JPH0728531B2 - 共振遷移ｄｃ−ｄｃ変換装置及びその電力損失減少方法 - Google Patents

共振遷移ｄｃ−ｄｃ変換装置及びその電力損失減少方法

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JPH0728531B2
JPH0728531B2 JP4083193A JP8319392A JPH0728531B2 JP H0728531 B2 JPH0728531 B2 JP H0728531B2 JP 4083193 A JP4083193 A JP 4083193A JP 8319392 A JP8319392 A JP 8319392A JP H0728531 B2 JPH0728531 B2 JP H0728531B2
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saturable reactor
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ミッチェール・エム・ウォルタース
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、一般にはスイッチン
グ電力変換装置に関し、特に可飽和コアを使用してゼロ
電圧切替を改良することにより切替損失の減少を達成し
うる完全ブリッジＤＣ−ＤＣ変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年の電子装置の電力変換装置の部門は
大型化の傾向にあり、屡々小型化しようとする場合の制
約的事項となっている。現在、電力変換装置を小型化し
ようとする場合の通常の方法は切替周波数を高くするこ
とである。しかし、高い周波数は誘導性容量性エネルギ
蓄積装置をより小さく軽くするためだけには問題ない
が、それと同時に、切替電力損失の増加をも伴うことに
なる。
【０００３】切替損失はターンオン及びターンオフ中に
トランジスタ・スイッチで消費される電力を含む。電力
消費はトランジスタの電圧及び電流両波形の同時存在を
許すトランジスタの有限切替時間から発生する。この問
題は誘導性要素（半導体スイッチが高い電圧を遮断した
後でさえ電流を流す）を電力変換回路に広く使用してい
るため、更に、それを悪化させる。過大な切替電力損失
はスイッチを破壊し、及び，又は、変換効率を悪くする
ことになる。その上、切替周波数が高くなると切替損失
も増加する。
【０００４】電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）は高周波
における上等なスイッチである。ＦＥＴは従来のバイポ
ーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）より速い切替時間及び
低い導通電力損失を提供する。電力変換装置は切替装置
における高電圧と高電流の同時存在を防止するため、各
種方法及び技術を使用する。ある種の変換装置は切替損
失の減少を実現するため、ゼロ電流切替を使用する。し
かし、この方式は不幸にも最も必要とする場合に失敗す
る。すなわち、ＦＥＴスイッチの寄生容量がエネルギを
蓄積しようとするが、このエネルギは各周期のターンオ
ン中、該スイッチにおいて消費される。従って、この消
費エネルギは、高周波においては、特に重大な電力損失
を生じさせる結果となる。
【０００５】共振変換装置として知られる他の種類の変
換装置はゼロ電圧切替（ＺＶＳ）を用いて切替損失を減
少しようとするものである。共振変換装置はキャパシタ
／インダクタ対を使用し、それらの共振周波数におい
て、該スイッチの遷移中における高電圧及び高電流の同
時存在を除去するようにしている。しかし、この変換装
置は使用可能な可変切替周波数を許容することができる
応用に限定され、屡々切替損失の減少による利益が導通
期間における電力損失の増加によって相殺される結果と
なる。
【０００６】又、ゼロ電圧切替は固定周波数の電力変換
装置においても達成することができる。この方式は共振
方法を使用して、固定切替周波数で動作する変換装置の
スイッチの電圧波形を整形する。この方式を使用する変
換装置はパルス幅変調（ＰＷＭ）の制御により出力を調
整するようにしたもので、ゼロ電圧、共振遷移、変換装
置と呼ばれる。この変換装置は、電圧がゼロ近くを通過
するときにのみ、各スイッチをターンオンに切替えるこ
とによりターンオン切替損失を減少する。しかし、この
方式は実際の結果を期待したが、負荷電流の限定された
範囲においてのみゼロ電圧切替を行いうるということが
わかった。
【０００７】ヒッチコックに対する米国特許第４，８６
０，１８９号は１つのかかるＺＶＳ方式を使用した共振
遷移変換装置を開示している。この特許は、主変圧器の
１次側オン時間中、該１次側の漏洩インダクタンス及び
磁化インダクタンスに蓄積されているエネルギを使用し
て、惰力走行期間中のＦＥＴスイッチの寄生容量を充電
するようにした新規なＺＶＳ切替方式を開示している。
【０００８】特に、惰力走行期間中（すなわち、入力電
源から主変圧器にエネルギが供給されていないとき、及
び出力整流器に流れる電流が出力インダクタから供給さ
れていないときの各周期部分）、主変圧器の１次側に蓄
積されたエネルギ（１次側オン時間中に）は次の変換装
置の半周期中にターンオンするであろうＦＥＴスイッチ
の寄生ドレイン−ソース容量に転送される。これは、通
常電源電圧に直接接続されていないＦＥＴの端子（ドレ
イン又はソース）を通常電源電圧近くまで引き上げるよ
うにして、キャパシタを充電可能にする。そのため、各
ＦＥＴのドレイン−ソースに現われる正味の電圧はター
ンオンする前ではゼロに近くなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記の切替方式は有効
なＺＶＳ切替方式ではあるが、’１８９特許に開示され
ている変換装置回路は全負荷範囲に亘りＺＶＳを維持す
ることができない。すなわち、軽負荷状態において１次
側に存在する電流は寄生ＦＥＴ容量のすべてを充電する
には不充分かもしれないという問題を有する。
【００１０】本発明の目的はゼロ電圧切替により完全ブ
リッジ電力変換装置のターンオン切替損失を減少するこ
とである。
【００１１】更に、本発明の目的は広範囲な変換装置負
荷範囲に亘りゼロ電圧切替を維持可能にすることであ
る。
【００１２】更に、本発明の目的はＲＣスナッバ・ネッ
トワークを必要としないようにするため、出力ショット
キ整流器に対する逆電圧減衰を与えることである。
【００１３】すなわち、本発明は、’１８９特許を改良
して他の既知装置の欠陥を克服するため、変換装置の全
負荷範囲に亘り、ゼロ電圧切替を可能にすることによ
り、ターンオン切替損失の減少を達成する電力変換装置
を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は完全ブリッジ，
共振遷移スイッチング電力変換装置の切替損失を減少す
る回路及び方法を提供する。その切替損失はゼロ電圧切
替を通して減少させることができる。変換装置回路はブ
リッジの各端子にＦＥＴスイッチ（Ｑ１−Ｑ４）を有す
るブリッジ切替回路を含む。各ＦＥＴは寄生ドレイン−
ソース容量を有する。
【００１５】電力変圧器の１次側はブリッジの一方の対
角線上に接続される。変圧器の第１及び第２の２次巻線
はセンタータップ構造に接続される。第１の可飽和リア
クタ及び第１の整流器は第１の２次巻線と直列に接続さ
れる。第２の可飽和リアクタと第２の整流器は第２の２
次巻線と直列に接続される。
【００１６】制御手段はＦＥＴスイッチの導通期間を決
定して、変換装置の動作の第１及び第２半周期を発生さ
せる。各半周期はオン時間及び惰力走行期間を含む。可
飽和リアクタは、惰力走行期間中１次電流を流すよう
に、２次巻線に不等電流分布を強制する。この１次電流
は、各ＦＥＴのドレイン−ソース電圧がゼロ近くになっ
たときにのみそのＦＥＴがオンに切替えられるよう、Ｆ
ＥＴスイッチの寄生容量の充電に使用される。
【００１７】次に、変換装置の動作について説明する。
最初の半周期のオン時間中、ＦＥＴＱ１及びＱ４は１次
電流を導通する。第１の２次巻線に２次電流が流れて第
１の可飽和リアクタを飽和させる。そこで、ＦＥＴＱ４
はオフに切替えられ、第１の半周期の惰力走行期間を開
始する。この惰力走行期間中に出力インダクタは２次電
流を維持する。この電流は２つの２次巻線の間に等しく
分流しようとするが、第２の可飽和リアクタが高いイン
ピーダンス状態にあるため、第２の２次巻線を流れる電
流はほぼ遮断される。この２次電流は変圧器の変圧作用
により１次電流を継続させる。
【００１８】誘起された１次電流はＦＥＴＱ１を通して
流れ、ＦＥＴＱ３及びＱ４の寄生ドレイン−ソース容量
を通して流れる。ＦＥＴＱ３はその両端の電圧が必要な
レベル（ゼロ近く）に達したときにターンオンする。次
に、ＦＥＴＱ１はオフに切替えられ、ＦＥＴＱ１及びＱ
２の寄生ドレイン−ソース容量を通して１次電流を流す
ようにする。ＦＥＴＱ２はその両端の電圧が必要なレベ
ルに達したときにターンオンして、第２の半周期のオン
時間を開始する。第２の半周期のオン時間中、ＦＥＴＱ
２及びＱ３は１次電流を導通する。
【００１９】第２の２次巻線に電流を流して第２の可飽
和リアクタを飽和させる。ＦＥＴＱ３はオフに切替えら
れ、第２の半周期の惰力走行期間を開始する。惰力走行
期間中、出力インダクタが２次電流を維持する。この電
流は２つの２次巻線間に等しく分流しようとするが、第
１の可飽和リアクタが高インピーダンス状態にあるた
め、該電流はほぼ遮断され、第２の２次巻線を通して流
れない。この２次電流は１次電流の流れを続行させる。
【００２０】誘起された１次電流はＦＥＴＱ２を通して
流れ、ＦＥＴＱ３及びＱ４の寄生ドレイン−ソース容量
を通して流れる。ＦＥＴＱ４はその両端の電圧が必要な
レベル（ゼロ近く）に達すると、ターンオンする。次
に、ＦＥＴＱ２がオフに切替えられ、ＦＥＴＱ１及びＱ
２の寄生ドレイン−ソース容量を通して１次電流を流す
ようにする。ＦＥＴＱ１はその両端の電圧が必要なレベ
ルに達するとターンオンして、第１の半周期のオン時間
を開始する。
【００２１】
【実施例】次に、添付図面図１乃至図７を参照して本発
明の好ましい実施例を詳細に説明する。ＺＶＳが達成し
うる負荷電流の範囲は、電力変圧器のセンタータップ２
次巻線の一方の半巻線が変換装置の惰力走行期間中電流
の導通が許される場合にのみ増加する。２次巻線の一方
の半巻線にのみ電流を制限することによって、それに反
映した１次電流（ＺＶＳの達成に使用される）を最大に
することができる。
【００２２】次に、各図を参照して本発明の好ましい実
施例による回路及び方法を説明する。図１に示す完全ブ
リッジ，共振遷移，ＤＣ−ＤＣスイッチング電力変換装
置１００は電力切替回路１０２と、変圧器Ｔ１と、整流
器及び出力フィルタ回路１０４とを含む。
【００２３】下記のように、電力切替回路１０２はブリ
ッジ構造に接続された４つのトランジスタ構造を含む。
入力Ｖin（＋）及びＶin（−）からブリッジの１対角線
を横切り、ＤＣ電圧（Ｖin）が印加される。変圧器Ｔ１
の１次側はブリッジの他方の対角線の間に接続される。
電力切替回路１０２はＤＣ電圧をチョップ（細断）し
て、そのチョッブされた電圧を変圧器Ｔ１に供給する。
変圧器Ｔ１はいかなる必要な電圧変換をも行いうるもの
でよく、電力切替回路１０２と整流器及び出力フィルタ
回路１０４とを分離する。
【００２４】整流器及び出力フィルタ回路１０４は変圧
器Ｔ１からのチョップされた電圧を整流し平滑して、負
荷ＺL に供給されるＤＣ出力電圧を発生する。ＤＣ出力
電圧はまた制御回路にフィードバックされる。制御回路
はトランジスタ・スイッチの各々に対する導通期間（す
なわち、オン時間）を決定してその切替を制御する。制
御回路は図に示していないが、適当な回路で実現するこ
とは容易なことである。
【００２５】好ましい制御回路としてはマサチューセッ
ツ州レキシントンのＵｎｉｔｒｏｄｅ Ｃｏｒｐ．製の
ＵＣ１８７５のような位相シフト制御レギュレータなど
がある。位相シフト制御レギュレータＵＣ１８７５の動
作はＭａｍｍａｍｏ，Ｂ．及びＰｕｔｓｈ，Ｊ．による
“位相シフトＰＷＭ制御−新規な統合制御装置は有能な
高周波ブリッジ電力スイッチングの設計を容易にする”
と題するＩＥＥＥ １９９１ ＡＰＥＣの会議議事録
（ＣＨ２９９２−６／９１／００００−０２６３）に記
述されている。
【００２６】適当なシーケンスの切替回路１０４が実現
できれば、いかなる制御回路でも使用可能である。下記
で詳述するように、切替回路１０２は１次巻線Ｔ１P を
横切る電圧をゼロにクランプして、各惰力走行期間中に
おける１次電流の通路を提供することができなければな
らない。この基準に合致する１つの切替手段はヒッチコ
ックの米国特許第４，８６０，１８９号に記述されてい
る。
【００２７】電力切替回路１０２は電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）Ｑ１−Ｑ４を含む。上記のように、ＦＥＴ
Ｑ１−Ｑ４はブリッジ構造に接続され、ブリッジの各足
に１つのＦＥＴが接続される。ＦＥＴＱ１及びＱ３のド
レイン端子はＶin（＋）に結合され、ＦＥＴＱ２及びＱ
４のソース端子はＶin（−）に結合される。
【００２８】電界効果トランジスタ（以下、トランジス
タと呼ぶ）Ｑ１のソースとドレインの間には寄生容量
（キャパシタ）Ｃ１及び寄生ダイオードＤ１が接続され
ていることになり、これらの装置はトランジスタＱ１の
固有の機能（寄生）であるから、図には点線で示してあ
る。同様に、寄生容量Ｃ２−Ｃ４及び寄生ダイオードＤ
２−Ｄ４は夫々トランジスタＱ２−Ｑ４のソースとドレ
インの間に接続されていることになる。
【００２９】ＦＥＴは変換装置のための好ましいスイッ
チではあるが、コレクタとエミッタとの間に適当なキャ
パシタを接続してＦＥＴの寄生容量をエミュレートする
ことができれば、ＢＪＴを使用可能であることもわかる
であろう。
【００３０】上記のように、変圧器Ｔ１は電力切替回路
１０２と整流器及び出力フィルタ回路１０４とを分離す
る。変圧器Ｔ１は１次巻線Ｔ１P と、２つの巻線Ｔ
１S1，Ｔ１S2から成るセンタータップ２次巻線Ｔ１S と
を含む。１次巻線Ｔ１P の寄生装置としては漏洩インダ
クタンスＬE 及び磁化インダクタンスＬM が含まれる。
【００３１】１次巻線Ｔ１P は第１の端子１０６と第２
の端子１０８とを持つ。２次巻線Ｔ１S は第１の端子１
１０と、第２の端子１１４と、センタータップ端子１１
２とを持つ。１次及び２次巻線Ｔ１P ，Ｔ１S の極性
は、端子１０６が端子１１０と同一極性となるようにす
る。
【００３２】トランジスタＱ１のソース端子とトランジ
スタＱ２のドレイン端子とは１次巻線Ｔ１P の端子１０
６に接続される。トランジスタＱ３のソース端子とトラ
ンジスタＱ４のドレイン端子とは１次巻線Ｔ１P の端子
１０８に接続される。
【００３３】整流器及び出力フィルタ回路１０４は可飽
和リアクタＳＲ１及びＳＲ２と、整流ダイオードＤ５及
びＤ６と、出力インダクタＬOUT と、キャパシタＣOUT
とを含む。整流ダイオードＤ５及びＤ６は夫々寄生容量
Ｃ５及びＣ６を有するショットキ・ダイオードである。
可飽和リアクタＳＲ１は２次巻線Ｔ１S の端子１１０と
整流ダイオードＤ５のアノードとの間に直列に接続され
る。可飽和リアクタＳＲ２は２次巻線Ｔ１S の端子１１
４と整流ダイオードＤ６のアノードとの間に直列に接続
される。整流ダイオードＤ５及びＤ６のカソードは出力
インダクタＬOUT の第１の端子に接続される。キャパシ
タＣOUT は出力インダクタＬOUT の第２の端子と２次巻
線Ｔ１S のセンタータップ端子１１２との間に接続され
る。負荷ＺL は出力インダクタＬOUT の第２の端子とセ
ンタータップ端子１１２との間に接続される。
【００３４】変換装置の動作 図１及び図２を参照して変換装置１００の動作を説明す
る。トランジスタＱ１−Ｑ４のスイッチング又は切替制
御は前述のような公知方法によって行われる。本実施例
による電力変換装置の全スイッチングまたは切替周期は
第１の半周期と第２の半周期とを含み、第１の半周期は
オン時間（ｔ１−ｔ２）と、オフ時間又は惰力走行期間
（ｔ３−ｔ４）と、遷移期間（ｔ２−ｔ３及びｔ４−ｔ
５）とを有し、第２の半周期はオン時間（ｔ５−ｔ６）
と、オフ時間又は惰力走行期間（ｔ７−ｔ８）と、遷移
期間（ｔ６−ｔ７及びｔ８−ｔ９）とを有する。
【００３５】第１の半周期 ｔ1 時において、トランジスタＱ４は前の周期からオン
状態である。トランジスタＱ１は、ノード１０６がノー
ド１０８に対して正となるように、電源電圧（Ｖin）を
１次巻線Ｔ１P の両端に供給するとオンに切替えられ
る。これは１次巻線Ｔ１P を通して１次電流（ＩT1P ）
を流す。それに対応する電流が第１の２次巻線Ｔ１S1に
誘起され、更に整流ダイオードＤ５，可飽和リアクタＳ
Ｒ１（それを飽和させる），出力インダクタＬOUT を通
して流れ、最後に負荷ＺL に流れる。第２の２次巻線Ｔ
１S2は整流ダイオードＤ６が逆バイアスのため電流は流
れない。
【００３６】ｔ2 時に、トランジスタＱ４がオフに切替
えられる。漏洩インダクタンスＬE 及び磁化インダクタ
ンスＬM にエネルギが蓄積されているため、及び整流器
及び出力フィルタ回路１０４の動作により１次巻線Ｔ１
P に流れる１次電流は継続して流される。回路１０４の
動作は詳細に下述する。この誘起された１次電流はトラ
ンジスタＱ１及び１次巻線Ｔ１P を通して寄生容量Ｃ３
及びＣ４に流れる。寄生容量Ｃ３が充電され、寄生容量
Ｃ４が放電されると、トランジスタＱ３の両端の電圧
（Ｃ３）は下降し、Ｑ４の両端の電圧（Ｃ４）は上昇す
る。寄生ダイオードＤ３はノード１０８をＶin（＋）＋
１ダイオード電圧降下にクランプする。トランジスタＱ
３はｔ3 時にオンに切替えられ、そのドレイン−ソース
両端子間をゼロ電圧近くにする。
【００３７】惰力走行期間中（ｔ3 −ｔ4 ），１次電流
ＩT1P はトランジスタＱ１及びＱ２に循環し、１次巻線
Ｔ１P を通して流れる。変圧器の１次電圧ＶT1P はトラ
ンジスタＱ１及びＱ３によりゼロボルト近くにクランプ
される。ｔ4 時において、トランジスタＱ１がオフに切
替えられると、電流は１次巻線Ｔ１P を通り、寄生容量
Ｃ１及びＣ２を通して継続される。かくして、寄生容量
Ｃ１は電源電圧Ｖinに充電され、寄生容量Ｃ２はノード
１０６がＶin（−）電位となるよう放電される。寄生ダ
イオードＤ２はノード１０６をＶin（−）電位−１ダイ
オード電圧降下にクランプする。ｔ5 時において、トラ
ンジスタＱ２はオンに切替えられてゼロボルト近くにな
り、変換装置の第２の半周期の動作を開始する。
【００３８】第２の半周期 第２の半周期の動作は第１の半周期のそれと類似する。
トランジスタＱ２がオンに切替えられたとき、電源電圧
Ｖinは再び１次巻線Ｔ１P の両端に供給されるが、ノー
ド１０８は現在ノード１０６より正である。このような
第１の半周期とは逆の極性とすることにより、１次巻線
Ｔ１P を通して負の電流（−ＩT1P ）が流れる。それに
対応する電流が第２の２次巻線Ｔ１S2に誘起され、整流
ダイオードＤ６，可飽和リアクタＳＲ２（それを飽和さ
せる），出力インダクタＬOUT を通り、最後に負荷ＺL
に流れる。整流ダイオードＤ５は逆バイアスのため、第
１の２次巻線Ｔ１S1に電流は流れない。
【００３９】ｔ6 時において、トランジスタＱ３がオフ
に切替えられる。電流は、漏洩インダクタンスＬE 及び
磁化インダクタンスＬM にエネルギが蓄積されているた
め、及び整流器及び出力フィルタ回路１０４の動作によ
り１次巻線Ｔ１P を通してその流れが継続される。この
電流はトランジスタＱ２及び１次巻線Ｔ１P を通り、寄
生容量Ｃ３及びＣ４に流れる。寄生容量Ｃ３は充電さ
れ、寄生容量Ｃ４は放電されるので、トランジスタＱ４
の両端の電圧（Ｃ４）はゼロに降下し、トランジスタＱ
３における電圧（Ｃ３）は上昇する。寄生ダイオードＤ
４はノード１０６をＶin（−）−１ダイオード電圧降下
にクランプする。トランジスタＱ４はｔ7 時にオンに切
替えられ、そのドレイン−ソース両端の電圧をゼロボル
ト近くにクランプする。惰力走行期間（ｔ7 −ｔ8 ）
中、負の電流−ＩT1P は１次巻線Ｔ１P を通りトランジ
スタＱ２及びＱ４を循環する。
【００４０】１次電圧ＶT1P はトランジスタＱ２及びＱ
４によりゼロ近くにクランプされる。ｔ8 時において、
トランジスタＱ２はオフに切替えられる。電流は１次巻
線Ｔ１P 及び寄生容量Ｃ１及びＣ２を通して継続され
る。かくして、寄生容量Ｃ１はゼロボルトに放電され、
寄生容量Ｃ２はノード１０６がＶin（＋）電位となるよ
う充電される。寄生ダイオードＤ１はノード１０６をＶ
in（＋）電位＋１ダイオード電圧降下にクランプする。
トランジスタＱ１は現在ＺＶＳのために設定され、ｔ9
時において、オンに切替えられてゼロボルト近くとな
り、第２の半周期を終了して次の周期を開始する。
【００４１】整流器及び出力フィルタ回路１０４ 本発明は、惰力走行期間中、出力インダクタＬOUT から
発生した電流を２次巻線Ｔ１S のいずれか半巻線を通し
て流し、対応する１次電流ＩT1P を発生させるよう導
く。これに反映した２次電流がＺＶＳを達成するため、
寄生容量Ｃ１−Ｃ４を充電及び放電するに必要なエネル
ギを供給する。第１及び第２の２次巻線Ｔ１S1，Ｔ１S2
に同時にほぼ等しい電流が流れると、変圧器Ｔ１のコア
に反対（すなわち、取消し）磁束が発生して、１次巻線
Ｔ１P に実質的な正味の電流は誘起されないであろう。
かくして、本発明の重要な機能は、変圧器Ｔ１のセンタ
ータップ２次巻線の１つの半巻線が、惰力走行期間中、
負荷電流の主要部分を導通するよう強制されることであ
る。
【００４２】可飽和リアクタＳＲ１及びＳＲ２は、惰力
走行期間中、変圧器Ｔ１の２次巻線に対し、等しくない
電流の分配を強制することを要求するための“遮断”を
与えるよう動作する。ここで使用する“遮断”の文言は
可飽和リアクタが未飽和である高インピーダンス状態で
あることを意味する。可飽和リアクタＳＲ１及びＳＲ２
のコア材料は変換装置の各半周期中磁束を十分に通しう
るよう選ばれる。この磁束の流れは、特定の遮断期間中
（すなわち、電圧−時間積）、再供給された正方向電圧
を遮断するため、可飽和リアクタによる十分大きなイン
ピーダンスの供給を可能にする。
【００４３】可飽和リアクタの電圧−時間積は時間ｔx
に対する電圧ＶX である。電圧ＶX は、惰力走行期間
中、２次電圧が電力切替回路１０２によりクランプされ
ているので小さい。遮断期間ｔx は変換装置の設計要求
に基づき、惰力走行期間のいずれか一部又は全部でよ
い。
【００４４】各可飽和リアクタによって与えられる遮断
の量（ボルト−秒）はコアが遮断モードの開始における
飽和（すなわち、ＢＨ曲線の動作点）からいかに遠いか
の関数である。コアを飽和からその高インピーダンス・
モードに移行する処理は“リセット”として知られる。
【００４５】軟磁気材料（曲線的ＢＨループ特性を有す
るフェライトのような）か又は方形ループ磁気材料（方
形ＢＨループ特性を有する硬金属テープ・コアのよう
な）のどちらでも可飽和リアクタＳＲ１及びＳＲ２のコ
アとして使用することができる。可飽和コアのリセット
機構は下記で詳細に説明するように、選択した材料によ
って異なる。
【００４６】ショットキ・ダイオード・スナッビング ＺＶＳの達成に加え、更に本発明の利点は、通常、出力
整流器の高周波逆電圧“循環”（リング）を減衰させる
ために要求されるスナッバを除去することができること
である。ショットキ整流器における２次漏洩インピーダ
ンスはターンオフにおいて整流器の寄生容量と共振す
る。これは雑音の問題をひき起す高周波電流スパイクを
生じさせ、１次側に反映すると切替損失を増加する。通
常、この共振はダイオードと並列にシャント抵抗を接続
し、ＤＣ電流を遮断するため、その抵抗と直列に大きな
キャパシタを接続して除去する。しかし、このＲＣスナ
ッバ回路は２次回路に対し電力損失と複雑性を増加させ
るものである。
【００４７】本発明は出力整流器スナッバの必要性を除
去するものである。可飽和リアクタＳＲ１及びＳＲ２は
ショットキ循環（リンギング）を除去するに必要な減衰
を不要にする。例えば、本発明の一実施例においては、
ｔ4 時において、トランジスタＱ１がターンオフしたと
き、整流ダイオードＤ５の電流は急速に減衰する。これ
は、可飽和リアクタＳＲ１を未飽和である高インピーダ
ンス状態に駆動する。そこで、この高いインピーダンス
は整流ダイオードＤ５のショットキ容量における逆電圧
の上昇速度を制限して、いかなる循環をも防止する。
【００４８】可飽和リアクタＳＲ２は、ｔ1 時におい
て、整流ダイオードＤ６に対しても同様な減衰作用を実
行し、トランジスタＱ１がターンオンしたとき、整流ダ
イオードＤ６を通る電流をゼロにする。可飽和リアクタ
ＳＲ１及びＳＲ２が整流ダイオードＤ５及びＤ６に対す
る電流を減衰させる精密な機構は後に詳細に述べる。
【００４９】軟磁気材料による可飽和リアクタ 軟磁気材料に対する標本ＢＨループを図３に示す。点３
０２はＨ1 の動作磁界強度におけるコアの飽和状態を示
す。点３０４はゼロ磁界強度における（すなわち、電流
ゼロ）有効なインピーダンスの点を示す。軟磁気材料の
曲線的ＢＨループ特性は、コアに流れる磁束を誘起する
電流がゼロに減少したとき、コアは有意なボルト時間積
によりリセットされる（例えば、可飽和リアクタの動作
点はＢＨ曲線の点３０２から点３０４へ移動する）こと
を示す。かくしてダイオードに直列に流れる電流がゼロ
に近づくと、軟磁気材料はリセットされる。
【００５０】変換装置１００の動作中、コアの磁束は、
実際には、ショットキ寄生容量を横切る電圧を逆にする
ような負電流によって、わずかゼロ以下に減少する（例
えば、点３０６において）。
【００５１】該リセットは、惰力走行期間中、有意な電
流の導通を防止するが、小さな電流は流れる。この小さ
な電流は、惰力走行期間中、図３の点３０６から点３０
８に可飽和リアクタの動作点をその点線に沿って移動さ
せる。
【００５２】軟磁気材料は惰力走行期間中においてのみ
遮断を行う。ターンオン遷移においては、有意遮断は与
えられない。ターンオン遷移の開始において、以前は遮
断されていた可飽和リアクタのコアは飽和するであろう
（例えば、動作点は点３０８から点３０２へ移動す
る）。すなわち、遮断はできないので、変圧器Ｔ１の漏
洩インダクタンスＬE のエネルギが寄生容量Ｃ１及びＣ
２を夫々充電及び放電することができるのみである。漏
洩インダクタンスＬE のエネルギは、各オン時間の半周
期におけるトランジスタＱ１及びＱ２に対する電圧遷移
が正弦波形となるような共振方法で、夫々寄生容量Ｃ１
及びＣ２を充電及び放電する。電圧の振幅及び周波数は
１次電流ＩT1P ，漏洩インダクタンスＬE ，及び寄生容
量Ｃ１及びＣ２の値の関数である。
【００５３】方形ループ材料による可飽和リアクタ 方形ループ材料に対する標本ＢＨループを図４に示す。
点４０２はＨ２の磁界強度におけるコア飽和の動作点を
示す。点４０４は磁界強度ゼロにおける点を示す（すな
わち、電流ゼロ）。コアはまだ点４０４においては飽和
している。このように、方形ループ材料は、有意な逆電
流がコアを未飽和にするように流れるまでリセットされ
ない。この電流はリセット電流として知られる。
【００５４】ある応用におけるショットキ・ダイオード
の逆回復電流（すなわち、寄生容量Ｃ５及びＣ６に蓄積
されている電荷）は有意なボルト−時間遮断能力に対す
る有意なリセット電流を供給するかもしれない。しか
し、多くの他の応用においては、逆回復電流は不充分で
あり、必要なリセットを与えるために、補助リセット回
路を必要とするかもしれない。
【００５５】必要なリセット電流を供給する１つの方法
を図５に示す。図５は変換装置５００を示す。変換装置
５００はリアクタ・リセット回路を加えたことを除き、
変換装置１００とほぼ同一である。リアクタ・リセット
回路は抵抗Ｒ１と、リアクタ・リセット巻線ＲＷ１及び
ＲＷ２とを含む。
【００５６】抵抗Ｒ１はリアクタ・リセット巻線ＲＷ１
及びＲＷ２と直列に接続される。直列接続の抵抗Ｒ１及
びリアクタ・リセット巻線ＲＷ１，ＲＷ２は出力インダ
クタＬOUT の第２の端子と２次巻線Ｔ１S のセンタータ
ップ端子１１２との間に側流形式で接続される。リアク
タ・リセット巻線（ＲＷ１又はＲＷ２）を通過するリセ
ット電流は飽和から高インピーダンス又は遮断モードに
対応してコアを駆動する。リセット電流は本質的に、図
６に示すように、ＢＨループをヒステリシス・グラフの
第１象限に“移動”又はシフトさせる。
【００５７】方形ループ・コアを有する可飽和リアクタ
によって与えられる遮断量はリセット中そこに供給され
るリセット電流の量に従って異なる。換言すると、リセ
ット中リアクタ・リセット巻線ＲＷ１又はＲＷ２を通し
て可飽和コアに供給されるボルト−時間の量は惰力走行
期間中（及びたぶん後続オン時間にも入る）の同じボル
ト−時間量の間、該コアにより整流ダイオードＤ５，Ｄ
６の導通を遮断することができる。
【００５８】後続のオン時間にも入る遮断能力のため、
方形ループ材料による追加の利益は、ターンオン遷移に
おいても有意な遮断を与えることができるということで
ある。すなわち、リセット・ボルト−時間量を増加する
ことにより、２次回路のターンオンは、トランジスタＱ
１（最初の半周期のため）又はトランジスタＱ２（第２
の半周期のため）がゼロ・ボルトに達するまで遅延する
ことができる。ターンオン前の１次電流は寄生容量Ｃ１
−Ｃ４を充電することができる一定電流に似ている。
【００５９】出力インダクタＬOUT は惰力走行遷移への
ターンオフにおける行為に類似の電流源である。かくし
て、各半周期のオン時間の始めにおいてはＦＥＴの寄生
容量（Ｃ１−Ｃ４）を充電し、ＺＶＳを達成するため、
ＺＶＳに対して十分エネルギを使用することができる。
この出力インダクタＬOUT に蓄積されているエネルギは
軟コア材料について記述したような漏洩インダクタンス
ＬE に蓄積されているエネルギより大層大きい。
【００６０】要求された遮断のボルト−時間を図２及び
図７に示す。例えば、図２のｔ8 時において、トランジ
スタＱ２はターンオフし、寄生容量Ｃ１及びＣ２は、ト
ランジスタＱ１をターンオンする前にノード１０６にお
ける電圧を電源電圧Ｖin（＋）に増加するよう夫々充電
及び放電しなければならない。図７の線７０２はｔ8 時
に相当する。線７０４は、トランジスタＱ１のドレイン
−ソース電圧が約ゼロのときに相当する。ＺＶＳが要求
されたときの最小負荷電流，使用可能な１次電流，及び
トランジスタＱ１−Ｑ４のドレイン−ソース容量（すな
わち、寄生容量Ｃ１−Ｃ４）が与えられると、電源電圧
Ｖin（＋）に達するためにノード１０６に要求される遮
断時間ｔx を計算することができる。
【００６１】遮断電圧ＶX （遮断時間ｔx 中に要求され
る）は反映した１次電圧ＶT1P に従う。かくして、遮断
電圧ＶXは、線７０２のゼロから線７０４における２次
巻線Ｔ１S の半巻線の１つに反映して電源電圧Ｖinの約
２倍の最高値まで直線的に増加する。係数２は、２次側
の両半巻線からの電圧は遮断されなければならないとい
う事実を表わすものである。要求する合計ボルト−時間
は斜線部分７０８である。リセットのボルト−時間はＺ
ＶＳ遮断要求に合致させるため、この量を越えなければ
ならない。
【００６２】方形ループ材料によって与えられるＺＶＳ
の利点は性能において交換条件を伴う。改良したＺＶＳ
に対する交換条件は与えられた出力電圧に対するパルス
幅のわずかな増加である。それに加え、遮断時間中のダ
イオード電流は、その絶対遮断が達成されないため、実
際にはゼロではない。ＢＨループの“移動”のため、与
えられたコアの設計に対する普通のリセット電流の約２
倍の電流が遮断可飽和リアクタを通して流れるであろ
う。これは設計では考慮されなければならないが、通
常、負荷電流と比べて小さな電流である。以上、本発明
を好ましい実施例により説明したが、本発明の精神から
離れることなく、その各部を変化変更しうることはいう
までもない。
【００６３】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
はＤＣ−ＤＣ電力変換装置の全負荷範囲に亘りゼロ電圧
切替を可能にするよう構成することによって、ターンオ
ン切替損失を減少させることができた。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による変換装置回路の回路図
【図２】図１の回路の各部から発生した各種電圧及び電
流波形を示すタイミング図
【図３】軟磁気材料の標本ＢＨループを示すグラフ図
【図４】方形ループ磁気材料の標本ＢＨループを示すグ
ラフ図
【図５】リアクタ・リセット回路を含む本発明の変換装
置回路の代替実施例を示す回路図
【図６】リセット電流により“移動”した方形ループ磁
気材料の標本ＢＨループを示すグラフ図
【図７】可飽和リアクタに対するボルト−時間遮断要求
を示すボルト−時間グラフ図
【符号の説明】
１００，５００： 電力変換装置 １０２： 電力切替回路 １０４： 整流器及び出力フィルタ回路 Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４： 電界効果トランジスタ Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６： 寄生容量 Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４： 寄生ダイオード Ｄ５，Ｄ６： 整流ダイオード Ｔ１： 変圧器 Ｔ１P ： １次巻線 Ｔ１S1，Ｔ１S2： 第１及び第２の２次巻線 ＳＲ１，ＳＲ２： 可飽和リアクタ ＬE ，ＬM ： 漏洩インダクタンス及び磁化インダク
タンス ＬOUT ： 出力インダクタ ＣOUT ： キャパシタ ＺL ： 負荷 ＲＷ１，ＲＷ２： リアクタ・リセット巻線
フロントページの続き (72)発明者 ミッチェール・エム・ウォルタース アメリカ合衆国13760、ニューヨーク州、 エンドウェル、フォーレスト・ロード、 1023番地 (72)発明者 ロニー・エイ・ヴンダーリック アメリカ合衆国13760、ニューヨーク州、 エンディコット、マリオン・ストリート、 409番地

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 完全ブリッジ，共振遷移ＤＣ−ＤＣスイ
    ッチング電力変換装置であって、 （イ）４つの端子の各々間に個別のスイッチが接続さ
    れ、第１の対角線上にＤＣ電源を接続したブリッジ回路
    と、 （ロ）前記ブリッジ回路の第２の対角線上に接続された
    １次巻線と、センタータップ構造に接続された第１及び
    第２の２次巻線とを有する電力変圧器と、（ハ）前記スイッチの各々に対する導通期間を決定し制
    御して、前記電力変換装置動作の第１及び第２の半周期
    を発生させ、該第１及び第２の半周期に夫々オン時間及
    び惰力走行期間を含むようにする制御手段と、 （ニ）前記第１の２次巻線と直列に接続されて、飽和状
    態と少くとも前記発生した第２の半周期の惰力走行期間
    の１部における高インピーダンス状態とを有する第１の
    可飽和リアクタと、 （ホ）カソードと、前記第１の可飽和リアクタに接続さ
    れたアノードとを有する第１の整流器と、 （ヘ）前記第２の２次巻線と直列に接続されて、飽和状
    態と少くとも前記発生した第１の半周期の惰力走行期間
    の１部における高インピーダンス状態とを有する第２の
    可飽和リアクタと、 （ト）前記第２の可飽和リアクタに接続されたアノード
    と、前記第１のリアクタのカソードに接続されたカソー
    ドとを有する第２の整流器とからなる、 完全ブリッジ，共振遷移ＤＣ−ＤＣスイッチング電力変
    換装置。
  2. 【請求項２】 前記スイッチの各々は電界効果トランジ
    スタであることを特徴とする請求項１記載の完全ブリッ
    ジ，共振遷移ＤＣ−ＤＣスイッチング電力変換装置。
  3. 【請求項３】 完全ブリッジ，共振遷移スイッチング電
    力変換装置回路において、 （イ）ＤＣ入力電源に接続する第１及び第２の入力端子
    と、 第１及び第２の出力端子とを有し、ＤＣ入力電圧か
    らチョップされた電圧を発生しうるブリッジ切替回路を
    含み、該ブリッジ切替回路は更に、 （ｉ）前記第１の入力端子と前記第１の出力端子との間
    に接続され、寄生ドレイン−ソース容量Ｃ１を有する第
    １のＦＥＴ（Ｑ１）と、 （ｉｉ）前記第２の入力端子と前記第１の出力端子との
    間に接続され、寄生ドレイン−ソース容量Ｃ２を有する
    第２のＦＥＴ（Ｑ２）と、 （ｉｉｉ）前記第１の入力端子と前記第２の出力端子と
    の間に接続され、寄生ドレイン−ソース容量Ｃ３を有す
    る第３のＦＥＴ（Ｑ３）と、 （ｉｖ）前記第２の入力端子と前記第２の出力端子との
    間に接続され、寄生ドレイン−ソース容量Ｃ４を有する
    第４のＦＥＴ（Ｑ４）とを含み、 （ロ）前記ブリッジ切替回路の前記第１の出力端子と第
    ２の出力端子との間に接続された１次巻線Ｔ１Ｐと、セ
    ンタータップ構造に接続された第１及び第２の２次巻線
    Ｔ１Ｓ１，Ｔ１Ｓ２とを有する出力変圧器と、（ハ）前記第１乃至第４のＦＥＴＱ１−Ｑ４の各々に対
    する導通期間を決定し制御して、前記電力変換装置動作
    の第１及び第２の半周期を発生させ、該第１及び第２の
    半周期に夫々オン時間及び惰力走行期間を含むようにす
    る制御手段と、 （ニ） 前記第１の２次巻線と直列に接続されて、前記発
    生した第１の半周期の惰力走行期間中飽和状態となり、
    前記発生した第２の半周期の惰力走行期間中高インピー
    ダンス状態となる第１の可飽和リアクタと、（ホ） カソードと、前記第１の可飽和リアクタに接続さ
    れたアノードとを有する第１の整流器と、（ヘ） 前記第２の２次巻線と直列に接続されて、前記発
    生した第１の半周期の惰力走行期間中高インピーダンス
    状態となり、前記発生した第２の半周期の惰力走行期間
    中飽和状態となる第２の可飽和リアクタと、（ト） 前記第２の可飽和リアクタに接続されたアノード
    と、前記第１の整流器のカソードに接続されたカソード
    とを有する第２の整流器と、（チ） 前記第１及び第２の整流器のカソードの接合と前
    記電力変換回路の出力端子との間に接続されたフィルタ
    ・インダクタとからなり、 各前記惰力走行期間中前記１次巻線Ｔ１Ｐに流れる電流
    を誘起するようにした完全ブリッジ，共振遷移スイッチ
    ング電力変換装置回路。
  4. 【請求項４】 前記第１及び第２の可飽和リアクタは各
    々が軟磁気材料のコアを含むことを特徴とする請求項３
    記載の完全ブリッジ，共振遷移スイッチング電力変換装
    置回路。
  5. 【請求項５】 前記第１及び第２の可飽和リアクタは各
    々が方形ＢＨループ磁気材料を含むことを特徴とする請
    求項３記載の完全ブリッジ，共振遷移スイッチング電力
    変換装置回路。
  6. 【請求項６】 （イ）１次巻線と、第１及び第２の２次
    巻線とを有する変圧器と、 （ロ）ＤＣ電圧をチョップして前記変圧器の１次巻線へ
    供給しうる完全ブリッジ切替手段と、 （ハ）各々がオン時間及び惰力走行期間を含む変換装置
    動作の第１及び第２の半周期を発生させるべく前記切替
    手段を制御する手段と、 （ニ）少くとも前記第２の半周期の惰力走行期間の１部
    において前記変圧器の第１の２次巻線と直列に遮断イン
    ピーダンスを供給する第１の遮断手段と、 （ホ）少くとも前記第１の半周期の惰力走行期間の１部
    において前記変圧器の第２の２次巻線と直列に遮断イン
    ピーダンスを供給する第２の遮断手段とを含むことを特
    徴とする完全ブリッジ，共振遷移ＤＣ−ＤＣスイッチン
    グ電力変換装置回路。
  7. 【請求項７】 各前記遮断手段は可飽和リアクタを含む
    ことを特徴とする請求項６記載の完全ブリッジ，共振遷
    移ＤＣ−ＤＣスイッチング電力変換装置回路。
  8. 【請求項８】 ＤＣ入力電圧に対する接続に適応する第
    １及び第２の入力端子と、第１及び第２の出力端子と、
    前記第１の入力端子と前記第１の出力端子との間に接続
    され寄生ドレイン−ソース容量Ｃ１を有する第１のＦＥ
    ＴＱ１と、前記第２の入力端子と前記第１の出力端子と
    の間に接続され寄生ドレイン−ソース容量Ｃ２を有する
    第２のＦＥＴＱ２と、前記第１の入力端子と前記第２の
    出力端子との間に接続され寄生ドレイン−ソース容量Ｃ
    ３を有する第３のＦＥＴＱ３と、前記第２の入力端子と
    前記第２の出力端子との間に接続され寄生ドレイン−ソ
    ース容量Ｃ４を有する第４のＦＥＴＱ４とを含み、前記
    ＤＣ入力からチョップされた電圧を発生しうるブリッジ
    切替回路と、前記ブリッジ切替回路の第１及び第２の出
    力端子間に接続された１次巻線と、センタータップ構造
    に接続された第１及び第２の２次巻線とを有する電力変
    圧器と、前記第１の２次巻線と直列に接続され、高イン
    ピーダンス状態及び飽和状態を有する第１の可飽和リア
    クタＳＲ１と、前記第１の可飽和リアクタに接続された
    アノードと、カソードとを有する第１の整流器と、前記
    第２の２次巻線と直列に接続され、高インピーダンス状
    態及び飽和状態を有する第２の可飽和リアクタＳＲ２
    と、前記第２の可飽和リアクタに接続されたアノード
    と、前記第１の整流器のカソードに接続されたカソード
    とを有する第２の整流器と、前記第１及び第２の整流器
    のカソードの接合と前記電力変換装置回路の出力端子と
    の間に接続されたフィルタ・インダクタと、夫々オン時
    間及び惰力走行期間を含む変換装置動作の第１及び第２
    の半周期を発生させるべく前記第１乃至第４のＦＥＴＱ
    １−Ｑ４の各々の導通期間を決定し制御する手段とから
    なる完全ブリッジ，共振遷移ＤＣ−ＤＣスイッチング電
    力変換装置回路におけるスイッチング電力損失の減少方
    法であって、 （イ）ｔ１時において前記第１のＦＥＴＱ１をオンに切
    替えて前記第１の半周期のオン時間を開始し、前記第４
    のＦＥＴＱ４は前の動作周期からオンであり、前記第２
    及び第３のＦＥＴＱ２，Ｑ３はオフであり、 （ロ）ｔ２時において前記第４のＦＥＴＱ４をオフに切
    替えて前記第１の半周期の惰力走行期間を開始し、 （ハ）少くとも前記第１の半周期の惰力走行期間の１部
    において前記第２の可飽和リアクタＳＲ２を前記高イン
    ピーダンス状態に維持し、 （ニ）前記寄生ドレイン−ソース容量Ｃ３を横切る電圧
    が希望する値に達したときｔ３時において前記第３のＦ
    ＥＴＱ３をオンに切替え、 （ホ）ｔ４時において前記第１のＦＥＴＱ１をオフに切
    替え、 （ヘ）前記寄生ドレイン−ソース容量Ｃ２を横切る電圧
    が希望する値に達したときｔ５時において前記第２のＦ
    ＥＴＱ２をオンに切替えて第２の半周期のオン時間を開
    始し、 （ト）ｔ６時において前記第３のＦＥＴＱ３をオフに切
    替えて前記第２の半周期の惰力走行期間を開始し、 （チ）少くとも前記第２の半周期の惰力走行期間の１部
    において前記第１の可飽和リアクタＳＲ１を前記高イン
    ピーダンス状態に維持し、 （リ）前記寄生ドレイン−ソース容量Ｃ４を横切る電圧
    が希望する値に達したときｔ７時において前記第４のＦ
    ＥＴＱ４をオンに切替え、 （ヌ）ｔ９時において前記第２のＦＥＴＱ２をオフに切
    替え、 （ル）前記寄生ドレイン−ソース容量Ｃ１を横切る電圧
    が希望する値に達したときｔ９時において前記第１のＦ
    ＥＴＱ１をオンに切替えて前記第１の半周期のオン時間
    を再開始し、次の変換装置動作周期を開始する各工程を
    含むことを特徴とするスイッチング電力損失の減少方
    法。
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