JPH07298626A - 系統連系インバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 直流電源と交流電力系統の間に介在するイン
バータ主回路と、インバータ主回路をＰＷＭ制御するイ
ンバータ制御回路とを具えた系統連系インバータにおい
て、低出力時におけるスイッチング損失の低減によっ
て、直流電源の有効利用を図る。 【構成】 インバータ制御回路を構成するＰＷＭパルス
生成回路17は、インバータ主回路の出力電力の実効値を
算出する回路31と、算出された電力の実効値のレベルに
基づいて高出力モードと低出力モードの判別を行なう回
路33と、該モード判別に応じて三角波の周波数を切り換
えるアナログスイッチ38とを具え、低出力時には低周波
数のＰＷＭパルスを生成し、高出力時には高周波数のＰ
ＷＭパルスを生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、太陽電池等の直流電源
を商用電力系統へ連系するためのＰＷＭインバータに関
し、特に、低出力時のスイッチング損失の減少を図った
ＰＷＭインバータに関するもののである。

【０００２】

【従来の技術】近年、太陽電池に代表される新エネルギ
ー源の開発が鋭意進められており、斯種新エネルギー源
を各家庭や工場或いは地域に設置すると共に、電力会社
の商用電力系統へ連系し、新エネルギー源の余剰電力
は、商用電力系統へ逆潮流することが検討されている。

【０００３】図６は、直流電源を交流電力系統に連系す
るためにＰＷＭインバータの構成例を示しており、複数
のスイッチング素子からなるインバータ主回路(120)
と、インバータ主回路(120)のスイッチング制御を行な
うＰＷＭ制御回路(121)と、出力フィルター(122)を具え
ている。

【０００４】ＰＷＭ制御回路(121)は、差動増幅器(12
4)、乗算器(125)、演算増幅器(エラーアンプ)(126)、Ｐ
ＷＭパルス生成回路(127)及び、出力電圧の基準周波数
成分を抽出するためのバンドパスフィルター(123)から
フィードバック制御系を構成しており、所定周波数のＰ
ＷＭパルスをインバータ主回路(120)の各スイッチング
素子へゲート制御信号として出力するものである。

【０００５】該ＰＷＭ制御回路(121)においては、例え
ば太陽電池からの入力電圧Ｖｉと所定の電圧指令値Ｖre
fとの差を示す入力誤差信号Ｓａが差動増幅器(124)によ
って生成され、該入力誤差信号Ｓａは、乗算器(125)に
て商用交流電圧の基本周波数成分に対応した信号Ｓｂと
乗算されて、制御目標値を示す電流指令値信号Ｓｉが生
成される。

【０００６】そして、演算増幅器(126)にて、電流指令
値信号Ｓｉと出力電流値Ｓｃとの差を示す信号Ｓｄが生
成され、該信号ＳｄがＰＷＭパルス生成回路(127)に供
給されることによって、該信号Ｓｄの大きさに応じたパ
ルス幅のＰＷＭパルスが生成される。該ＰＷＭパルスに
よってインバータ主回路(120)のスイッチング素子の導
通制御が行なわれる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
系統連系インバータにおいては、出力の大きさに拘わら
ず一定周波数の搬送波(三角波)を用いてＰＷＭパルスを
生成していたから、低出力時には、該ＰＷＭパルスによ
るインバータ主回路のスイッチングに伴う損失(スイッ
チング損失)が、出力の大きさに比べて相対的に増大
し、直流電源の有効利用を図ることが出来ない問題があ
った。

【０００８】本発明の目的は、低出力時においても直流
電源の有効利用を図ることが出来る系統連系インバータ
を提供することである。

【０００９】

【課題を解決する為の手段】本発明に係る系統連系イン
バータは、直流電源と交流電力系統の間に介在するイン
バータ主回路(２)と、インバータ主回路(２)をＰＷＭ制
御するインバータ制御回路(４)とを具えている。インバ
ータ制御回路(４)には、インバータ主回路(２)から出力
される電力を検出する検出手段と、検出された電力のレ
ベルに応じ、低出力時には低周波数のＰＷＭパルスを生
成し、高出力時には高周波数のＰＷＭパルスを生成する
パルス生成手段とが設けられている。

【００１０】具体的構成において、パルス生成手段は、
検出手段によって検出された電力のレベルに応じ、低出
力時には低周波数の三角波を生成し、高出力時には高周
波数の三角波を生成する三角波生成手段と、系統周波数
の正弦波と前記三角波とを比較することによってパルス
幅の変調されたＰＷＭパルスを生成するパルス幅変調手
段とを具えている。

【００１１】更に具体的構成において、ＰＷＭパルスは
系統周波数よりも充分に高い第１周波数と、系統周波数
に一致する第２周波数の２種類に切り換える方式、或い
は、系統周波数よりも充分に高い第１周波数と、系統周
波数に一致する第２周波数と、第１周波数と第２周波数
の中間の第３周波数の３種類に切り換える方式が採用出
来る。

【００１２】

【作用】上記本発明に係る系統連系インバータは、従来
のＰＷＭ制御における低出力時の問題点、即ち出力が低
下すると出力電流の波形歪みが増大することは避けられ
ないことと、低出力時にはむしろ出力波形の精度よりも
スイッチング損失の低減を優先することが望ましいこと
を勘案して、低出力時にはスイッチング周波数を低下さ
せるものである。

【００１３】即ち、インバータ主回路(２)の出力電力が
大きいとき(高出力時)には、高周波数のＰＷＭパルスが
生成され、該ＰＷＭパルスによってインバータ主回路が
高周波数でスイッチングされる。従って、インバータ主
回路から出力される電流は正弦波に近い波形となる。こ
れに対し、インバータ主回路(２)の出力電力が小さいと
き(低出力時)には、低周波数のＰＷＭパルスが生成さ
れ、該ＰＷＭパルスによってインバータ主回路が低周波
数でスイッチングされる。従って、インバータ主回路か
ら出力される電流は方形波に近い波形となる。しかしな
がら、低出力時には、方形波に近い出力電流が系統に流
れ込んでも大きな支障はない。

【００１４】上記具体的構成の系統連系インバータにお
いては、系統周波数の正弦波と前記三角波とを比較する
ことによってＰＷＭパルスを生成する際、三角波の周波
数が切り換えられることによって、生成されるＰＷＭパ
ルスのパルス幅は三角波の周波数に応じて変化して、出
力レベルに応じた周波数のＰＷＭパルスが得られる。

【００１５】更に、ＰＷＭパルスの周波数を２種類或い
は３種類に切り換える方式において、最も低い周波数と
して系統周波数を用いる場合でも、系統側の容量が大き
いので、系統に繋がっている機器に影響はない。

【００１６】

【発明の効果】本発明に係る系統連系インバータにおい
ては、低出力時にはスイッチング周波数の低下によって
スイッチング損失の低減が図られ、直流電源の有効利用
が実現される。

【００１７】

【実施例】第１実施例 図１に示す如く、直流電源としての太陽電池(１)はイン
バータ主回路(２)を介して商用電力系統(３)へ連系さ
れ、該インバータ主回路(２)はドライブ回路(18)によっ
て駆動されている。又、インバータ主回路(２)と商用電
力系統(３)の間には、リレー駆動回路(19)によって開閉
されるリレー(５)が介在している。

【００１８】ドライブ回路(18)は、インバータ制御回路
(４)のＰＷＭパルス生成回路(17)からＰＷＭパルスの供
給を受けて、インバータ主回路(２)を構成する複数のス
イッチング素子〜へ駆動信号を送出するものであ
る。ＰＷＭパルス生成回路(17)は、図６に示す従来の回
路と基本的に同一のフィードバック制御系から構成され
るものであるが、詳細な構成については後述する。

【００１９】インバータ主回路(２)の入力端には、電圧
値検出のための絶縁アンプ(21)が接続されると共に、電
流値検出のためのＣＴ(22)が設けられ、絶縁アンプ(21)
及びＣＴ(22)による検出信号は夫々Ａ／Ｄ変換器(13)(1
4)を経て運転指令回路(15)へ供給される。

【００２０】運転指令回路(15)は、通常運転時には、ゲ
ートブロック信号“１”及びリレー駆動信号“１”を出
力すると共に、検出された電圧値及び電流値に応じて振
幅を規定するための出力指令を発する。一方、なんらか
の故障が発生して、連系運転を停止すべき事態になる
と、運転指令回路(15)は、出力指令を強制的に零に設定
すると共に、ゲートブロック信号及びリレー駆動信号を
“０”に設定する。

【００２１】又、インバータ主回路(２)の出力端には、
電圧値検出のためのＰＴ(23)と電流値検出のためのＣＴ
(24)が接続されており、ＰＴ(23)によって検出された電
圧値と、運転指令回路(15)からの出力指令をＤ／Ａ変換
器(16)にてアナログに変換した信号とが乗算器(25)へ入
力され、両者の積が算出される。更に、ＣＴ(24)によっ
て検出された電流値と乗算器(25)の演算結果とは減算器
(26)へ入力され、両者の偏差ｂが算出される。該偏差ｂ
は、商用交流電圧の基本周波数成分に対応した信号とな
る。

【００２２】そして、該偏差ｂがＰＷＭパルス生成回路
(17)へ送出されて、ＰＴ出力(波形基準)と出力指令(振
幅)との積が出力電流となる様、インバータ主回路(２)
の動作が制御されるのである。

【００２３】図２はＰＷＭパルス生成回路(17)の具体的
な構成を示している。図示の如く、前記ＰＴ(23)からの
電圧値ａとＣＴ(24)からの電流値ｃが乗算された後、該
乗算結果が実効値電力算出回路(31)へ入力されて、出力
電力の実効値が算出される。該実効値はコンパレータ(3
2)にて基準値と比較され、比較結果がモード判別回路(3
3)へ送られる。

【００２４】これに応じてモード判別回路(33)は、イン
バータ出力が基準値よりも高い高出力モードであるか、
基準値よりも低い低出力モードであるかを判別するので
ある。該判別信号はアナログスイッチ(38)の切換えに供
される。

【００２５】又、ＰＷＭパルス生成回路(17)には、１
５.３６ＫＨｚの発振器(34)が設けられ、該発振器(34)
からの高周波信号は、第１三角波変換回路(35)を経て、
１５.３６ＫＨｚの三角波に変換されると共に、１／２
５６分周器(36)及び第２三角波変換回路(37)を経て、６
０Ｈｚの三角波に変換される。上記２種類の三角波は前
記アナログスイッチ(38)の２つの入力端へ夫々入力され
ている。

【００２６】高出力モードにおいては、アナログスイッ
チ(38)は第１三角波変換回路(35)側に切り換えられて、
１５.３６ＫＨｚの三角波がコンパレータ(39)の一方の
入力端へ供給される。これに対し、低出力モードにおい
ては、アナログスイッチ(38)は第２三角波変換回路(37)
側へ切り換えられて、６０Ｈｚの三角波がコンパレータ
(39)の一方の入力端へ供給される。

【００２７】コンパレータ(39)の他方の入力端には、前
記インバータ制御回路(４)の減算器(26)から得られる系
統周波数の正弦波(偏差ｂ)が供給されており、該コンパ
レータ(39)は、該正弦波とアナログスイッチ(38)を経て
得られる三角波とを比較して、ＰＷＭパルスを発生す
る。該ＰＷＭパルスは図１に示すドライブ回路(18)へ供
給され、この結果、インバータ主回路(２)が駆動される
のである。

【００２８】図３は、前述のインバータ主回路(２)を構
成する４つのスイッチング素子へ供給されるべき一対の
ＰＷＭパルス(ａ)(ｂ)と、これによって得られる出力電
圧及び出力電流の波形(ｃ)(ｄ)を、高出力モードと低出
力モードで比較したものである。高出力モードにおいて
は、同図(ａ)に示す如く高周波スイッチングが行なわれ
て、同図(ｃ)の如く正弦波の出力電圧及び出力電流が得
られる。

【００２９】これに対し、低出力モードにおいては、図
３(ｂ)に示す如く系統周波数(６０Ｈｚ又は５０Ｈｚ)に
よるスイッチングが行なわれて、同図(ｄ)の如く出力電
流は矩形波となっている。しかしながら、系統側の容量
が太陽電池の出力に比べて遥かに大きく、系統側では前
記矩形波の歪みは吸収されるから、系統の電流波形が影
響を受けることはない。又、連系を切り離した単独運転
時においても、インバータ主回路(２)の出力端に接続さ
れる電気機器が、送風機や照明器具等の如く、供給電流
の波形に鈍感な機器であれば、これらの機器を正常に動
作させることが可能である。むしろ、これによってスイ
ッチング損失の低減が図られ、太陽電池(１)の電力の有
効利用が実現される。

【００３０】第２実施例 図４は、ＰＷＭパルス生成回路(17)の他の構成例を示し
ている。図示の如く、実効値電力算出回路(31)の出力端
には、基準信号レベルの異なる２つのコンパレータ(41)
(42)が配置され、これらの比較結果をモード判別回路(4
3)に入力することによって、高出力モード、中間出力モ
ード、及び低出力モードの判別が行なわれる。該判別信
号はアナログマルチプレクサ(46)の切換えに供される。

【００３１】又、発振器(34)からの１５.３６ＫＨｚの
高周波信号は、第１実施例と同様の構成によって１５.
３６ＫＨと６０Ｈｚの三角波に変換されると共に、１／
２分周器(44)及び第３三角波変換回路(45)を経て、７.
６８ＫＨｚの三角波に変換される。これら３種類の三角
波は前記アナログマルチプレクサ(46)の３つの入力端へ
夫々入力されている。

【００３２】高出力モードにおいては、アナログスイッ
チ(38)は第１三角波変換回路(35)側に切り換えられて、
１５.３６ＫＨｚの三角波がコンパレータ(39)へ供給さ
れる。又、中間出力モードにおいては、アナログマルチ
プレクサ(46)は第３三角波変換回路(45)側へ切り換えら
れて、７.６８ＫＨｚの三角波がコンパレータ(39)へ供
給される。更に、低出力モードにおいては、アナログマ
ルチプレクサ(46)が第３の入力端へ切り換えられて、６
０Ｈｚの三角波がコンパレータ(39)へ供給される。

【００３３】コンパレータ(39)は第１実施例と同様に、
系統周波数の正弦波とアナログマルチプレクサ(46)を経
て得られる三角波とを比較して、ＰＷＭパルスを発生す
る。該ＰＷＭパルスは図１に示すドライブ回路(18)へ供
給され、この結果、インバータ主回路(２)が駆動される
のである。

【００３４】図５は、高出力モード、中間出力モード、
及び低出力モードにおける一対のＰＷＭパルス(ａ)(ｂ)
(ｃ)と、これによって得られる出力電圧及び出力電流の
波形(ｄ)(ｅ)(ｆ)の関係を表わしている。高出力モード
においては、同図(ａ)に示す如く高周波スイッチングが
行なわれて、同図(ｄ)の如く正弦波の出力電圧及び出力
電流が得られる。

【００３５】中間出力モードにおいては、図５(ｂ)に示
す如く中間周波スイッチングが行なわれて、同図(ｅ)の
如く出力電流は正弦波から僅かに歪んでいるが、系統に
繋がっている電気機器には殆ど支障はなく、高出力モー
ドに比べてスイッチング損失低減の効果が得られる。

【００３６】低出力モードにおいては、図５(ｃ)に示す
如く系統周波数(６０Ｈｚ又は５０Ｈｚ)によるスイッチ
ングが行なわれて、同図(ｆ)の如く出力電流は矩形波と
なっている。この場合の利点は第１実施例と同様であっ
て、太陽電池(１)の電力の有効利用が図られる。

【００３７】上記実施例の説明は、本発明を説明するた
めのものであって、特許請求の範囲に記載の発明を限定
し、或は範囲を減縮する様に解すべきではない。又、本
発明の各部構成は上記実施例に限らず、特許請求の範囲
に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能であることは
勿論である。例えば上記実施例では、三角波の周波数を
切り換えることによってＰＷＭパルスの周波数を変化さ
せているが、三角波によらず、ソフトウエアによってＰ
ＷＭパルスの周波数を変化させる構成も可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る系統連系インバータの構成を示す
ブロック図である。

【図２】第１実施例におけるＰＷＭパルス生成回路の構
成を示すブロック図である。

【図３】第１実施例における効果を説明する出力モード
毎の波形図である。

【図４】第２実施例におけるＰＷＭパルス生成回路の構
成を示すブロック図である。

【図５】第２実施例における効果を説明する出力モード
毎の波形図である。

【図６】従来のＰＷＭインバータのブロック図である。

【符号の説明】

(１) 太陽電池 (２) インバータ主回路 (３) 商用電力系統 (４) インバータ制御回路 (17) ＰＷＭパルス生成回路 (18) ドライブ回路 (33) モード判別回路 (35) 三角波変換回路 (37) 三角波変換回路 (38) アナログスイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 牧野 正寛 大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号 三 洋電機株式会社内 (72)発明者 田中 邦穂 大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号 三 洋電機株式会社内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と交流電力系統の間に介在する
   インバータ主回路(２)と、インバータ主回路(２)をＰＷ
   Ｍ制御するインバータ制御回路(４)とを具えた系統連系
   インバータにおいて、インバータ制御回路(４)には、 インバータ主回路(２)から出力される電力を検出する検
   出手段と、 検出された電力のレベルに応じ、低出力時には低周波数
   のＰＷＭパルスを生成し、高出力時には高周波数のＰＷ
   Ｍパルスを生成するパルス生成手段とが設けられている
   ことを特徴とする系統連系インバータ。
2. 【請求項２】 パルス生成手段は、 検出手段によって検出された電力のレベルに応じ、低出
   力時には低周波数の三角波を生成し、高出力時には高周
   波数の三角波を生成する三角波生成手段と、 系統周波数の正弦波と前記三角波とを比較することによ
   ってパルス幅の変調されたＰＷＭパルスを生成するパル
   ス幅変調手段とを具えている請求項１に記載の系統連系
   インバータ。
3. 【請求項３】 ＰＷＭパルスは、系統周波数よりも充分
   に高い第１周波数と、系統周波数に一致する第２周波数
   の２種類に切り換えられる請求項１又は請求項２に記載
   の系統連系インバータ。
4. 【請求項４】 ＰＷＭパルスは、系統周波数よりも充分
   に高い第１周波数と、系統周波数に一致する第２周波数
   と、第１周波数と第２周波数の中間の第３周波数の３種
   類に切り換えられる請求項１又は請求項２に記載の系統
   連系インバータ。