JPH0730514A - スペクトル拡散受信装置 - Google Patents
スペクトル拡散受信装置Info
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- JPH0730514A JPH0730514A JP14107993A JP14107993A JPH0730514A JP H0730514 A JPH0730514 A JP H0730514A JP 14107993 A JP14107993 A JP 14107993A JP 14107993 A JP14107993 A JP 14107993A JP H0730514 A JPH0730514 A JP H0730514A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】受信スペクトル拡散信号中のマルチパス干渉信
号をベースバンドにおいて除去する。 【構成】整合フィルタ１は、スペクトル拡散された受信
信号Ｒ１を逆拡散符号Ｒ２で逆拡散してパルス列Ｒ２を
生じる。伝送路推定手段２は、受信信号Ｒ２に含まれる
パイロット信号Ｒ１ａに応答してマルチパス伝送路の伝
送特性を推定し、タップ係数Ｒ４（Ｒ４ａ）を生じる。
トランスバーサルフィルタ３は、タップ係数Ｒ４をタッ
プ重みとしてパルス列Ｒ３の最大比合成信号Ｒ５を生じ
る。マルチパス干渉再生手段５は、タップ係数Ｒ４ａ，
復調信号Ｒ６および逆拡散符号Ｒ２に応答し、マルチパ
ス干渉信号Ｒ８を再生する。減算手段７は合成信号Ｒ５
の遅延手段６によって遅延された遅延合成信号Ｒ５ａか
ら干渉信号Ｒ８を減算し、判定手段８はこの減算信号Ｒ
９を判定して復調信号Ｒ１０を出力する。
号をベースバンドにおいて除去する。 【構成】整合フィルタ１は、スペクトル拡散された受信
信号Ｒ１を逆拡散符号Ｒ２で逆拡散してパルス列Ｒ２を
生じる。伝送路推定手段２は、受信信号Ｒ２に含まれる
パイロット信号Ｒ１ａに応答してマルチパス伝送路の伝
送特性を推定し、タップ係数Ｒ４（Ｒ４ａ）を生じる。
トランスバーサルフィルタ３は、タップ係数Ｒ４をタッ
プ重みとしてパルス列Ｒ３の最大比合成信号Ｒ５を生じ
る。マルチパス干渉再生手段５は、タップ係数Ｒ４ａ，
復調信号Ｒ６および逆拡散符号Ｒ２に応答し、マルチパ
ス干渉信号Ｒ８を再生する。減算手段７は合成信号Ｒ５
の遅延手段６によって遅延された遅延合成信号Ｒ５ａか
ら干渉信号Ｒ８を減算し、判定手段８はこの減算信号Ｒ
９を判定して復調信号Ｒ１０を出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散変調信号
を受信するスペクトル拡散受信装置に関し、特にマルチ
パスフェージング環境における通信品質の改善に好適な
パスダイバーシチ受信方式を用いたスペクトル拡散受信
装置に関する。
を受信するスペクトル拡散受信装置に関し、特にマルチ
パスフェージング環境における通信品質の改善に好適な
パスダイバーシチ受信方式を用いたスペクトル拡散受信
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信等においては、マルチパスフェ
ージングによる通信品質の劣化が大きな問題となる。こ
のマルチパスフェージングは送信局からの送信信号が互
いに伝送定数（遅延時間，伝送振幅および伝送位相）の
異なる複数の伝送路（マルチパス伝送路）を通って同一
の受信局に受信されることに起因する。このようなマル
チパスフェージング環境における移動通信システムに
は、パスダイバシチ受信方式の適用が有効である。直接
拡散スペクトル拡散変調を用いる通信では、マルチパス
伝送路の各各のパス（伝送路）を通るスペクトル拡散信
号をスペクトル拡散受信装置における逆拡散過程で時間
的に分離できる。従って、これらのパス分離されたスペ
クトル拡散信号を最大比合成することで容易にパスダイ
バシチ効果が得られる。このスペクトル拡散受信方式
は、レイク（ＲＡＫＥ：熊手）受信方式と呼ばれ、Ｇ．
Ｌ．Ｔｕｒｉｎの論文“Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔ
ｏ Ｓ−ｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｎｔｉｍｕ
ｌｔｉｐａｔｈ Ｔｅｃｈｎｉ−ｑｕｅｓ ａｎｄ Ｔ
ｈｅｉｒ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ Ｕｒｂａｎ
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｒａｄｉｏ（Ｐｒｏｃ． ＩＥＥＥ，
ｖｏｌ．６８，ＮＯ．３，Ｍａｒｃｈ １９８０）に詳
しく述べられている。
ージングによる通信品質の劣化が大きな問題となる。こ
のマルチパスフェージングは送信局からの送信信号が互
いに伝送定数（遅延時間，伝送振幅および伝送位相）の
異なる複数の伝送路（マルチパス伝送路）を通って同一
の受信局に受信されることに起因する。このようなマル
チパスフェージング環境における移動通信システムに
は、パスダイバシチ受信方式の適用が有効である。直接
拡散スペクトル拡散変調を用いる通信では、マルチパス
伝送路の各各のパス（伝送路）を通るスペクトル拡散信
号をスペクトル拡散受信装置における逆拡散過程で時間
的に分離できる。従って、これらのパス分離されたスペ
クトル拡散信号を最大比合成することで容易にパスダイ
バシチ効果が得られる。このスペクトル拡散受信方式
は、レイク（ＲＡＫＥ：熊手）受信方式と呼ばれ、Ｇ．
Ｌ．Ｔｕｒｉｎの論文“Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔ
ｏ Ｓ−ｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｎｔｉｍｕ
ｌｔｉｐａｔｈ Ｔｅｃｈｎｉ−ｑｕｅｓ ａｎｄ Ｔ
ｈｅｉｒ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ Ｕｒｂａｎ
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｒａｄｉｏ（Ｐｒｏｃ． ＩＥＥＥ，
ｖｏｌ．６８，ＮＯ．３，Ｍａｒｃｈ １９８０）に詳
しく述べられている。
【０００３】図８は従来のレイク受信方式を用いるスペ
クトル拡散受信装置のブロック図である。
クトル拡散受信装置のブロック図である。
【０００４】図８において、ベースバンドの受信信号Ｒ
１が整合フィルタ１に入力される。ここで、受信信号Ｒ
１はこのスペクトル拡散受信装置の受信部（図示せず）
が生成する信号である。上記受信部は、セルラーシステ
ム等の陸上移動通信システムの基地局から、情報信号が
直接スペクトル拡散されたあとさらにディジタル位相変
調された送信信号を受け、この送信信号を中間周波数信
号に変換したあとさらに準同期検波して受信信号Ｒ１を
生じる。なお、この受信信号Ｒ１は、同期符号拡散ＣＤ
ＭＡ信号であり、このスペクトル拡散受信装置特有の拡
散符号のみで拡散された信号を含む場合と、互いに異な
る特有の拡散符号によってそれぞれ拡散された複数のス
ペクトル拡散受信装置の信号を含む場合とがある。上記
二つの場合において、受信信号Ｒ１は、さらに上記受信
装置特有の拡散符号とは異なる拡散符号で特定の情報
（例えばオール１あるいはオール０）を拡散したパイロ
ット信号を含むこともある。図８の受信信号Ｒ１は、こ
の受信装置特有の拡散符号によって拡散された信号とパ
イロット信号Ｒ１ａとを含む。
１が整合フィルタ１に入力される。ここで、受信信号Ｒ
１はこのスペクトル拡散受信装置の受信部（図示せず）
が生成する信号である。上記受信部は、セルラーシステ
ム等の陸上移動通信システムの基地局から、情報信号が
直接スペクトル拡散されたあとさらにディジタル位相変
調された送信信号を受け、この送信信号を中間周波数信
号に変換したあとさらに準同期検波して受信信号Ｒ１を
生じる。なお、この受信信号Ｒ１は、同期符号拡散ＣＤ
ＭＡ信号であり、このスペクトル拡散受信装置特有の拡
散符号のみで拡散された信号を含む場合と、互いに異な
る特有の拡散符号によってそれぞれ拡散された複数のス
ペクトル拡散受信装置の信号を含む場合とがある。上記
二つの場合において、受信信号Ｒ１は、さらに上記受信
装置特有の拡散符号とは異なる拡散符号で特定の情報
（例えばオール１あるいはオール０）を拡散したパイロ
ット信号を含むこともある。図８の受信信号Ｒ１は、こ
の受信装置特有の拡散符号によって拡散された信号とパ
イロット信号Ｒ１ａとを含む。
【０００５】整合フィルタ１は、自局（自受信装置）の
逆拡散符号Ｒ２の１チップ時間長（チップ周期）に等し
いタップ間隔を有し逆拡散符号Ｒ２をタップ係数とする
タップ付き遅延線（トランスバーサルフィルタ）で構成
され、受信信号Ｒ１を逆拡散符号Ｒ２で逆拡散するとと
もに１ビット周期で加算し、受信信号Ｒ１から異なる遅
延時間を有する上記マルチパス伝送路の各パスごとに出
力時刻の分離したパルス列Ｒ３を生じる。なお、マルチ
パスフェージング環境においては、受信信号Ｒ１が独立
なフェージング（特に移動通信などではレイリーフェー
ジングとなる）を受けるマルチパス伝送路からの上記送
信信号の合成信号を基に生成されており、従って、パル
ス列Ｒ３は１またはそれ以上のチップ時間間隔を有する
複数のパルスからなることに注意すべきである。また、
パルス列Ｒ３は、整合フィルタ１による上述のスペクト
ル符号逆拡散過程で最大電力が取り出され、信号対雑音
比が改善されている。
逆拡散符号Ｒ２の１チップ時間長（チップ周期）に等し
いタップ間隔を有し逆拡散符号Ｒ２をタップ係数とする
タップ付き遅延線（トランスバーサルフィルタ）で構成
され、受信信号Ｒ１を逆拡散符号Ｒ２で逆拡散するとと
もに１ビット周期で加算し、受信信号Ｒ１から異なる遅
延時間を有する上記マルチパス伝送路の各パスごとに出
力時刻の分離したパルス列Ｒ３を生じる。なお、マルチ
パスフェージング環境においては、受信信号Ｒ１が独立
なフェージング（特に移動通信などではレイリーフェー
ジングとなる）を受けるマルチパス伝送路からの上記送
信信号の合成信号を基に生成されており、従って、パル
ス列Ｒ３は１またはそれ以上のチップ時間間隔を有する
複数のパルスからなることに注意すべきである。また、
パルス列Ｒ３は、整合フィルタ１による上述のスペクト
ル符号逆拡散過程で最大電力が取り出され、信号対雑音
比が改善されている。
【０００６】伝送路推定手段２は、受信信号Ｒ１に含ま
れるパイロット信号Ｒ１ａから、上記マルチパス伝送路
の各パスｉ（ｉは序数）を通る上記送信信号の遅延時間
ｔi，振幅ａi および位相θi を推定する。この伝送路
推定手段２は、整合フィルタ１とほぼ同じ構成を有し、
パイロット信号Ｒ１ａのインパルス応答に対応した複数
出力のタップ係数Ｒ４を生じる。この伝送路推定手段２
のマルチパス伝送路推定アルゴリズムには、一ビット前
の受信信号Ｒ１ａをタップ係数Ｒ４とする遅延検波型の
ものと複数シンボルの受信信号Ｒ１ａの平均を取ってタ
ップ係数Ｒ４を求める同期検波型のものとがある。
れるパイロット信号Ｒ１ａから、上記マルチパス伝送路
の各パスｉ（ｉは序数）を通る上記送信信号の遅延時間
ｔi，振幅ａi および位相θi を推定する。この伝送路
推定手段２は、整合フィルタ１とほぼ同じ構成を有し、
パイロット信号Ｒ１ａのインパルス応答に対応した複数
出力のタップ係数Ｒ４を生じる。この伝送路推定手段２
のマルチパス伝送路推定アルゴリズムには、一ビット前
の受信信号Ｒ１ａをタップ係数Ｒ４とする遅延検波型の
ものと複数シンボルの受信信号Ｒ１ａの平均を取ってタ
ップ係数Ｒ４を求める同期検波型のものとがある。
【０００７】なお、伝送路推定手段２は、整合フィルタ
１からのパルス列Ｒ３を判定手段４からの復調信号Ｒ６
で逆変調することによってもタップ係数Ｒ４を得ること
ができる。
１からのパルス列Ｒ３を判定手段４からの復調信号Ｒ６
で逆変調することによってもタップ係数Ｒ４を得ること
ができる。
【０００８】トランスバーサルフィルタ３は、１チップ
時間長ごとにタップのついた遅延線でモデル化できるフ
ィルタであり、タップ係数Ｒ４をタップ重みとしてパル
ス列Ｒ３における時刻の異なる各パルスの最大比合成を
行い、合成信号Ｒ５を得る。いま、整合フィルタ１から
のパルス列Ｒ３を時刻ｔの関数であるＳn （ｔ）で表わ
し（ｎは整数）、受信信号Ｒ１のビット周期をＴb （０
＜ｔ≦Ｔb ）とすると、トランスバーサルフィルタ３か
らの合成信号Ｒ５（＝Ｓn ）は（１）式で表わされる。
時間長ごとにタップのついた遅延線でモデル化できるフ
ィルタであり、タップ係数Ｒ４をタップ重みとしてパル
ス列Ｒ３における時刻の異なる各パルスの最大比合成を
行い、合成信号Ｒ５を得る。いま、整合フィルタ１から
のパルス列Ｒ３を時刻ｔの関数であるＳn （ｔ）で表わ
し（ｎは整数）、受信信号Ｒ１のビット周期をＴb （０
＜ｔ≦Ｔb ）とすると、トランスバーサルフィルタ３か
らの合成信号Ｒ５（＝Ｓn ）は（１）式で表わされる。
【０００９】
【００１０】ここで、Ｎはタップ係数Ｒ４に対応し、上
記マルチパス伝送路のうちの伝送路推定手段２によって
選ばれて合成するパスの数である。判定手段４は、合成
信号Ｒ５を判定し、自局の復調信号Ｒ６を生じる。
記マルチパス伝送路のうちの伝送路推定手段２によって
選ばれて合成するパスの数である。判定手段４は、合成
信号Ｒ５を判定し、自局の復調信号Ｒ６を生じる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】この従来のスペクトル
拡散受信装置は、受信信号Ｒ１が互いに遅延時間の異な
る複数のパスを通る信号からなる場合、整合フィルタ１
からのパルス列Ｒ３のうちの一つのパスに相当するパル
スには他の異なる遅延時間を有するパスからの干渉，即
ちマルチパス干渉信号が含まれてくる。これは、逆拡散
信号Ｒ２のタイミングずれがある場合に自己相関値ある
いは他局のスペクトル拡散信号との相互相関値が０にな
らないためである。この場合の自己相関値あるいは相互
相関値は用いる拡散符号によって異なる。
拡散受信装置は、受信信号Ｒ１が互いに遅延時間の異な
る複数のパスを通る信号からなる場合、整合フィルタ１
からのパルス列Ｒ３のうちの一つのパスに相当するパル
スには他の異なる遅延時間を有するパスからの干渉，即
ちマルチパス干渉信号が含まれてくる。これは、逆拡散
信号Ｒ２のタイミングずれがある場合に自己相関値ある
いは他局のスペクトル拡散信号との相互相関値が０にな
らないためである。この場合の自己相関値あるいは相互
相関値は用いる拡散符号によって異なる。
【００１２】上述のとおり、従来のスペクトル拡散受信
装置は、マルチパス干渉信号を含む合成信号Ｒ５をその
まま判定するので、合成信号Ｒ５にマルチパス干渉によ
る符号誤りがあっても、判定手段４からの復調信号Ｒ６
には符号誤りがそのまま含まれることになる。
装置は、マルチパス干渉信号を含む合成信号Ｒ５をその
まま判定するので、合成信号Ｒ５にマルチパス干渉によ
る符号誤りがあっても、判定手段４からの復調信号Ｒ６
には符号誤りがそのまま含まれることになる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のスペクトル拡散
受信装置の一つは、複数の伝送路からなるマルチパス伝
送路を介して伝送されたスペクトル拡散信号の検波信号
である受信信号を自局の逆拡散符号で逆拡散するととも
に１ビット周期で積算し前記伝送路の各各に対応して時
間的に分離されたパルス列を生じる整合フィルタと、前
記マルチパス伝送路の各伝送路における前記スペクトル
拡散信号の伝送特性を推定しこの伝送特性に対応するタ
ップ係数を生じる伝送路推定手段と、前記第タップ係数
をタップ重みとして時間的に分離された前記パルス列の
各各の最大比合成を行って合成信号を生じるトランスバ
ーサルフィルタと、前記合成信号を判定して第１の復調
信号を生じる第１の判定手段と、前記逆拡散符号と前記
合成信号と前記タップ係数と前記第１の復調信号とに応
答し前記複数の伝送路のいずれかを伝送される前記スペ
クトル拡散信号が他の伝送路を伝送される前記スペクト
ル拡散信号に与える干渉成分を前記合成信号から除去し
たうえ判定して第２の復調信号を生じるマルチパス干渉
除去手段とを備える。
受信装置の一つは、複数の伝送路からなるマルチパス伝
送路を介して伝送されたスペクトル拡散信号の検波信号
である受信信号を自局の逆拡散符号で逆拡散するととも
に１ビット周期で積算し前記伝送路の各各に対応して時
間的に分離されたパルス列を生じる整合フィルタと、前
記マルチパス伝送路の各伝送路における前記スペクトル
拡散信号の伝送特性を推定しこの伝送特性に対応するタ
ップ係数を生じる伝送路推定手段と、前記第タップ係数
をタップ重みとして時間的に分離された前記パルス列の
各各の最大比合成を行って合成信号を生じるトランスバ
ーサルフィルタと、前記合成信号を判定して第１の復調
信号を生じる第１の判定手段と、前記逆拡散符号と前記
合成信号と前記タップ係数と前記第１の復調信号とに応
答し前記複数の伝送路のいずれかを伝送される前記スペ
クトル拡散信号が他の伝送路を伝送される前記スペクト
ル拡散信号に与える干渉成分を前記合成信号から除去し
たうえ判定して第２の復調信号を生じるマルチパス干渉
除去手段とを備える。
【００１４】前記スペクトル拡散受信装置は、前記マル
チパス干渉除去手段が、前記タップ係数と前記第１の復
調信号と前記逆拡散符号とに応答してマルチパス干渉信
号を再生するマルチパス干渉再生手段と、前記合成信号
を遅延させて前記マルチパス干渉信号の再生時刻に一致
させた遅延合成信号を生じる遅延手段と、前記遅延合成
信号から前記マルチパス干渉信号を減算して前記干渉成
分を除去した減算信号を生じる減算手段と、前記減算信
号を判定して前記第２の復調信号を生じる第２の判定手
段とを備える構成を採ることができる。
チパス干渉除去手段が、前記タップ係数と前記第１の復
調信号と前記逆拡散符号とに応答してマルチパス干渉信
号を再生するマルチパス干渉再生手段と、前記合成信号
を遅延させて前記マルチパス干渉信号の再生時刻に一致
させた遅延合成信号を生じる遅延手段と、前記遅延合成
信号から前記マルチパス干渉信号を減算して前記干渉成
分を除去した減算信号を生じる減算手段と、前記減算信
号を判定して前記第２の復調信号を生じる第２の判定手
段とを備える構成を採ることができる。
【００１５】また、前記スペクトル拡散受信装置が、前
記マルチパス干渉再生手段と前記遅延手段と前記減算手
段と前記第２の判定手段とを備える前記マルチパス干渉
除去手段を複数段備え、後段のマルチパス干渉再生手段
が、前記拡散符号と前記タップ係数と前段の第２の判定
手段からの前記第２の復調信号とを受け、後段の遅延手
段が、前段の遅延手段からの前記遅延合成信号を受ける
構成を採ることもできる。
記マルチパス干渉再生手段と前記遅延手段と前記減算手
段と前記第２の判定手段とを備える前記マルチパス干渉
除去手段を複数段備え、後段のマルチパス干渉再生手段
が、前記拡散符号と前記タップ係数と前段の第２の判定
手段からの前記第２の復調信号とを受け、後段の遅延手
段が、前段の遅延手段からの前記遅延合成信号を受ける
構成を採ることもできる。
【００１６】さらに、前記スペクトル拡散受信装置が、
互いに異なる複数の拡散符号によって拡散されている前
記スペクトル拡散信号を受け、前記複数の拡散符号にそ
れぞれ対応する前記整合フィルタと前記トランスバーサ
ルフィルタと前記第１の判定手段とをさらに含む構成を
採ってもよい。
互いに異なる複数の拡散符号によって拡散されている前
記スペクトル拡散信号を受け、前記複数の拡散符号にそ
れぞれ対応する前記整合フィルタと前記トランスバーサ
ルフィルタと前記第１の判定手段とをさらに含む構成を
採ってもよい。
【００１７】なお、前記スペクトル拡散受信装置におけ
る前記マルチパス干渉再生手段は、前記逆拡散符号と前
記第１の復調信号とに応答して前記干渉成分を再生して
干渉成分再生信号をそれぞれ生じる前記伝送路の各各対
応の干渉成分再生手段と、前記干渉成分再生信号とこの
干渉成分再生信号に対応する前記タップ係数の振幅とを
乗算して乗算信号をそれぞれ生じる前記干渉成分再生手
段の各各対応の乗算器と、前記乗算信号の全てを加算し
て前記マルチパス干渉信号を生じる加算器とを備える構
成を採ることができる。
る前記マルチパス干渉再生手段は、前記逆拡散符号と前
記第１の復調信号とに応答して前記干渉成分を再生して
干渉成分再生信号をそれぞれ生じる前記伝送路の各各対
応の干渉成分再生手段と、前記干渉成分再生信号とこの
干渉成分再生信号に対応する前記タップ係数の振幅とを
乗算して乗算信号をそれぞれ生じる前記干渉成分再生手
段の各各対応の乗算器と、前記乗算信号の全てを加算し
て前記マルチパス干渉信号を生じる加算器とを備える構
成を採ることができる。
【００１８】本発明のスペクトル拡散受信装置の別の一
つは、複数の伝送路からなるマルチパス伝送路を介して
伝送されたスペクトル拡散信号の検波信号である受信信
号を自局の逆拡散符号で逆拡散するとともに１ビット周
期で積算し前記伝送路の各各に対応して時間的に分離さ
れたパルス列を生じる整合フィルタと、前記マルチパス
伝送路の各伝送路における前記スペクトル拡散信号の伝
送特性を推定しこの伝送特性に対応する第１のタップ係
数を生じる第１の伝送路推定手段と、前記第１のタップ
係数をタップ重みとして時間的に分離された前記パルス
列の各各の最大比合成を行って第１の合成信号を生じる
第１のトランスバーサルフィルタと、前記第１の合成信
号を判定して第１の復調信号を生じる第１の判定手段
と、前記逆拡散符号と前記第１のタップ係数と前記第１
の復調信号とに応答して前記伝送路の一つに対する他の
伝送路からの干渉信号であるマルチパス干渉信号を再生
する前記伝送路の各各対応のマルチパス干渉再生手段
と、前記パルス列を遅延させて前記マルチパス干渉信号
の再生時刻に一致させた遅延合成信号を生じる第１の遅
延手段と、前記遅延合成信号から前記マルチパス干渉信
号を減算して前記合成信号に含まれている前記複数の伝
送路のいずれかを伝送されるスペクトル拡散信号が他の
伝送路を伝送されるスペクトル拡散信号に与える干渉成
分を除去した減算信号を生じる減算手段と、前記受信信
号を遅延させて前記減算信号を生じる時刻に一致させた
遅延受信信号を生じる第２の遅延手段と、前記マルチパ
ス伝送路の各伝送路における前記スペクトル拡散信号の
伝送特性を推定しこの伝送特性に対応する第２のタップ
係数を生じる第２の伝送路推定手段と、前記第２のタッ
プ係数をタップ重みとして時間的に分離された前記減算
信号の各各の最大比合成を行って第２の合成信号を生じ
る第２のトランスバーサルフィルタと、前記第２の合成
信号を判定して第２の復調信号を生じる第２の判定手段
とを備える。
つは、複数の伝送路からなるマルチパス伝送路を介して
伝送されたスペクトル拡散信号の検波信号である受信信
号を自局の逆拡散符号で逆拡散するとともに１ビット周
期で積算し前記伝送路の各各に対応して時間的に分離さ
れたパルス列を生じる整合フィルタと、前記マルチパス
伝送路の各伝送路における前記スペクトル拡散信号の伝
送特性を推定しこの伝送特性に対応する第１のタップ係
数を生じる第１の伝送路推定手段と、前記第１のタップ
係数をタップ重みとして時間的に分離された前記パルス
列の各各の最大比合成を行って第１の合成信号を生じる
第１のトランスバーサルフィルタと、前記第１の合成信
号を判定して第１の復調信号を生じる第１の判定手段
と、前記逆拡散符号と前記第１のタップ係数と前記第１
の復調信号とに応答して前記伝送路の一つに対する他の
伝送路からの干渉信号であるマルチパス干渉信号を再生
する前記伝送路の各各対応のマルチパス干渉再生手段
と、前記パルス列を遅延させて前記マルチパス干渉信号
の再生時刻に一致させた遅延合成信号を生じる第１の遅
延手段と、前記遅延合成信号から前記マルチパス干渉信
号を減算して前記合成信号に含まれている前記複数の伝
送路のいずれかを伝送されるスペクトル拡散信号が他の
伝送路を伝送されるスペクトル拡散信号に与える干渉成
分を除去した減算信号を生じる減算手段と、前記受信信
号を遅延させて前記減算信号を生じる時刻に一致させた
遅延受信信号を生じる第２の遅延手段と、前記マルチパ
ス伝送路の各伝送路における前記スペクトル拡散信号の
伝送特性を推定しこの伝送特性に対応する第２のタップ
係数を生じる第２の伝送路推定手段と、前記第２のタッ
プ係数をタップ重みとして時間的に分離された前記減算
信号の各各の最大比合成を行って第２の合成信号を生じ
る第２のトランスバーサルフィルタと、前記第２の合成
信号を判定して第２の復調信号を生じる第２の判定手段
とを備える。
【００１９】前記スペクトル拡散受信装置の別の一つの
前記マルチパス干渉再生手段が、前記逆拡散符号と前記
第１の復調信号とに応答して前記干渉成分を再生して干
渉成分再生信号をそれぞれ生じる前記伝送路の各各対応
の干渉成分再生手段と、前記干渉成分再生信号とこの干
渉成分再生信号に対応する前記タップ係数とを乗算して
乗算信号をそれぞれ生じる前記干渉成分再生手段の各各
対応の乗算器と、前記乗算信号の全てを加算して前記マ
ルチパス干渉信号を生じる加算器とを備える構成を採っ
てもよい。
前記マルチパス干渉再生手段が、前記逆拡散符号と前記
第１の復調信号とに応答して前記干渉成分を再生して干
渉成分再生信号をそれぞれ生じる前記伝送路の各各対応
の干渉成分再生手段と、前記干渉成分再生信号とこの干
渉成分再生信号に対応する前記タップ係数とを乗算して
乗算信号をそれぞれ生じる前記干渉成分再生手段の各各
対応の乗算器と、前記乗算信号の全てを加算して前記マ
ルチパス干渉信号を生じる加算器とを備える構成を採っ
てもよい。
【００２０】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００２１】図１は本発明の第１の実施例のブロック図
である。また、図２はこの実施例のマルチパス干渉再生
手段５の詳細ブロック図であり、図３はこの実施例にお
ける合成信号Ｒ５の各パスごとのタイミング図である。
である。また、図２はこの実施例のマルチパス干渉再生
手段５の詳細ブロック図であり、図３はこの実施例にお
ける合成信号Ｒ５の各パスごとのタイミング図である。
【００２２】図１，図２および図３を併せ参照すると、
このスペクトル拡散受信装置は、図８に示した従来技術
によるスペクトル拡散受信装置に加えて、合成信号Ｒ５
の含むマルチパス干渉を除去して判定するために、マル
チパス干渉再生手段５と、遅延手段６と、減算手段７
と、判定手段８とを備える。図８に示した整合フィルタ
１，伝送路推定手段２，トランスバーサルフィルタ３お
よび判定手段４の動作は、従来のスペクトル拡散受信装
置のそれと変ることがないので、煩雑さを避けるために
説明を省略する。
このスペクトル拡散受信装置は、図８に示した従来技術
によるスペクトル拡散受信装置に加えて、合成信号Ｒ５
の含むマルチパス干渉を除去して判定するために、マル
チパス干渉再生手段５と、遅延手段６と、減算手段７
と、判定手段８とを備える。図８に示した整合フィルタ
１，伝送路推定手段２，トランスバーサルフィルタ３お
よび判定手段４の動作は、従来のスペクトル拡散受信装
置のそれと変ることがないので、煩雑さを避けるために
説明を省略する。
【００２３】マルチパス干渉再生手段５は、伝送路推定
手段２からのタップ係数Ｒ４のうちの各パスｉの振幅ａ
i および遅延時間情報を含むタップ係数の振幅Ｒ４ａ
（各タップはそれ自身で遅延時間情報を含む）と判定手
段４からの復調信号Ｒ６と自局の逆拡散符号Ｒ２とに応
答し、マルチパスに起因して生じたマルチパス干渉信号
Ｒ８を再生する。ここで、伝送路推定手段２が出力する
マルチパス伝送路のパス数は実用的な装置規模を考慮し
て３としている（従って、振幅ａi はａ1 ，ａ2および
ａ3 となる）。
手段２からのタップ係数Ｒ４のうちの各パスｉの振幅ａ
i および遅延時間情報を含むタップ係数の振幅Ｒ４ａ
（各タップはそれ自身で遅延時間情報を含む）と判定手
段４からの復調信号Ｒ６と自局の逆拡散符号Ｒ２とに応
答し、マルチパスに起因して生じたマルチパス干渉信号
Ｒ８を再生する。ここで、伝送路推定手段２が出力する
マルチパス伝送路のパス数は実用的な装置規模を考慮し
て３としている（従って、振幅ａi はａ1 ，ａ2および
ａ3 となる）。
【００２４】マルチパス干渉再生手段５において、第１
パス干渉成分再生手段４１，第２パス干渉再生手段４２
および第３パス干渉成分再生手段４３の各各は、合成信
号Ｒ５に含まれる第１パスから第２パスおよび第３パス
に相当するパルス列Ｒ３への干渉成分（第１パス干渉成
分）ｒ1 ，第２パスから第１パスおよび第３パスに相当
するパルス列Ｒ３への干渉成分（第２パス干渉成分）ｒ
2 および第３パスから第１パスおよび第２パスに相当す
るパルス列Ｒ３への干渉成分（第３パス干渉成分）ｒ3
をそれぞれ再生する。第１パス干渉成分ｒ1 ，第２パス
干渉成分ｒ2 および第３パス干渉成分ｒ3 は、後述の
（２）式、（３）式および（４）式で表わされる演算に
より生じる。ここで、第１パスと第２パスとの遅延時間
差を（ｔ1−ｔ2 ），第２パスと第３パスとの遅延時間
差を（ｔ2 −ｔ3 ）としており、先行する復調信号Ｒ６
をｄn-1 ，現在の復調信号Ｒ６をｄn ，後続の復調信号
Ｒ６をｄn+1 で表わしており、また、逆拡散符号Ｒ２は
Ｃ（ｔ）（０＜ｔ≦Ｔb ）で表わしている。なお、ｒ12
およびｒ13はそれぞれ第１パスから第２パスおよび第３
パスに相当するパルス列Ｒ３への干渉成分，ｒ21および
ｒ23はそれぞれ第２パスから第１パスおよび第３パスに
相当するパルス列Ｒ３への干渉成分，ｒ31およびｒ32は
それぞれ第３パスから第１パスおよび第２パスに相当す
るパルス列Ｒ３への干渉成分であり、それぞれ（２）式
ないし（４）の項順に対応している。
パス干渉成分再生手段４１，第２パス干渉再生手段４２
および第３パス干渉成分再生手段４３の各各は、合成信
号Ｒ５に含まれる第１パスから第２パスおよび第３パス
に相当するパルス列Ｒ３への干渉成分（第１パス干渉成
分）ｒ1 ，第２パスから第１パスおよび第３パスに相当
するパルス列Ｒ３への干渉成分（第２パス干渉成分）ｒ
2 および第３パスから第１パスおよび第２パスに相当す
るパルス列Ｒ３への干渉成分（第３パス干渉成分）ｒ3
をそれぞれ再生する。第１パス干渉成分ｒ1 ，第２パス
干渉成分ｒ2 および第３パス干渉成分ｒ3 は、後述の
（２）式、（３）式および（４）式で表わされる演算に
より生じる。ここで、第１パスと第２パスとの遅延時間
差を（ｔ1−ｔ2 ），第２パスと第３パスとの遅延時間
差を（ｔ2 −ｔ3 ）としており、先行する復調信号Ｒ６
をｄn-1 ，現在の復調信号Ｒ６をｄn ，後続の復調信号
Ｒ６をｄn+1 で表わしており、また、逆拡散符号Ｒ２は
Ｃ（ｔ）（０＜ｔ≦Ｔb ）で表わしている。なお、ｒ12
およびｒ13はそれぞれ第１パスから第２パスおよび第３
パスに相当するパルス列Ｒ３への干渉成分，ｒ21および
ｒ23はそれぞれ第２パスから第１パスおよび第３パスに
相当するパルス列Ｒ３への干渉成分，ｒ31およびｒ32は
それぞれ第３パスから第１パスおよび第２パスに相当す
るパルス列Ｒ３への干渉成分であり、それぞれ（２）式
ないし（４）の項順に対応している。
【００２５】
【００２６】上述のとおりに求められた第１パス干渉成
分ｒ1 ，第２パス干渉成分ｒ2 および第３パス干渉成分
ｒ3 の各各は、乗算器４２，４４および４６によって、
対応するタップ係数の振幅Ｒ４ａ，即ち、ａ1 ，ａ2 お
よびａ3 とそれぞれ乗算される。乗算器４２，４４およ
び４６は、最大比合成を行うための重み付けをタップ係
数の振幅Ｒ４ａ（ａ1 ，ａ2 およびａ3 ）をさらに乗算
することによって行い、第１パス干渉成分ｒ1a，第２パ
ス干渉成分ｒ2aおよび第３パス干渉成分ｒ3aを生じる。
つまり、乗算器４２，４４および４６は、それぞれ対応
する第１パス干渉成分ｒ1 ，第２パス干渉成分ｒ2 およ
び第３パス干渉成分ｒ3 とタップ係数の振幅Ｒ４ａ，即
ちａ1 2 ，ａ2 2 およびａ3 2 とを乗算する。これら第
１パス干渉成分ｒ1a，第２パス干渉成分ｒ2aおよび第３
パス干渉成分ｒ3aが、加算器４７によって加算され，即
ち最大比合成され、（５）式に示す上述のマルチパス干
渉信号Ｒ８になる。
分ｒ1 ，第２パス干渉成分ｒ2 および第３パス干渉成分
ｒ3 の各各は、乗算器４２，４４および４６によって、
対応するタップ係数の振幅Ｒ４ａ，即ち、ａ1 ，ａ2 お
よびａ3 とそれぞれ乗算される。乗算器４２，４４およ
び４６は、最大比合成を行うための重み付けをタップ係
数の振幅Ｒ４ａ（ａ1 ，ａ2 およびａ3 ）をさらに乗算
することによって行い、第１パス干渉成分ｒ1a，第２パ
ス干渉成分ｒ2aおよび第３パス干渉成分ｒ3aを生じる。
つまり、乗算器４２，４４および４６は、それぞれ対応
する第１パス干渉成分ｒ1 ，第２パス干渉成分ｒ2 およ
び第３パス干渉成分ｒ3 とタップ係数の振幅Ｒ４ａ，即
ちａ1 2 ，ａ2 2 およびａ3 2 とを乗算する。これら第
１パス干渉成分ｒ1a，第２パス干渉成分ｒ2aおよび第３
パス干渉成分ｒ3aが、加算器４７によって加算され，即
ち最大比合成され、（５）式に示す上述のマルチパス干
渉信号Ｒ８になる。
【００２７】
【００２８】さて、このスペクトル拡散受信装置の遅延
手段６は、トランスバーサルフィルタ３からの合成信号
Ｒ５をマルチパス干渉再生手段５がマルチパス干渉信号
Ｒ８を出力するまでの時間だけ遅延させ、遅延合成信号
Ｒ５ａを生じる。減算手段７は、遅延合成信号Ｒ５ａか
らマルチパス干渉信号Ｒ８を減算して減算信号Ｒ９を生
じる。この減算信号Ｒ９は、遅延合成信号Ｒ９ａの含む
雑音状の各パスの干渉を除去した信号となっている。判
定手段８は、減算信号Ｒ９を判定し、マルチパス干渉に
よる判定誤まりを復調信号Ｒ６よりさらに除去して受信
品質を向上した復調信号Ｒ１０を生じる。
手段６は、トランスバーサルフィルタ３からの合成信号
Ｒ５をマルチパス干渉再生手段５がマルチパス干渉信号
Ｒ８を出力するまでの時間だけ遅延させ、遅延合成信号
Ｒ５ａを生じる。減算手段７は、遅延合成信号Ｒ５ａか
らマルチパス干渉信号Ｒ８を減算して減算信号Ｒ９を生
じる。この減算信号Ｒ９は、遅延合成信号Ｒ９ａの含む
雑音状の各パスの干渉を除去した信号となっている。判
定手段８は、減算信号Ｒ９を判定し、マルチパス干渉に
よる判定誤まりを復調信号Ｒ６よりさらに除去して受信
品質を向上した復調信号Ｒ１０を生じる。
【００２９】なお、このスペクトル拡散受信装置は、マ
ルチパス干渉の再生および除去をディジタル処理化の容
易な基底帯域で行うため、ＬＳＩ化あるいはディジタル
信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）を用いた処理が容易であ
るという特徴がある。
ルチパス干渉の再生および除去をディジタル処理化の容
易な基底帯域で行うため、ＬＳＩ化あるいはディジタル
信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）を用いた処理が容易であ
るという特徴がある。
【００３０】図４は本発明の第２の実施例のブロック図
である。
である。
【００３１】このスペクトル拡散受信装置は、図１の実
施例のスペクトル拡散受信装置に加え、マルチパス干渉
再生手段２１，遅延手段２２，減算手段２３および判定
手段２４をさらに含む。マルチパス干渉再生手段５，遅
延手段６，減算手段７および判定手段８はマルチパス干
渉除去手段６０を構成しており、上述したとおり、マル
チパス干渉再生手段５，遅延手段６および減算手段７は
合成信号Ｒ５からマルチパス干渉信号Ｒ８を除去した信
号Ｒ９を判定手段８に供給する機能を有する。
施例のスペクトル拡散受信装置に加え、マルチパス干渉
再生手段２１，遅延手段２２，減算手段２３および判定
手段２４をさらに含む。マルチパス干渉再生手段５，遅
延手段６，減算手段７および判定手段８はマルチパス干
渉除去手段６０を構成しており、上述したとおり、マル
チパス干渉再生手段５，遅延手段６および減算手段７は
合成信号Ｒ５からマルチパス干渉信号Ｒ８を除去した信
号Ｒ９を判定手段８に供給する機能を有する。
【００３２】マルチパス干渉再生手段２１，遅延手段２
２，減算手段２３および判定手段２４の各各は、マルチ
パス干渉再生手段５，遅延手段６，減算手段７および判
定手段８にそれぞれ対応する機能を有し、マルチパス干
渉除去手段６０の次段に接続されたマルチパス干渉除去
手段７０を構成する。即ち、マルチパス干渉除去手段７
０は、マルチパス干渉除去手段６０と同様に動作するよ
うに、マルチパス干渉再生手段２１には逆拡散符号Ｒ
２，タップ係数の振幅Ｒ４ａおよび復調信号Ｒ１０を供
給し、遅延手段２２には遅延合成信号Ｒ５ａを供給し、
判定手段２４から復調信号Ｒ１０ａを生じさせる。
２，減算手段２３および判定手段２４の各各は、マルチ
パス干渉再生手段５，遅延手段６，減算手段７および判
定手段８にそれぞれ対応する機能を有し、マルチパス干
渉除去手段６０の次段に接続されたマルチパス干渉除去
手段７０を構成する。即ち、マルチパス干渉除去手段７
０は、マルチパス干渉除去手段６０と同様に動作するよ
うに、マルチパス干渉再生手段２１には逆拡散符号Ｒ
２，タップ係数の振幅Ｒ４ａおよび復調信号Ｒ１０を供
給し、遅延手段２２には遅延合成信号Ｒ５ａを供給し、
判定手段２４から復調信号Ｒ１０ａを生じさせる。
【００３３】つまり、図４のスペクトル拡散受信装置
は、マルチパス干渉除去を２回繰り返して行っており、
図１の実施例よりさらにマルチパス干渉の少ない信号に
よって信号判定を行うので、受信品質が図１の実施例よ
りさらに向上する。このマルチパス干渉の除去は、さら
に多くの繰り返しが可能であるが、受信品質の改善には
限界があるので、この受信装置の回路規模との兼ね合い
で２回程度が実用的である。
は、マルチパス干渉除去を２回繰り返して行っており、
図１の実施例よりさらにマルチパス干渉の少ない信号に
よって信号判定を行うので、受信品質が図１の実施例よ
りさらに向上する。このマルチパス干渉の除去は、さら
に多くの繰り返しが可能であるが、受信品質の改善には
限界があるので、この受信装置の回路規模との兼ね合い
で２回程度が実用的である。
【００３４】図５は本発明による第３の実施例のブロッ
ク図である。
ク図である。
【００３５】このスペクトル拡散受信装置は、互いに異
なる特有の符号によってそれぞれ拡散された複数のスペ
クトル拡散受信装置の信号とパイロット信号Ｒ１ａとを
含む受信信号Ｒ１Ａを受ける。この受信信号Ｒ１Ａは、
図１を参照して説明した自局の拡散符号でスペクトル拡
散された信号の他に他局あてのスペクトル拡散信号も含
む。
なる特有の符号によってそれぞれ拡散された複数のスペ
クトル拡散受信装置の信号とパイロット信号Ｒ１ａとを
含む受信信号Ｒ１Ａを受ける。この受信信号Ｒ１Ａは、
図１を参照して説明した自局の拡散符号でスペクトル拡
散された信号の他に他局あてのスペクトル拡散信号も含
む。
【００３６】自局復調器１０と伝送路推定手段２とが、
図１に示したとほぼ同じ構成のスペクトル拡散受信装置
であり、受信信号Ｒ１Ａのうちの自局あてのスペクトル
拡散信号から復調信号Ｒ６を生じる。自局復調器１０の
マルチパス干渉再生手段５Ａは、後述するとおり、図１
のマルチパス干渉再生手段５とはいくらか機能が異な
る。他局復調器１０Ａないし１０Ｋの各各は、整合フィ
ルタ１，トランスバーサルフィルタ３および判定手段４
をそれぞれ備え、受信信号Ｒ１Ａのうちの自局あてのス
ペクトル拡散信号を自局の逆拡散符号によって逆拡散
し、さらに最大比合成したあと合成信号の判定結果であ
る判定信号Ｒ６ＡないしＲ６Ｋを生じる。伝送路推定手
段２で推定した各パスの遅延時間ｔi ，振幅ａi および
位相θi は、各復調器１０，１０Ａ，…，１０Ｋで等し
く用いられる。
図１に示したとほぼ同じ構成のスペクトル拡散受信装置
であり、受信信号Ｒ１Ａのうちの自局あてのスペクトル
拡散信号から復調信号Ｒ６を生じる。自局復調器１０の
マルチパス干渉再生手段５Ａは、後述するとおり、図１
のマルチパス干渉再生手段５とはいくらか機能が異な
る。他局復調器１０Ａないし１０Ｋの各各は、整合フィ
ルタ１，トランスバーサルフィルタ３および判定手段４
をそれぞれ備え、受信信号Ｒ１Ａのうちの自局あてのス
ペクトル拡散信号を自局の逆拡散符号によって逆拡散
し、さらに最大比合成したあと合成信号の判定結果であ
る判定信号Ｒ６ＡないしＲ６Ｋを生じる。伝送路推定手
段２で推定した各パスの遅延時間ｔi ，振幅ａi および
位相θi は、各復調器１０，１０Ａ，…，１０Ｋで等し
く用いられる。
【００３７】マルチパス干渉再生手段５Ａは、判定信号
Ｒ６，Ｒ６Ａ，…，Ｒ６Ｋから各復調器１０，１０Ａ，
…，１０Ｋの全てに対応するマルチパス干渉信号Ｒ８ａ
を生じる。このマルチパス干渉信号Ｒ８ａの再生におい
ては、図１の実施例において（２）式、（３）式および
（４）式を用いて行った自局６の逆拡散符号Ｒ２どうし
の自己相関演算の他に、自局の逆拡散符号と他局の逆拡
散符号との間の相互干渉も考慮して再生を行う。復調器
１０の遅延手段６，減算器７および判定手段８は、図１
の実施例とおなじ動作を行う。
Ｒ６，Ｒ６Ａ，…，Ｒ６Ｋから各復調器１０，１０Ａ，
…，１０Ｋの全てに対応するマルチパス干渉信号Ｒ８ａ
を生じる。このマルチパス干渉信号Ｒ８ａの再生におい
ては、図１の実施例において（２）式、（３）式および
（４）式を用いて行った自局６の逆拡散符号Ｒ２どうし
の自己相関演算の他に、自局の逆拡散符号と他局の逆拡
散符号との間の相互干渉も考慮して再生を行う。復調器
１０の遅延手段６，減算器７および判定手段８は、図１
の実施例とおなじ動作を行う。
【００３８】上述のとおり、図５に示したスペクトル拡
散受信装置は、互いに異なる特有の拡散符号によってそ
れぞれ拡散された複数のスペクトル拡散受信装置の信
号，つまり自局用および他局用のスペクトル拡散信号を
復調できる。
散受信装置は、互いに異なる特有の拡散符号によってそ
れぞれ拡散された複数のスペクトル拡散受信装置の信
号，つまり自局用および他局用のスペクトル拡散信号を
復調できる。
【００３９】なお、このスペクトル拡散受信装置におい
ても、図１の実施例と同様にマルチパス干渉除去手段を
複数個設けてよいことは勿論である。
ても、図１の実施例と同様にマルチパス干渉除去手段を
複数個設けてよいことは勿論である。
【００４０】図６は、本発明による第４の実施例のブロ
ック図である。
ック図である。
【００４１】このスペクトル拡散受信装置は、図１の実
施例のスペクトル拡散受信装置と同じ整合フィルタ１，
伝送路推定手段２，トランスバーサルフィルタ３および
判定手段４を含み、また図１の実施例と同じ受信信号Ｒ
１と逆拡散符号Ｒ２とを受けて、タップ係数Ｒ４および
復調信号Ｒ６を生じる。マルチパス干渉再生手段１１
は、逆拡散符号Ｒ２とタップ係数Ｒ４と復調信号Ｒ６と
に応答し、図７を参照して後述するとおりにマルチパス
干渉を再生したマルチパス干渉信号Ｒ１３を生じる。遅
延手段１２は、整合フィルタ１からのパルス列Ｒ３をマ
ルチパス干渉信号Ｒ１３が得られるまでの時間だけ遅延
させた遅延パルス列Ｒ１２を生じる。減算手段１２は、
遅延パルス列Ｒ１２からマルチパス干渉信号Ｒ１３を減
算して減算信号Ｒ１４を生じる。
施例のスペクトル拡散受信装置と同じ整合フィルタ１，
伝送路推定手段２，トランスバーサルフィルタ３および
判定手段４を含み、また図１の実施例と同じ受信信号Ｒ
１と逆拡散符号Ｒ２とを受けて、タップ係数Ｒ４および
復調信号Ｒ６を生じる。マルチパス干渉再生手段１１
は、逆拡散符号Ｒ２とタップ係数Ｒ４と復調信号Ｒ６と
に応答し、図７を参照して後述するとおりにマルチパス
干渉を再生したマルチパス干渉信号Ｒ１３を生じる。遅
延手段１２は、整合フィルタ１からのパルス列Ｒ３をマ
ルチパス干渉信号Ｒ１３が得られるまでの時間だけ遅延
させた遅延パルス列Ｒ１２を生じる。減算手段１２は、
遅延パルス列Ｒ１２からマルチパス干渉信号Ｒ１３を減
算して減算信号Ｒ１４を生じる。
【００４２】また、別の遅延手段１４は、受信信号Ｒ１
を減算信号Ｒ１４が得られるまでの時間だけ受信信号Ｒ
１を遅延させた遅延受信信号Ｒ１１を生じる。伝送路推
定手段１５は、伝送路推定手段２と同じ機能を有し、遅
延受信信号Ｒ１１に含まれるパイロット信号に応答して
マルチパス伝送路における各パスの遅延、搬送波の振幅
および位相を推定し、タップ係数Ｒ１５を生じる。な
お、伝送路推定手段１５は、伝送路推定手段２と同様
に、減算信号Ｒ１４と判定手段１７からの復調信号１７
とに応答して、タップ係数Ｒ１５を推定してもよい。
を減算信号Ｒ１４が得られるまでの時間だけ受信信号Ｒ
１を遅延させた遅延受信信号Ｒ１１を生じる。伝送路推
定手段１５は、伝送路推定手段２と同じ機能を有し、遅
延受信信号Ｒ１１に含まれるパイロット信号に応答して
マルチパス伝送路における各パスの遅延、搬送波の振幅
および位相を推定し、タップ係数Ｒ１５を生じる。な
お、伝送路推定手段１５は、伝送路推定手段２と同様
に、減算信号Ｒ１４と判定手段１７からの復調信号１７
とに応答して、タップ係数Ｒ１５を推定してもよい。
【００４３】トランスバーサルフィルタ１６も、トラン
スバーサルフィルタ３と同じ機能を有し、タップ係数Ｒ
１５をタップ重みとして、上記マルチパス伝送路の分離
された各パスのパルス列である減算信号Ｒ１４の最大比
合成を行い、合成信号Ｒ１６を生じる。この合成信号Ｒ
１６は判定手段４と同じ機能を有する判定手段１７によ
って判定され、復調信号Ｒ１７となる。
スバーサルフィルタ３と同じ機能を有し、タップ係数Ｒ
１５をタップ重みとして、上記マルチパス伝送路の分離
された各パスのパルス列である減算信号Ｒ１４の最大比
合成を行い、合成信号Ｒ１６を生じる。この合成信号Ｒ
１６は判定手段４と同じ機能を有する判定手段１７によ
って判定され、復調信号Ｒ１７となる。
【００４４】図６の実施例のスペクトル拡散受信装置
は、マルチパス干渉の除去された減算信号Ｒ１４を最大
比合成すべきパルス列Ｒ３と見なし、別に伝送路推定手
段１５によって伝送路推定されたタップ係数Ｒ１５をタ
ップ重みとしてトランスバーサルフィルタ１６により再
度各パスの最大比合成を行うので、図１の実施例のスペ
クトル拡散受信装置より受信品質の改善ができる。
は、マルチパス干渉の除去された減算信号Ｒ１４を最大
比合成すべきパルス列Ｒ３と見なし、別に伝送路推定手
段１５によって伝送路推定されたタップ係数Ｒ１５をタ
ップ重みとしてトランスバーサルフィルタ１６により再
度各パスの最大比合成を行うので、図１の実施例のスペ
クトル拡散受信装置より受信品質の改善ができる。
【００４５】図７は図６の実施例に用いるマルチパス干
渉再生手段１１の詳細ブロック図である。
渉再生手段１１の詳細ブロック図である。
【００４６】このマルチパス干渉再生手段１１は、トラ
ンスバーサルフィルタ３で最大比合成を行う以前の干渉
符号を再生する必要から、図１におけるマルチパス干渉
再生手段５とは多少異なる処理を行う。最も大きな違い
は、マルチパス干渉信号Ｒ１３の再生における最大比合
成の重み付けのために、各パスの遅延，搬送波の振幅お
よび位相を含むタップ係数Ｒ４を必要とすることであ
る。このマルチパス干渉再生手段１１は、３つのパスを
持つマルチパス伝送路の干渉信号を再生する。
ンスバーサルフィルタ３で最大比合成を行う以前の干渉
符号を再生する必要から、図１におけるマルチパス干渉
再生手段５とは多少異なる処理を行う。最も大きな違い
は、マルチパス干渉信号Ｒ１３の再生における最大比合
成の重み付けのために、各パスの遅延，搬送波の振幅お
よび位相を含むタップ係数Ｒ４を必要とすることであ
る。このマルチパス干渉再生手段１１は、３つのパスを
持つマルチパス伝送路の干渉信号を再生する。
【００４７】整合フィルタ１からのパルス列Ｒ３におい
て分離されている第１のパスへの干渉信号Ｉ１は、第２
のパスから第１のパスへの干渉成分ｒ21を再生するＰ２
１再生手段５１，この干渉成分ｒ21に対してタップ係数
Ｒ４で振幅（ａ2 ）および位相（θ2 ）の重み付けを行
って第１パス干渉成分の一つｒ1bを生じる乗算器５２，
第３のパスから第１のパスへの干渉成分ｒ31を再生する
Ｐ３１再生手段５３，この干渉成分ｒ31に対してタップ
係数Ｒ４で振幅（ａ3 ）および位相（θ3 ）の重み付け
を行って第１パス干渉成分の別の一つｒ1cを生じる乗算
器５２、および第１パス干渉成分ｒ1bとｒ1cとを加算す
る加算器５５により、（６）式のとおり再生される。
て分離されている第１のパスへの干渉信号Ｉ１は、第２
のパスから第１のパスへの干渉成分ｒ21を再生するＰ２
１再生手段５１，この干渉成分ｒ21に対してタップ係数
Ｒ４で振幅（ａ2 ）および位相（θ2 ）の重み付けを行
って第１パス干渉成分の一つｒ1bを生じる乗算器５２，
第３のパスから第１のパスへの干渉成分ｒ31を再生する
Ｐ３１再生手段５３，この干渉成分ｒ31に対してタップ
係数Ｒ４で振幅（ａ3 ）および位相（θ3 ）の重み付け
を行って第１パス干渉成分の別の一つｒ1cを生じる乗算
器５２、および第１パス干渉成分ｒ1bとｒ1cとを加算す
る加算器５５により、（６）式のとおり再生される。
【００４８】
【００４９】また、第２のパスへの干渉信号Ｉ２は、第
１のパスから第２のパスへの干渉成分ｒ12を再生するＰ
１２再生手段５７，この干渉成分ｒ12に対してタップ係
数Ｒ４で振幅（ａ1 ）および位相（θ1 ）の重み付けを
行って第２パス干渉成分の一つｒ2bを生じる乗算器５
７，第３のパスから第２のパスへの干渉成分ｒ32を再生
するＰ３２再生手段５８，この干渉成分ｒ32に対してタ
ップ係数Ｒ４で振幅（ａ3 ）および位相（θ3 ）の重み
付けを行って第２パス干渉成分の別の一つｒ2cを生じる
乗算器５９、および第２パス干渉成分ｒ2bとｒ2cとを加
算する加算器６０により、（７）式のとおり再生され
る。
１のパスから第２のパスへの干渉成分ｒ12を再生するＰ
１２再生手段５７，この干渉成分ｒ12に対してタップ係
数Ｒ４で振幅（ａ1 ）および位相（θ1 ）の重み付けを
行って第２パス干渉成分の一つｒ2bを生じる乗算器５
７，第３のパスから第２のパスへの干渉成分ｒ32を再生
するＰ３２再生手段５８，この干渉成分ｒ32に対してタ
ップ係数Ｒ４で振幅（ａ3 ）および位相（θ3 ）の重み
付けを行って第２パス干渉成分の別の一つｒ2cを生じる
乗算器５９、および第２パス干渉成分ｒ2bとｒ2cとを加
算する加算器６０により、（７）式のとおり再生され
る。
【００５０】
【００５１】さらに、第３のパスへの干渉信号Ｉ３は、
第１のパスから第３のパスへの干渉成分ｒ13を再生する
Ｐ１３再生手段６１，この干渉成分ｒ13に対してタップ
係数Ｒ４で振幅（ａ2 ）および位相（θ2 ）の重み付け
を行って第３パス干渉成分の一つｒ3bを生じる乗算器６
２，第１のパスから第３のパスへの干渉成分ｒ23を再生
するＰ２３再生手段６３，この干渉成分ｒ23に対してタ
ップ係数Ｒ４で振幅（ａ2 ）および位相（θ2 ）の重み
付けを行って第３パス干渉成分の別の一つｒ3cを生じる
乗算器６３、および第３パス干渉成分ｒ3bとｒ3cとを加
算する加算器６５により、（８）式のとおり再生され
る。
第１のパスから第３のパスへの干渉成分ｒ13を再生する
Ｐ１３再生手段６１，この干渉成分ｒ13に対してタップ
係数Ｒ４で振幅（ａ2 ）および位相（θ2 ）の重み付け
を行って第３パス干渉成分の一つｒ3bを生じる乗算器６
２，第１のパスから第３のパスへの干渉成分ｒ23を再生
するＰ２３再生手段６３，この干渉成分ｒ23に対してタ
ップ係数Ｒ４で振幅（ａ2 ）および位相（θ2 ）の重み
付けを行って第３パス干渉成分の別の一つｒ3cを生じる
乗算器６３、および第３パス干渉成分ｒ3bとｒ3cとを加
算する加算器６５により、（８）式のとおり再生され
る。
【００５２】
【００５３】第１ないし第３のパスへの干渉信号Ｉ１な
いしＩ３は、あわせてマルチパス干渉信号Ｒ１３を構成
しており、減算器１３により遅延パルス列Ｒ１２の各パ
スから減算される。
いしＩ３は、あわせてマルチパス干渉信号Ｒ１３を構成
しており、減算器１３により遅延パルス列Ｒ１２の各パ
スから減算される。
【００５４】
【発明の効果】以上説明したように本発明によるスペク
トル拡散受信装置は、マルチパスフェージング環境で生
じるマルチパス干渉を自局の逆拡散符号，伝送路推定に
よって得たタップ係数および判定信号を用いて再生し、
最大比合成された合成信号または遅延された合成信号等
の判定されるべき信号からこの再生されたマルチパス干
渉信号を減算してマルチパス干渉を除去するので良好な
受信品質の復調信号を得ることができるという効果があ
る。
トル拡散受信装置は、マルチパスフェージング環境で生
じるマルチパス干渉を自局の逆拡散符号，伝送路推定に
よって得たタップ係数および判定信号を用いて再生し、
最大比合成された合成信号または遅延された合成信号等
の判定されるべき信号からこの再生されたマルチパス干
渉信号を減算してマルチパス干渉を除去するので良好な
受信品質の復調信号を得ることができるという効果があ
る。
【００５５】また、本発明のスペクトル拡散受信装置
は、マルチパス干渉の再生および除去処理を基底帯域で
行うのでディジタル処理化が容易であり、ＬＳＩあるい
はディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて上
記処理を行うことができるという効果もある。
は、マルチパス干渉の再生および除去処理を基底帯域で
行うのでディジタル処理化が容易であり、ＬＳＩあるい
はディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて上
記処理を行うことができるという効果もある。
【図１】本発明の第１の実施例のブロック図である。
【図２】第１の実施例に用いたマルチパス干渉再生手段
５の詳細ブロック図である。
５の詳細ブロック図である。
【図３】第１の実施例が受ける受信信号Ｒ１における各
パスのタイミングを示す図である。
パスのタイミングを示す図である。
【図４】本発明の第２の実施例のブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施例のブロック図である。
【図６】本発明の第４の実施例のブロック図である。
【図７】第４の実施例に用いたマルチパス干渉再生手段
１１の詳細ブロック図である。
１１の詳細ブロック図である。
【図８】従来のスペクトル拡散受信装置のブロック図で
ある。
ある。
１ 整合フィルタ ２，１５ 伝送路推定手段 ３，１６ トランスバーサルフィルタ ４，８，１７，２４ 判定手段 ５，１１，２１ マルチパス干渉再生手段 ６，１２，１４，２２ 遅延手段 ７，１３，２３ 減算手段 ４１ 第１パス干渉成分再生手段 ４３ 第２パス干渉成分再生手段 ４５ 第３パス干渉成分再生手段 ４２，４４，４６，５２，５４，５７，５９，６２，６
４ 乗算手段 ４７，５５，６０，６５ 加算手段 ５１ Ｐ２１干渉成分再生手段 ５３ Ｐ３１干渉成分再生手段 ５６ Ｐ１２干渉成分再生手段 ５８ Ｐ３２干渉成分再生手段 ６１ Ｐ１３干渉成分再生手段 ６３ Ｐ２３干渉成分再生手段
４ 乗算手段 ４７，５５，６０，６５ 加算手段 ５１ Ｐ２１干渉成分再生手段 ５３ Ｐ３１干渉成分再生手段 ５６ Ｐ１２干渉成分再生手段 ５８ Ｐ３２干渉成分再生手段 ６１ Ｐ１３干渉成分再生手段 ６３ Ｐ２３干渉成分再生手段
Claims (10)
- 【請求項１】 複数の伝送路からなるマルチパス伝送路
を介して伝送されたスペクトル拡散信号の検波信号であ
る受信信号を自局の逆拡散符号で逆拡散するとともに１
ビット周期で積算し前記伝送路の各各に対応して時間的
に分離されたパルス列を生じる整合フィルタと、前記マ
ルチパス伝送路の各伝送路における前記スペクトル拡散
信号の伝送特性を推定しこの伝送特性に対応するタップ
係数を生じる伝送路推定手段と、前記第タップ係数をタ
ップ重みとして時間的に分離された前記パルス列の各各
の最大比合成を行って合成信号を生じるトランスバーサ
ルフィルタと、前記合成信号を判定して第１の復調信号
を生じる第１の判定手段と、前記逆拡散符号と前記合成
信号と前記タップ係数と前記第１の復調信号とに応答し
前記複数の伝送路のいずれかを伝送される前記スペクト
ル拡散信号が他の伝送路を伝送される前記スペクトル拡
散信号に与える干渉成分を前記合成信号から除去したう
え判定して第２の復調信号を生じるマルチパス干渉除去
手段とを備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装
置。 - 【請求項２】 前記マルチパス干渉除去手段が、前記タ
ップ係数と前記第１の復調信号と前記逆拡散符号とに応
答してマルチパス干渉信号を再生するマルチパス干渉再
生手段と、前記合成信号を遅延させて前記マルチパス干
渉信号の再生時刻に一致させた遅延合成信号を生じる遅
延手段と、前記遅延合成信号から前記マルチパス干渉信
号を減算して前記干渉成分を除去した減算信号を生じる
減算手段と、前記減算信号を判定して前記第２の復調信
号を生じる第２の判定手段とを備えることを特徴とする
請求項１記載のスペクトル拡散受信装置。 - 【請求項３】 前記マルチパス干渉再生手段が、前記逆
拡散符号と前記第１の復調信号とに応答して前記干渉成
分を再生して干渉成分再生信号をそれぞれ生じる前記伝
送路の各各対応の干渉成分再生手段と、前記干渉成分再
生信号とこの干渉成分再生信号に対応する前記タップ係
数の振幅とを乗算して乗算信号をそれぞれ生じる前記干
渉成分再生手段の各各対応の乗算器と、前記乗算信号の
全てを加算して前記マルチパス干渉信号を生じる加算器
とを備えることを特徴とする請求項２記載のスペクトル
拡散受信装置。 - 【請求項４】 前記スペクトル拡散信号が、パイロット
信号を含み、 前記伝送路推定手段が、前記受信信号の含む前記パイロ
ット信号に応答して前記タップ係数を生じることを特徴
とする請求項１記載のスペクトル拡散受信装置。 - 【請求項５】 前記伝送路推定手段が、前記パルス列と
前記復調信号とに応答して前記タップ係数を生じること
を特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散受信装置。 - 【請求項６】 前記マルチパス干渉再生手段と前記遅延
手段と前記減算手段と前記第２の判定手段とを備える前
記マルチパス干渉除去手段を複数段備え、 後段のマルチパス干渉再生手段が、前記拡散符号と前記
タップ係数と前段の第２の判定手段からの前記第２の復
調信号とを受け、 後段の遅延手段が、前段の遅延手段からの前記遅延合成
信号を受けることを特徴とする請求項２記載のスペクト
ル拡散受信装置。 - 【請求項７】 前記スペクトル拡散信号が、互いに異な
る複数の拡散符号によって拡散されており、 前記複数の拡散符号にそれぞれ対応する前記整合フィル
タと前記トランスバーサルフィルタと前記第１の判定手
段とをさらに含むことを特徴とする請求項１記載のスペ
クトル拡散受信装置。 - 【請求項８】 複数の伝送路からなるマルチパス伝送路
を介して伝送されたスペクトル拡散信号の検波信号であ
る受信信号を自局の逆拡散符号で逆拡散するとともに１
ビット周期で積算し前記伝送路の各各に対応して時間的
に分離されたパルス列を生じる整合フィルタと、前記マ
ルチパス伝送路の各伝送路における前記スペクトル拡散
信号の伝送特性を推定しこの伝送特性に対応する第１の
タップ係数を生じる第１の伝送路推定手段と、前記第１
のタップ係数をタップ重みとして時間的に分離された前
記パルス列の各各の最大比合成を行って第１の合成信号
を生じる第１のトランスバーサルフィルタと、前記第１
の合成信号を判定して第１の復調信号を生じる第１の判
定手段と、前記逆拡散符号と前記第１のタップ係数と前
記第１の復調信号とに応答して前記伝送路の一つに対す
る他の伝送路からの干渉信号であるマルチパス干渉信号
を再生する前記伝送路の各各対応のマルチパス干渉再生
手段と、前記パルス列を遅延させて前記マルチパス干渉
信号の再生時刻に一致させた遅延合成信号を生じる第１
の遅延手段と、前記遅延合成信号から前記マルチパス干
渉信号を減算して前記合成信号に含まれている前記複数
の伝送路のいずれかを伝送されるスペクトル拡散信号が
他の伝送路を伝送されるスペクトル拡散信号に与える干
渉成分を除去した減算信号を生じる減算手段と、前記受
信信号を遅延させて前記減算信号を生じる時刻に一致さ
せた遅延受信信号を生じる第２の遅延手段と、前記マル
チパス伝送路の各伝送路における前記スペクトル拡散信
号の伝送特性を推定しこの伝送特性に対応する第２のタ
ップ係数を生じる第２の伝送路推定手段と、前記第２の
タップ係数をタップ重みとして時間的に分離された前記
減算信号の各各の最大比合成を行って第２の合成信号を
生じる第２のトランスバーサルフィルタと、前記第２の
合成信号を判定して第２の復調信号を生じる第２の判定
手段とを備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装
置。 - 【請求項９】 前記マルチパス干渉再生手段が、前記逆
拡散符号と前記第１の復調信号とに応答して前記干渉成
分を再生して干渉成分再生信号をそれぞれ生じる前記伝
送路の各各対応の干渉成分再生手段と、前記干渉成分再
生信号と対応する前記タップ係数とを乗算して乗算信号
をそれぞれ生じる前記干渉成分再生手段の各各対応の乗
算器と、前記乗算信号の全てを加算して前記マルチパス
干渉信号を生じる加算器とを備えることを特徴とする請
求項８記載のスペクトル拡散受信装置。 - 【請求項１０】 前記第２の伝送路推定手段が、前記減
算信号と前記第２の復調信号とに応答して前記第２のタ
ップ係数を生じることを特徴とする請求項８記載のスペ
クトル拡散受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14107993A JP2508587B2 (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | スペクトル拡散受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14107993A JP2508587B2 (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | スペクトル拡散受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0730514A true JPH0730514A (ja) | 1995-01-31 |
| JP2508587B2 JP2508587B2 (ja) | 1996-06-19 |
Family
ID=15283732
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14107993A Expired - Fee Related JP2508587B2 (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | スペクトル拡散受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2508587B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996042146A1 (fr) * | 1995-06-13 | 1996-12-27 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Demodulateur amdc |
| US6208683B1 (en) | 1997-06-10 | 2001-03-27 | Nec Corporation | Receiving apparatus for use in CDMA type mobile radio communication system comprising a plurality of path receivers each including a follow-up path detection unit |
| US6233272B1 (en) | 1996-03-19 | 2001-05-15 | Yrp Mobile Telecommunications Key Technology Research Laboratories Co., Ltd. | Spread spectrum communication receiver |
| US6480523B1 (en) | 1998-03-04 | 2002-11-12 | Nec Corporation | Spectrum spreading communication system using single spreading code |
| US6735241B1 (en) | 1999-07-08 | 2004-05-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | CDMA receiver |
-
1993
- 1993-06-14 JP JP14107993A patent/JP2508587B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996042146A1 (fr) * | 1995-06-13 | 1996-12-27 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Demodulateur amdc |
| CN1078988C (zh) * | 1995-06-13 | 2002-02-06 | Ntt移动通信网株式会社 | Cdma解调装置 |
| US6233272B1 (en) | 1996-03-19 | 2001-05-15 | Yrp Mobile Telecommunications Key Technology Research Laboratories Co., Ltd. | Spread spectrum communication receiver |
| US6208683B1 (en) | 1997-06-10 | 2001-03-27 | Nec Corporation | Receiving apparatus for use in CDMA type mobile radio communication system comprising a plurality of path receivers each including a follow-up path detection unit |
| US6480523B1 (en) | 1998-03-04 | 2002-11-12 | Nec Corporation | Spectrum spreading communication system using single spreading code |
| US6827483B2 (en) | 1998-03-04 | 2004-12-07 | Nec Corporation | Spectrum spreading communication system using single spreading code |
| US6735241B1 (en) | 1999-07-08 | 2004-05-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | CDMA receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2508587B2 (ja) | 1996-06-19 |
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