JPH07263233A - 表皮効果回路素子 - Google Patents
表皮効果回路素子Info
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- JPH07263233A JPH07263233A JP4916094A JP4916094A JPH07263233A JP H07263233 A JPH07263233 A JP H07263233A JP 4916094 A JP4916094 A JP 4916094A JP 4916094 A JP4916094 A JP 4916094A JP H07263233 A JPH07263233 A JP H07263233A
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- inductance
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
- H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
- H01F27/2823—Wires
- H01F2027/2833—Wires using coaxial cable as wire
Landscapes
- Coils Or Transformers For Communication (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 分布容量を利用した表皮効果素子を実現す
る。 【構成】 ２本の導線を互いに接近させて並列配置する
とともに、同方向に電流が流れるように直列に接続し、
２本の導線間の接続部は、該接続部により発生する磁界
が前記２本の導線と干渉しないように配置したことを特
徴とする。
る。 【構成】 ２本の導線を互いに接近させて並列配置する
とともに、同方向に電流が流れるように直列に接続し、
２本の導線間の接続部は、該接続部により発生する磁界
が前記２本の導線と干渉しないように配置したことを特
徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインダクタンスと導体間
の分布容量とを組み合わせるようにした表皮効果回路素
子に関するものである。
の分布容量とを組み合わせるようにした表皮効果回路素
子に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】小型・軽量電子機器の開発は、電子回路
の高集積化に伴い極めて強力に推進されてきているが、
信号伝達や処理に関する電子回路の集積化はほぼ限界に
達している。現在、電源部等の小型・軽量化が重要な課
題となっており、回路素子としてのフィルタも例外では
ない。従来のフィルタは、インダクタンスとキャパシタ
ンスとを集中定数素子として組み合わせて形成されてい
る。
の高集積化に伴い極めて強力に推進されてきているが、
信号伝達や処理に関する電子回路の集積化はほぼ限界に
達している。現在、電源部等の小型・軽量化が重要な課
題となっており、回路素子としてのフィルタも例外では
ない。従来のフィルタは、インダクタンスとキャパシタ
ンスとを集中定数素子として組み合わせて形成されてい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来のフィルタは、イ
ンダクタンスとキャパシタンスとを集中定数素子として
用いているため、特に大電流対応のものにおいては小型
化は困難であり、小型・軽量化の要請には必ずしも十分
に応えられていない。
ンダクタンスとキャパシタンスとを集中定数素子として
用いているため、特に大電流対応のものにおいては小型
化は困難であり、小型・軽量化の要請には必ずしも十分
に応えられていない。
【０００４】本発明は上記課題を解決するためのもの
で、集中定数としてのキャパシタンスを必要としない
か、共振周波数制御のため必要としても小さいキャパシ
タンスですみ、従来に比して大電流対応のものが小型で
安価に製作できる表皮効果回路素子を提供することを目
的とする。
で、集中定数としてのキャパシタンスを必要としない
か、共振周波数制御のため必要としても小さいキャパシ
タンスですみ、従来に比して大電流対応のものが小型で
安価に製作できる表皮効果回路素子を提供することを目
的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の表皮効果回路素
子は、２本の導線を互いに接近させて並列配置するとと
もに、同方向に電流が流れるように直列に接続し、２本
の導線間の接続部は、該接続部により発生する磁界が前
記２本の導線と干渉しないように配置したことを特徴と
する。また、本発明は、２本の導線をソレイノイド状に
巻回したソレノイド型、同軸ケーブルの内側と外側の導
体を２本の導線とする同軸ケーブル型、２本の導線をツ
イストして作成したツイストコイル型、フィルム基盤上
に同心円状に２本の導体を設けたフィルム型からなるこ
とを特徴とする。また、本発明は、前記回路素子がトラ
ンスの巻線を構成していることを特徴とする。また、本
発明は、さらに磁性体を併用するようにしたことを特徴
とする。
子は、２本の導線を互いに接近させて並列配置するとと
もに、同方向に電流が流れるように直列に接続し、２本
の導線間の接続部は、該接続部により発生する磁界が前
記２本の導線と干渉しないように配置したことを特徴と
する。また、本発明は、２本の導線をソレイノイド状に
巻回したソレノイド型、同軸ケーブルの内側と外側の導
体を２本の導線とする同軸ケーブル型、２本の導線をツ
イストして作成したツイストコイル型、フィルム基盤上
に同心円状に２本の導体を設けたフィルム型からなるこ
とを特徴とする。また、本発明は、前記回路素子がトラ
ンスの巻線を構成していることを特徴とする。また、本
発明は、さらに磁性体を併用するようにしたことを特徴
とする。
【０００６】
【作用】本発明は２本の導線を空間的に接近させて並列
配置し、同方向に電流を流すとともに、２本の導線間の
接続部は、該接続部により発生する磁界が前記２本の導
線と干渉しないようにして、表皮効果と導体間のキャパ
シタンスの並列共振により共振周波数近傍の高周波成分
をキャンセルするものであり、磁性体を併用することに
より、電流値の小さい範囲を磁性体でカバーし、大きい
範囲を表皮効果でカバーすることが可能である。
配置し、同方向に電流を流すとともに、２本の導線間の
接続部は、該接続部により発生する磁界が前記２本の導
線と干渉しないようにして、表皮効果と導体間のキャパ
シタンスの並列共振により共振周波数近傍の高周波成分
をキャンセルするものであり、磁性体を併用することに
より、電流値の小さい範囲を磁性体でカバーし、大きい
範囲を表皮効果でカバーすることが可能である。
【０００７】本発明は、導体間の分布容量（キャパシタ
ンス）に加わる導体間電圧を結線によって制御し、共振
回路を形成し、これによって集中定数のキャパシタンス
を必要としないか、共振周波数制御のため必要としても
小さいキャパシタンスで済ませることができる。
ンス）に加わる導体間電圧を結線によって制御し、共振
回路を形成し、これによって集中定数のキャパシタンス
を必要としないか、共振周波数制御のため必要としても
小さいキャパシタンスで済ませることができる。
【０００８】また、従来のものは、インダクタンスとキ
ャパシタンス接続の変更でハイパス、ローパス、バンド
パスフィルタが構成されているが、本発明は、インダク
タンスとキャパシタンスの並列共振のため、特定の周波
数成分除去用に最適である。また、インバータ等から発
生する特定の高調波成分を除去する用途に最適である。
すなわち、連続スペクトラムを持つノイズに対しては有
効でないが、第３、５、７等の特定高調波（不連続なス
ペクトラム）を持つノイズに対して特定高調波成分のみ
を除去するのに極めて有効である。
ャパシタンス接続の変更でハイパス、ローパス、バンド
パスフィルタが構成されているが、本発明は、インダク
タンスとキャパシタンスの並列共振のため、特定の周波
数成分除去用に最適である。また、インバータ等から発
生する特定の高調波成分を除去する用途に最適である。
すなわち、連続スペクトラムを持つノイズに対しては有
効でないが、第３、５、７等の特定高調波（不連続なス
ペクトラム）を持つノイズに対して特定高調波成分のみ
を除去するのに極めて有効である。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細
に説明する。まず、本発明の動作原理から説明する。い
ま、図１に示すような円形断面を有する導体に交流を通
電する場合について考える。周波数ｆが低い電流は、図
１（ａ）に示すように導体断面にほぼ一様に分布する。
このため、導体の電気抵抗Ｒは直流抵抗Ｒdcに等しく下
限値となる。導体のインダクタンスＬは、導体の内部に
分布する電流と磁束の鎖交に起因する内部インダクタン
スＬinと、導体外部の磁束に起因する外部インダクタン
スＬout の和Ｌin＋Ｌout からなる。
に説明する。まず、本発明の動作原理から説明する。い
ま、図１に示すような円形断面を有する導体に交流を通
電する場合について考える。周波数ｆが低い電流は、図
１（ａ）に示すように導体断面にほぼ一様に分布する。
このため、導体の電気抵抗Ｒは直流抵抗Ｒdcに等しく下
限値となる。導体のインダクタンスＬは、導体の内部に
分布する電流と磁束の鎖交に起因する内部インダクタン
スＬinと、導体外部の磁束に起因する外部インダクタン
スＬout の和Ｌin＋Ｌout からなる。
【００１０】周波数ｆが高い電流は、図１（ｂ）に示す
ように導体断面の周辺にのみ分布する。このため、導体
の電気抵抗Ｒは、周波数ｆが無限大で電流の流れる導体
の断面積が無限小となることから無限大となる。周波数
ｆは有限であるから、ここでは充分高い周波数ｆに対し
て、電気抵抗Ｒは極めて大きな抵抗Ｒmax （≫Ｒdc)と
する。インダクタンスＬの中で導体内に電流が分布しな
いため、内部インダクタンスＬinは零となるから、イン
ダクタンスは外部インダクタンスＬout のみとなり、Ｌ
＝Ｌout である。
ように導体断面の周辺にのみ分布する。このため、導体
の電気抵抗Ｒは、周波数ｆが無限大で電流の流れる導体
の断面積が無限小となることから無限大となる。周波数
ｆは有限であるから、ここでは充分高い周波数ｆに対し
て、電気抵抗Ｒは極めて大きな抵抗Ｒmax （≫Ｒdc)と
する。インダクタンスＬの中で導体内に電流が分布しな
いため、内部インダクタンスＬinは零となるから、イン
ダクタンスは外部インダクタンスＬout のみとなり、Ｌ
＝Ｌout である。
【００１１】以上のように、通電する電流の周波数ｆに
よって電流の分布が変化し、このため導体の抵抗Ｒとイ
ンダクタンスＬが変化する。この様な現象を表皮効果と
呼んでいる。表皮効果による導体の抵抗Ｒとインダクタ
ンスＬの周波数ｆによる変化を整理すると表１のように
なる。 表皮効果によって抵抗ＲとインダクタンスＬが周波数ｆ
によって変化することを利用してフィルタやインダクタ
が開発可能である。
よって電流の分布が変化し、このため導体の抵抗Ｒとイ
ンダクタンスＬが変化する。この様な現象を表皮効果と
呼んでいる。表皮効果による導体の抵抗Ｒとインダクタ
ンスＬの周波数ｆによる変化を整理すると表１のように
なる。 表皮効果によって抵抗ＲとインダクタンスＬが周波数ｆ
によって変化することを利用してフィルタやインダクタ
が開発可能である。
【００１２】簡単のため、図２（ａ）に示す同一の２本
の丸形導体からなるフィルタ、インダクタを考える。図
２（ａ）の導体を図２（ｂ）のように接続すれば、両者
の導体を囲む磁束が存在するため、導体１と導体２間に
相互インダクタンスＭが存在する。この相互インダクタ
ンスＭは、両者の導体中の電流がそれぞれの中心軸に対
称に分布するとすれば、周波数ｆに無関係に一定値をと
る。実際は、コイル配置を交互に配置する方法等によっ
て平均的に電流をそれぞれの軸に対称に分布させること
は可能である。
の丸形導体からなるフィルタ、インダクタを考える。図
２（ａ）の導体を図２（ｂ）のように接続すれば、両者
の導体を囲む磁束が存在するため、導体１と導体２間に
相互インダクタンスＭが存在する。この相互インダクタ
ンスＭは、両者の導体中の電流がそれぞれの中心軸に対
称に分布するとすれば、周波数ｆに無関係に一定値をと
る。実際は、コイル配置を交互に配置する方法等によっ
て平均的に電流をそれぞれの軸に対称に分布させること
は可能である。
【００１３】図２（ｂ）で、導体１と導体２の磁気的結
合を考える。この結合度合を表すパラメータは結合係数
ｋと呼ばれ、導体１と導体２、それぞれの自己インダク
タンスをＬ1 、Ｌ2 とすれば ｋ＝Ｍ／（Ｌ1 Ｌ2 ）1/2 ……（１） で定義される。図２（ａ）の場合は、導体１と導体２は
同一導体であるから、結合係数ｋは ｋ＝Ｍ／Ｌ または Ｍ＝ｋＬ ……（２） となる。この結合係数を低周波と高周波で比較してみる
と、低周波では、Ｌ＝Ｌin＋Ｌout であるから、 ｋ＝Ｍ／〔Ｌin＋Ｌout 〕 ……（３） 高周波では、Ｌ＝Ｌout であるから、 ｋ＝Ｍ／Ｌout ……（４） となる。従って、低周波よりも高周波の方が磁気的結合
は大きく、また、外部インダクタンスＬout も相互イン
ダクタンスＭも導体を取り囲む磁束に起因するインダク
タンスであるため、両者はほぼ等しいと仮定できる。す
なわち、 Ｍ〜Ｌout またはｋ〜１ ……（５） である。以上のことから、導体１、導体２全体の抵抗Ｒ
とインダクタンスＬとは 低周波 ｆ〜０ Ｒ＝２Ｒdc Ｌ＝２（Ｌin＋Ｌout ）＋２ｋ（Ｌin＋Ｌout ） ＝２（Ｌin＋Ｌout ） 但し、ｋ〜０ 高周波 ｆ〜∞ Ｒ＝２Ｒmax Ｌ＝２Ｌout ＋２ｋＬout ＝４Ｌout 但し、ｋ〜１ となる。
合を考える。この結合度合を表すパラメータは結合係数
ｋと呼ばれ、導体１と導体２、それぞれの自己インダク
タンスをＬ1 、Ｌ2 とすれば ｋ＝Ｍ／（Ｌ1 Ｌ2 ）1/2 ……（１） で定義される。図２（ａ）の場合は、導体１と導体２は
同一導体であるから、結合係数ｋは ｋ＝Ｍ／Ｌ または Ｍ＝ｋＬ ……（２） となる。この結合係数を低周波と高周波で比較してみる
と、低周波では、Ｌ＝Ｌin＋Ｌout であるから、 ｋ＝Ｍ／〔Ｌin＋Ｌout 〕 ……（３） 高周波では、Ｌ＝Ｌout であるから、 ｋ＝Ｍ／Ｌout ……（４） となる。従って、低周波よりも高周波の方が磁気的結合
は大きく、また、外部インダクタンスＬout も相互イン
ダクタンスＭも導体を取り囲む磁束に起因するインダク
タンスであるため、両者はほぼ等しいと仮定できる。す
なわち、 Ｍ〜Ｌout またはｋ〜１ ……（５） である。以上のことから、導体１、導体２全体の抵抗Ｒ
とインダクタンスＬとは 低周波 ｆ〜０ Ｒ＝２Ｒdc Ｌ＝２（Ｌin＋Ｌout ）＋２ｋ（Ｌin＋Ｌout ） ＝２（Ｌin＋Ｌout ） 但し、ｋ〜０ 高周波 ｆ〜∞ Ｒ＝２Ｒmax Ｌ＝２Ｌout ＋２ｋＬout ＝４Ｌout 但し、ｋ〜１ となる。
【００１４】また、図２（ｂ）に示す導体は互いに平行
であるから、両者間にキャパシタンスが存在する。この
キャパシタンスの影響は、キャパシタンス間に電位差が
存在しなければ電流が流れないから、存在しない。図２
（ｂ）の２本の導体は直列接続され、導体間の電位差は
左端から右端まで同じ電位差Ｖ／２であり、電流の方向
は同じである。従って、図２（ｂ）の結線は、図３
（ａ）→図３（ｂ）→図３（ｃ）のようなプロセスで図
３（ｃ）に示すような集中定数等価回路で表され、図２
（ｂ）の結線は共振回路を形成することが分かり、イン
ダクタンスとキャパシタンスの並列共振によってフィル
タ機能を実現できることが分かる。なお、図３におい
て、Ｒ´＝Ｒ／２、Ｌ´＝（Ｌ＋Ｍ）／２である。ま
た、Ｍ〜Ｌout 、Ｌ＝Ｌout 、Ｒ＝Ｒmax とすると、図
３（ｃ）に示す等価回路は図３（ｄ）に示す等価回路で
表わされる。
であるから、両者間にキャパシタンスが存在する。この
キャパシタンスの影響は、キャパシタンス間に電位差が
存在しなければ電流が流れないから、存在しない。図２
（ｂ）の２本の導体は直列接続され、導体間の電位差は
左端から右端まで同じ電位差Ｖ／２であり、電流の方向
は同じである。従って、図２（ｂ）の結線は、図３
（ａ）→図３（ｂ）→図３（ｃ）のようなプロセスで図
３（ｃ）に示すような集中定数等価回路で表され、図２
（ｂ）の結線は共振回路を形成することが分かり、イン
ダクタンスとキャパシタンスの並列共振によってフィル
タ機能を実現できることが分かる。なお、図３におい
て、Ｒ´＝Ｒ／２、Ｌ´＝（Ｌ＋Ｍ）／２である。ま
た、Ｍ〜Ｌout 、Ｌ＝Ｌout 、Ｒ＝Ｒmax とすると、図
３（ｃ）に示す等価回路は図３（ｄ）に示す等価回路で
表わされる。
【００１５】以上を纏めれば、低周波での抵抗Ｒとイン
ダクタンスＬの両方共、内部インダクタンスＬinが外部
インダクタンスＬout より小さいとき、高周波のそれら
よりも小さく、且つ、低周波数ではキャパシタンスの影
響は少ないが、高周波数ではキャパシタンスの影響が大
きく、インダクタンスと並列共振回路を形成する。従っ
て、低周波に対するインピーダンスは低く、高周波に対
するインピーダンスは高くなり、高域周波数を遮断する
フィルタが実現できる。インダクタと見なした場合、イ
ンダクタの抵抗とインダクタンスが周波数の関数である
非線形なインダクタと見なされる。
ダクタンスＬの両方共、内部インダクタンスＬinが外部
インダクタンスＬout より小さいとき、高周波のそれら
よりも小さく、且つ、低周波数ではキャパシタンスの影
響は少ないが、高周波数ではキャパシタンスの影響が大
きく、インダクタンスと並列共振回路を形成する。従っ
て、低周波に対するインピーダンスは低く、高周波に対
するインピーダンスは高くなり、高域周波数を遮断する
フィルタが実現できる。インダクタと見なした場合、イ
ンダクタの抵抗とインダクタンスが周波数の関数である
非線形なインダクタと見なされる。
【００１６】なお、図４（ａ）に示すような２本の導体
の結線は、例えば、図４（ｂ）に示すように２本のホル
マル線を接近させてソレノイド状に巻いて同一方向に電
流を流すようにし、２本の導体を接続する線（帰りの
線）により発生する磁束は、コイル部分と干渉しないよ
うにすることにより実現できる。もちろんこのような結
線は、ソレノイド型に限らず、同軸ケーブルの内側と外
側の導体を２本の導体として利用した同軸型、２本のホ
ルマル線をツイストして作成したツイスト型、１層また
は２層以上のフィルム基盤上にそれぞれ同心円状に２本
の導体を設けたフィルム型等にしてもよい。
の結線は、例えば、図４（ｂ）に示すように２本のホル
マル線を接近させてソレノイド状に巻いて同一方向に電
流を流すようにし、２本の導体を接続する線（帰りの
線）により発生する磁束は、コイル部分と干渉しないよ
うにすることにより実現できる。もちろんこのような結
線は、ソレノイド型に限らず、同軸ケーブルの内側と外
側の導体を２本の導体として利用した同軸型、２本のホ
ルマル線をツイストして作成したツイスト型、１層また
は２層以上のフィルム基盤上にそれぞれ同心円状に２本
の導体を設けたフィルム型等にしてもよい。
【００１７】なお、図３（ｃ）で示す等価回路で共振角
周波数ωr （＝２πｆr ）と、共振時のインピーダンス
Ｚr は、 ωr ＝１／｛（Ｌ＋Ｍ）Ｃ｝1/2 ……（６） Ｚr ＝Ｒ＋｛（Ｌ＋Ｍ）／ＲＣ｝ ＝Ｒ＋｛１／Ｒωr 2 Ｃ2 ｝ ……（７） で与えられる。（６）式から共振周波数の低減はインダ
クタンスを増加するか、キャパシタンスを増加するかの
いずれかである。また、共振時のインピーダンスは、イ
ンダクタンスを増加すれば大きくなり、キャパシタンス
を増加すると小さくなる。従って、共振周波数を低く、
且つ共振時のインピーダンスを増加するにはインダクタ
ンスを増加することが最も好ましい。
周波数ωr （＝２πｆr ）と、共振時のインピーダンス
Ｚr は、 ωr ＝１／｛（Ｌ＋Ｍ）Ｃ｝1/2 ……（６） Ｚr ＝Ｒ＋｛（Ｌ＋Ｍ）／ＲＣ｝ ＝Ｒ＋｛１／Ｒωr 2 Ｃ2 ｝ ……（７） で与えられる。（６）式から共振周波数の低減はインダ
クタンスを増加するか、キャパシタンスを増加するかの
いずれかである。また、共振時のインピーダンスは、イ
ンダクタンスを増加すれば大きくなり、キャパシタンス
を増加すると小さくなる。従って、共振周波数を低く、
且つ共振時のインピーダンスを増加するにはインダクタ
ンスを増加することが最も好ましい。
【００１８】図５、図６は、単純なソレノイド型につい
ての実験結果を示している。図５（ａ）は、周波数ｆを
１００Ｈｚから４０ＭＨｚまで変化した場合のインピー
ダンスと位相角を示している。図５（ａ）において、共
振周波数は２ＭＨｚ近傍にあり、最大インピーダンスは
約６．４ｋΩである。また、位相はｆ＝１００Ｈｚから
２ＭＨｚの共振点近傍まで正の値を取るため、誘導性イ
ンピーダンスであり、ソレノイドは磁界によって支配さ
れている。共振点より高い周波数では位相の記号が負と
なるため容量性インピーダンスとなるが、より高い周波
数で再び位相は記号が正となり誘導性インピーダンスと
なっている。これは、系が分布定数系であるため複数個
の共振点をもつことを意味する。図３（ｃ）の集中定数
型等価回路は１００Ｈｚから共振点付近までの第一近似
となることが了解される。
ての実験結果を示している。図５（ａ）は、周波数ｆを
１００Ｈｚから４０ＭＨｚまで変化した場合のインピー
ダンスと位相角を示している。図５（ａ）において、共
振周波数は２ＭＨｚ近傍にあり、最大インピーダンスは
約６．４ｋΩである。また、位相はｆ＝１００Ｈｚから
２ＭＨｚの共振点近傍まで正の値を取るため、誘導性イ
ンピーダンスであり、ソレノイドは磁界によって支配さ
れている。共振点より高い周波数では位相の記号が負と
なるため容量性インピーダンスとなるが、より高い周波
数で再び位相は記号が正となり誘導性インピーダンスと
なっている。これは、系が分布定数系であるため複数個
の共振点をもつことを意味する。図３（ｃ）の集中定数
型等価回路は１００Ｈｚから共振点付近までの第一近似
となることが了解される。
【００１９】図５（ｂ）は、出力と入力インピーダンス
を５０Ωの４端子網としてフィルタの特性を調べた結果
である。横軸は周波数ｆであり、１００Ｈｚから４０Ｍ
Ｈｚで変化している。約２ＭＨｚ付近の共振点で減衰量
は最大となり、約３６ｄｂであり、１００Ｈｚから２Ｍ
Ｈｚの間でローパスフィルタとして動作することがわか
る。
を５０Ωの４端子網としてフィルタの特性を調べた結果
である。横軸は周波数ｆであり、１００Ｈｚから４０Ｍ
Ｈｚで変化している。約２ＭＨｚ付近の共振点で減衰量
は最大となり、約３６ｄｂであり、１００Ｈｚから２Ｍ
Ｈｚの間でローパスフィルタとして動作することがわか
る。
【００２０】図６（ａ）は比較のため従来のフィルタ特
性を調べたもので、ソレノイドの平行線を並列に接続
し、４端子網としてフィルタ特性を調べた結果である。
図６（ａ）の結果は２０ＭＨｚ付近で共振点を持つ単純
な空心ソレノイドの特性であり、図５（ｂ）のようなシ
ャープな減衰特性を持たないことがわかる。
性を調べたもので、ソレノイドの平行線を並列に接続
し、４端子網としてフィルタ特性を調べた結果である。
図６（ａ）の結果は２０ＭＨｚ付近で共振点を持つ単純
な空心ソレノイドの特性であり、図５（ｂ）のようなシ
ャープな減衰特性を持たないことがわかる。
【００２１】図６（ｂ）は、階段波に１００ＫＨｚの正
弦波をノイズとして重ねた周期４０ｍｓｅｃをもつ階段
波電圧Ａを、本願発明のソレノイド型フィルタと負荷
（５Ωの純抵抗）を直列に接続した場合の負荷端子電圧
Ｂを示したものである。大部分の１００ＫＨｚ成分が阻
止され、きれいな階段波が負荷に加えられていることが
わかる。
弦波をノイズとして重ねた周期４０ｍｓｅｃをもつ階段
波電圧Ａを、本願発明のソレノイド型フィルタと負荷
（５Ωの純抵抗）を直列に接続した場合の負荷端子電圧
Ｂを示したものである。大部分の１００ＫＨｚ成分が阻
止され、きれいな階段波が負荷に加えられていることが
わかる。
【００２２】なお、図７（ａ）〜図７（ｃ）は、それぞ
れツイストコイル型、フィルム型、同軸ケーブル型につ
いて図６（ｂ）に示したソレノイド型と同様の実験を行
った結果であり、上側の波形が階段波に１００ＫＨｚの
正弦波をノイズとして重ねた波形、下側の波形がフィル
タと５Ωの純抵抗を直列に接続した場合の負荷端子電圧
を示している。いずれも極めて効果的に１００ＫＨｚの
ノイズが除去されていることがわかる。
れツイストコイル型、フィルム型、同軸ケーブル型につ
いて図６（ｂ）に示したソレノイド型と同様の実験を行
った結果であり、上側の波形が階段波に１００ＫＨｚの
正弦波をノイズとして重ねた波形、下側の波形がフィル
タと５Ωの純抵抗を直列に接続した場合の負荷端子電圧
を示している。いずれも極めて効果的に１００ＫＨｚの
ノイズが除去されていることがわかる。
【００２３】なお、上記実施例ではフィルタ、インダク
タへの適用について説明したが、共振させなくても線間
のキャパシタンスを利用することができ、例えば、トラ
ンスの巻線に適用することにより、無負荷損失を減ら
し、力率を改善することも可能である。また、上記実施
例では空心コイルを用いるようにしたが、フェライトコ
ア等の磁性体を併用してもよい。すなわち、共振周波数
を低下し、共振時のインピーダンスを増加するには、イ
ンダクタンスを増加すればよいので、磁性体を併用する
ことによりこれが達成できる。また、磁性体を併用する
ことにより、電流値の小さい範囲を磁性体でカバーし、
大きい範囲を表皮効果でカバーすることが可能である。
タへの適用について説明したが、共振させなくても線間
のキャパシタンスを利用することができ、例えば、トラ
ンスの巻線に適用することにより、無負荷損失を減ら
し、力率を改善することも可能である。また、上記実施
例では空心コイルを用いるようにしたが、フェライトコ
ア等の磁性体を併用してもよい。すなわち、共振周波数
を低下し、共振時のインピーダンスを増加するには、イ
ンダクタンスを増加すればよいので、磁性体を併用する
ことによりこれが達成できる。また、磁性体を併用する
ことにより、電流値の小さい範囲を磁性体でカバーし、
大きい範囲を表皮効果でカバーすることが可能である。
【００２４】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、導体内の
表皮効果と導体間のキャパシタンスを利用したフィル
タ、インダクタが構成できる。フィルタとして用いる場
合、負荷インピーダンスに依存して回路の先鋭度Ｑが異
なる。このため、周波数に対して非線形なインダクタＬ
とみなして、抵抗と組み合わせてＲ−Ｌ型フィルタを構
成することで回路のＱを一定値に保つことも可能であ
る。単純な磁性体を使ったインダクタとの本質的な違い
は、電流値と磁束値に依存して磁気飽和やヒステリシス
等の非線形性が存在せず、周波数に対して非線形性を持
つ性質である。当然、本発明のフィルタ、インダクタに
磁性体を併用すれば電流値、磁束値さらに周波数に対し
ても非線形を有するフィルタ、インダクタが構成でき
る。この場合は、比較的電流値が小さい範囲を磁性体で
カバーし、電流値が大きい範囲を表皮効果とキャパシタ
ンスでカバーする新しい概念のフィルタ、インダクタが
生まれることになる。
表皮効果と導体間のキャパシタンスを利用したフィル
タ、インダクタが構成できる。フィルタとして用いる場
合、負荷インピーダンスに依存して回路の先鋭度Ｑが異
なる。このため、周波数に対して非線形なインダクタＬ
とみなして、抵抗と組み合わせてＲ−Ｌ型フィルタを構
成することで回路のＱを一定値に保つことも可能であ
る。単純な磁性体を使ったインダクタとの本質的な違い
は、電流値と磁束値に依存して磁気飽和やヒステリシス
等の非線形性が存在せず、周波数に対して非線形性を持
つ性質である。当然、本発明のフィルタ、インダクタに
磁性体を併用すれば電流値、磁束値さらに周波数に対し
ても非線形を有するフィルタ、インダクタが構成でき
る。この場合は、比較的電流値が小さい範囲を磁性体で
カバーし、電流値が大きい範囲を表皮効果とキャパシタ
ンスでカバーする新しい概念のフィルタ、インダクタが
生まれることになる。
【図１】 円形断面を有する導体に流れる電流を説明す
る図である。
る図である。
【図２】 ２本の丸形導体によるフィルタの説明図であ
る。
る。
【図３】 図２の結線の等価回路を示す図である。
【図４】 ソレノイド型の結線方法を説明する図であ
る。
る。
【図５】 ソレノイド型フィルタの特性を示す図であ
る。
る。
【図６】 ソレノイド型フィルタの特性を示す図であ
る。
る。
【図７】 ツイストコイル型、フィルム型、同軸ケーブ
ル型フィルタの特性を説明する図である。
ル型フィルタの特性を説明する図である。
Claims (4)
- 【請求項１】 ２本の導線を互いに接近させて並列配置
するとともに、同方向に電流が流れるように直列に接続
し、２本の導線間の接続部は、該接続部により発生する
磁界が前記２本の導線と干渉しないように配置したこと
を特徴とする表皮効果回路素子。 - 【請求項２】 請求項１記載の回路素子は、２本の導線
をソレイノイド状に巻回したソレノイド型、同軸ケーブ
ルの内側と外側の導体を２本の導線とする同軸ケーブル
型、２本の導線をツイストして作成したツイストコイル
型、フィルム基盤上に同心円状に２本の導体を設けたフ
ィルム型からなることを特徴とする表皮効果回路素子。 - 【請求項３】 回路素子がトランスの巻線を構成してい
ることを特徴とする請求項１または２記載の表皮効果回
路素子。 - 【請求項４】 請求項１または２記載の素子において、
さらに磁性体を併用するようにしたことを特徴とする表
皮効果回路素子。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4916094A JPH07263233A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | 表皮効果回路素子 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4916094A JPH07263233A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | 表皮効果回路素子 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07263233A true JPH07263233A (ja) | 1995-10-13 |
Family
ID=12823347
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4916094A Pending JPH07263233A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | 表皮効果回路素子 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07263233A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110011427A (zh) * | 2019-04-11 | 2019-07-12 | 兰州大学 | 一种复合型磁耦合谐振式无线电能传输线圈 |
| JP2021141486A (ja) * | 2020-03-06 | 2021-09-16 | 株式会社豊田中央研究所 | ノイズフィルタ |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0661072A (ja) * | 1992-03-27 | 1994-03-04 | Hitachi Ltd | 薄型トランス及びそれを用いた電源装置 |
-
1994
- 1994-03-18 JP JP4916094A patent/JPH07263233A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0661072A (ja) * | 1992-03-27 | 1994-03-04 | Hitachi Ltd | 薄型トランス及びそれを用いた電源装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110011427A (zh) * | 2019-04-11 | 2019-07-12 | 兰州大学 | 一种复合型磁耦合谐振式无线电能传输线圈 |
| JP2021141486A (ja) * | 2020-03-06 | 2021-09-16 | 株式会社豊田中央研究所 | ノイズフィルタ |
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