直列
抵抗回路３４の接続点と結ばれている。

【００２０】急速充電部の抵抗器Ｒａは必要に応じて設
ければよく、設けた場合でもその値は十分小さな値に選
ばれ、抵抗器ＲａとコンデンサＣａとで決まる時定数τ
ａを小さく設定している。これに対して直列抵抗回路３
４を構成する一方の抵抗器Ｒｂは十分に大きな抵抗値に
選定され、これとコンデンサＣａによって決まる時定数
τｂをτａよりも十分大きくなるように設定している。

【００２１】ここで、スイッチ２６がブレーク状態にあ
って通信回線８が開成しているときの通信回線８の直流
電位ＤＣｂは通常４８ボルト程度であり、スイッチ２６
がメーク状態にあるときの直流電位ＤＣｍは１５〜１７
ボルト程度である。そのため、上述したツェナーダイオ
ードＤのツェナー電圧Ｖｚは、 ＤＣｍ〈Ｖｚ〈ＤＣｂ ・・・・（１） のような値に選ばれる。

【００２２】このような関係にツェナーダイオードＤを
選んであれば、スイッチ２６がメークされた瞬間はツェ
ナーダイオードＤの両端にはツェナー電圧Ｖｚ以上の直
流電圧が印加されることになるので、これがオンする。
したがってコンデンサＣａは急速に充電され接続中点ｐ
の直流電位は急速に立ち上がり、スイッチ２６のメーク
とほぼ同じタイミングにトランジスタＱがオンとなる。

【００２３】トランジスタＱがオンすると通信回線８は
直流負荷である抵抗器２２によってシャントされるた
め、通信回線８の直流電位はメーク電位ＤＣｍに急激に
低下する（図２参照）。通信回線８の直流電位がメーク
電位ＤＣｍに低下すると、この電位はツェナーダイオー
ドＤのツェナー電圧Ｖｚ以下になるのでこれによってツ
ェナーダイオードＤはオフとなる。つまり、急速充電回
路３２はスイッチ２６がメークしてから極く僅かの時間
しか動作しない。次にメークされるまでの間はその動作
はオフ状態となる。したがって、交流阻止回路３０の過
渡特性が改善され、図２のように電位波形のなまりは殆
どなくなり、図６Ｂのような電位変化は発生しない。

【００２４】一方、スイッチ２６のメーク後直ちにツェ
ナーダイオードＤによって急速充電回路３２が遮断され
るので、ここを交流信号が流れることによって発生する
であろう交流損失はゼロである。

【００２５】これと共にスイッチ２６がメークしている
期間中は抵抗器Ｒｂを通る通路によって電流Ｉｂがコン
デンサＣａに流れる。しかし、この電流ループの時定数
τｂは時定数τａよりも遥かに大きいので、流れてもそ
の交流電流は極く僅かである。つまり、交流電流が抵抗
器Ｒｂ側に分流したとしても極く僅かであるから、この
分流による交流信号の損失は無視できる。交流信号の損
失が少なくなると、交流負荷である送受話器２４に供給
される交流信号のＳ／Ｎが大きくなり、それだけ音声の
明瞭度も改善される。

【００２６】上述した実施例はこの発明を電話機の直流
負荷回路に適用したが、電車や送電などの電力搬送系の
ように所定の直流電圧に通信用の交流信号を重畳して伝
送するようなシステムに使用される直流負荷回路にもこ
の発明を適用できる。

【００２７】

【発明の効果】以上のように、この発明では充電回路と
定電圧ダイオードを巧みに利用して急速充電回路を構成
し、これを直流負荷を制御する交流阻止回路に組み入れ
たものである。

【００２８】これによれば、交流阻止回路の過渡特性を
劣化させることなく、交流阻止回路に流入する交流信号
の損失を最小限に食い止めることができるため、分離し
た交流信号のＳ／Ｎが改善され、また過渡特性が改善さ
れるため交流信号の波形劣化を防止できるなどの特徴を
有する。したがってこの発明は上述した電話機の直流負
荷回路などに適用して極めて好適である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係る直流負荷回路の一例を示す系統
図である。

【図２】その動作説明に供する波形図である。

【図３】直流負荷回路の概念図である。

【図４】従来の直流負荷回路の系統図である。

【図５】その動作説明に供する波形図である。

【図６】同じく、その動作説明に供する波形図である。

【符号の説明】

１０ 直流負荷回路 １２ 局側中継機 １４ 直流電圧源 １６ 交流信号源 １８ 信号源 ２０ 電話機 ２２ 直流負荷 ２４ 交流負荷 ３０ 交流阻止回路 ３２ 急速充電回路 Ｄ ツェナーダイオード Ｑ 制御トランジスタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の直流電圧に重畳された交流信号を
   この直流電圧から分離する直流負荷回路において、 上記直流電圧と交流信号を含む信号源に対して直流カッ
   ト用のコンデンサを介して接続された交流負荷と、交流
   阻止回路を介して接続された直流負荷とを有し、 上記交流阻止回路は直列接続された急速充電回路と定電
   圧ダイオードおよび上記直流負荷に接続された制御トラ
   ンジスタとで構成され、 上記交流信号が供給された瞬間、上記コンデンサが急速
   充電されると共に、上記トランジスタをオンさせて上記
   信号源との直流通路が閉成されるようになされたことを
   特徴とする直流負荷回路。
2. 【請求項２】 上記交流信号は通話信号であり、上記交
   流負荷は送受話器であることを特徴とする請求項１記載
   の直流負荷回路。