JPH0722849A - Linear amplifier - Google Patents
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- JPH0722849A JPH0722849A JP5189189A JP18918993A JPH0722849A JP H0722849 A JPH0722849 A JP H0722849A JP 5189189 A JP5189189 A JP 5189189A JP 18918993 A JP18918993 A JP 18918993A JP H0722849 A JPH0722849 A JP H0722849A
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Abstract
Description
【０００１】 （目次） 産業上の利用分野 従来の技術（図８、図９） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 作用 実施例（図１乃至図７） 発明の効果(Table of Contents) Industrial Application Field of the Prior Art (FIGS. 8 and 9) Problem to be Solved by the Invention Means for Solving the Problem Action Example (FIGS. 1 to 7)
【０００２】[0002]
【産業上の利用分野】本発明は、高効率を目的とした非
線形増幅器に関し、特に電力負荷効率を低下することな
く線形性の優れた増幅器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a non-linear amplifier for high efficiency, and more particularly to an amplifier excellent in linearity without lowering power load efficiency.
【０００３】[0003]
【従来の技術】一般に増幅器の出力電圧波形は、高調波
歪成分を有している。高調波歪成分のうち、２次及び３
次歪成分は、１次成分に比し、その大きさから無視でき
ない。そして一般にこれら歪成分は、入力信号の周波数
を中心周波数とするフィルターにより取り除かれる。2. Description of the Related Art Generally, an output voltage waveform of an amplifier has a harmonic distortion component. Of the harmonic distortion components, the second and third
The second-order distortion component cannot be ignored because of its magnitude compared to the first-order component. Then, generally, these distortion components are removed by a filter whose center frequency is the frequency of the input signal.
【０００４】しかし３次の歪成分、特に周波数Ｆ１とＦ
２との双方に関連する３次の相互変調歪（3rd-Order In
termoduration)は入力信号の周波数に近く、フィルター
では取り除くことができないのでその発生レベルを低く
抑える必要がある。However, third-order distortion components, especially frequencies F1 and F
3rd-order intermodulation distortion (3rd-Order In
termoduration) is close to the frequency of the input signal and cannot be removed by a filter, so its generation level must be kept low.
【０００５】この３次の相互変調歪を取り除く方法とし
て、１９８６年２月発行の IEEE「Transactions on Mi
crowave Theory and Technics Volume MTT - 34, No.2
」の頁２４５乃至２５０に、"A New Method of Third-
Order IntermodurationReduction in Nonlinear Microw
ave”と題する論文に紹介されている。As a method for removing the third-order intermodulation distortion, IEEE "Transactions on Mi" issued in February 1986 is used.
crowave Theory and Technics Volume MTT-34, No.2
Pp. 245-250, "A New Method of Third-
Order Intermoduration Reduction in Nonlinear Microw
It is introduced in a paper entitled "ave".
【０００６】即ち、この論文に記載される原理は、入力
信号がＦ１、Ｆ２の二つの周波数成分を有する時、増幅
器の出力からＦ１−Ｆ２成分を取り出し、それを入力側
にフィードバックすることにより３次相互歪を除去する
ことができるというものである。That is, according to the principle described in this paper, when the input signal has two frequency components of F1 and F2, the F1-F2 component is taken out from the output of the amplifier and is fed back to the input side. The next mutual distortion can be removed.
【０００７】図８は、かかる論文に記載された３次相互
変調歪を除去する増幅器を原理的に示す図である。更に
図９は、かかる増幅器の動作を説明する図である。図８
において、入力端ＩＮには、複数の周波数成分の信号、
例えばそれぞれ周波数成分Ｆ１、Ｆ２を有する二つの信
号が入力され、非線形増幅素子、例えばＦＥＴで構成さ
れる非線形増幅回路１によって増幅され出力端ＯＵＴに
導かれる。FIG. 8 is a diagram showing in principle the amplifier for removing the third-order intermodulation distortion described in this paper. Further, FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of such an amplifier. Figure 8
At the input terminal IN, signals of a plurality of frequency components are
For example, two signals having frequency components F1 and F2, respectively, are input, amplified by a non-linear amplification element, for example, a non-linear amplification circuit 1 composed of an FET, and guided to an output terminal OUT.
【０００８】５０は、電力分配器であって、非線形増幅
回路１からの出力の一部が分岐され、減衰器２１に導か
れる。減衰器２１は、それに入力する信号に所定の減衰
量を与え出力する。Reference numeral 50 is a power distributor, and a part of the output from the non-linear amplifier circuit 1 is branched and guided to the attenuator 21. The attenuator 21 gives a predetermined amount of attenuation to the signal input to it and outputs it.
【０００９】２２は、帯域濾波フィルタであって、減衰
器２１からの信号の内、非線形増幅回路１の出力の２次
歪み成分、即ち、周波数成分Ｆ１とＦ２の差成分（Ｆ１
−Ｆ２）を選択濾波して出力する。２３は、加算器であ
り、バイアス電源Ｖgsに帯域濾波フィルタ２２の出力を
加算し、非線形増幅回路１に供給する。Reference numeral 22 denotes a band-pass filter, which is a second-order distortion component of the output of the non-linear amplifier circuit 1 in the signal from the attenuator 21, that is, a difference component (F1) between the frequency components F1 and F2.
-F2) is selectively filtered and output. An adder 23 adds the output of the band-pass filter 22 to the bias power supply Vgs and supplies it to the nonlinear amplification circuit 1.
【００１０】即ち、加算器２３からの出力は、非線形増
幅回路１を構成する非線形増幅素子、例えばＦＥＴのゲ
ートにゲートバイアス電源として供給される。したがっ
て、加算器２３からの出力には、帯域濾波フィルタ２２
の出力である２次歪み成分が加算されているので、この
２次歪み成分が入力端ＩＮからの入力信号に注入される
ことになる。That is, the output from the adder 23 is supplied as a gate bias power source to the gate of a non-linear amplification element, eg, FET, which constitutes the non-linear amplification circuit 1. Therefore, the output from the adder 23 is the bandpass filter 22.
Since the second-order distortion component that is the output of is added, this second-order distortion component is injected into the input signal from the input terminal IN.
【００１１】次に図９に基づき、上記従来の増幅器にお
いて入力端ＩＮからの入力信号に非線形増幅回路１の出
力から抽出される２次歪成分を入力側にフィードバック
して注入することにより、３次相互変調歪み成分の補償
が行われる原理を説明する。Next, referring to FIG. 9, in the above-mentioned conventional amplifier, the second-order distortion component extracted from the output of the non-linear amplifier circuit 1 is fed back to the input side of the input signal from the input terminal IN to inject it into the input signal. The principle of compensation of the next intermodulation distortion component will be described.
【００１２】図９において、（１）は、それぞれ周波数
成分Ｆ１、Ｆ２の二つの信号のスペクトラムである。図
９（２）は、これら二つの信号の周波数成分Ｆ１、Ｆ２
の差（Ｆ１−Ｆ２）のスペクトラムであり、非線形増幅
回路１の出力から抽出され入力側にフィードバックされ
る２次歪成分である。In FIG. 9, (1) is the spectrum of two signals of frequency components F1 and F2, respectively. FIG. 9B shows frequency components F1 and F2 of these two signals.
Is the spectrum of the difference (F1-F2), which is the second-order distortion component extracted from the output of the nonlinear amplifier circuit 1 and fed back to the input side.
【００１３】二つの周波数成分Ｆ１、Ｆ２が、非線形増
幅回路１に入力され、同時に加算器２３から二つの周波
数成分Ｆ１、Ｆ２の差成分（Ｆ１−Ｆ２）が２次歪み成
分として注入される。The two frequency components F1 and F2 are input to the non-linear amplification circuit 1, and at the same time, the difference component (F1-F2) between the two frequency components F1 and F2 is injected from the adder 23 as a second-order distortion component.
【００１４】図９（３）は、二つの周波数成分Ｆ１、Ｆ
２が非線形増幅回路１により増幅出力された後のスペク
トラム成分であり、基本波成分Ｆ１、Ｆ２と３次相互変
調歪成分２Ｆ１−Ｆ２、２Ｆ２−Ｆ１を生じる。図９
（４）は、２次歪み注入により発生するスペクトラム成
分である。FIG. 9C shows two frequency components F1 and F.
2 is a spectrum component after being amplified and output by the non-linear amplifier circuit 1, and causes fundamental wave components F1 and F2 and third-order intermodulation distortion components 2F1-F2 and 2F2-F1. Figure 9
(4) is a spectrum component generated by the secondary strain injection.
【００１５】従って、非線形増幅回路１から出力される
成分は、結局３次相互変調歪成分がキャンセルされ、図
９（５）のように基本波成分Ｆ１、Ｆ２のみが出力され
る。このように図８の従来構成により、３次相互変調歪
成分を減少することが可能である。Therefore, in the component output from the non-linear amplifier circuit 3, the third-order intermodulation distortion component is eventually canceled and only the fundamental wave components F1 and F2 are output as shown in FIG. 9 (5). As described above, the conventional configuration of FIG. 8 can reduce the third-order intermodulation distortion component.
【００１６】[0016]
【発明が解決しようとする課題】図８の従来の増幅器に
おいて、３次相互変調歪成分を所定レベルに減少するよ
うに初期設計値として、減衰器２１の減衰レベルあるい
は、入力及び出力の信号位相が所定値に設定されてい
る。In the conventional amplifier of FIG. 8, the attenuation level of the attenuator 21 or the signal phase of the input and output is set as an initial design value so as to reduce the third-order intermodulation distortion component to a predetermined level. Is set to a predetermined value.
【００１７】しかしながら、経年あるいは温度変動によ
り、所定値とずれが生ずる場合は、所期の３次相互変調
歪成分の減少は、期待出来ないものとなる。したがっ
て、本発明は、かかる場合にも３次相互変調歪成分を所
定レベルに減少することが可能な増幅器の構成を提供す
ることを目的とする。However, if a deviation from a predetermined value occurs due to aging or temperature fluctuation, the expected reduction of the third-order intermodulation distortion component cannot be expected. Therefore, an object of the present invention is to provide a configuration of an amplifier capable of reducing the third-order intermodulation distortion component to a predetermined level even in such a case.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段】本発明にしたがう線形増
幅器は、複数の周波数成分を有する信号が入力される非
線形増幅素子及び、この非線形増幅素子の出力から２次
歪成分を抽出し、入力側に帰還し、前記複数の周波数成
分を有する信号に注入する帰還回路を有し、更にこの帰
還回路は、高周波阻止用コイルと、電圧制御型可変減衰
器と、低域濾波フィルタと加算器を有し、加算器は、低
域濾波フィルタの出力と入力バイアス電源（Ｖgs）を加
算し、前記非線形増幅素子の入力側に注入するように構
成された従来の線形増幅器を対象とする。A linear amplifier according to the present invention comprises a nonlinear amplification element to which a signal having a plurality of frequency components is input, and a second-order distortion component extracted from the output of the nonlinear amplification element, and input And a feedback circuit for injecting into the signal having the plurality of frequency components. The feedback circuit further includes a high frequency blocking coil, a voltage control type variable attenuator, a low pass filter and an adder. However, the adder is intended for a conventional linear amplifier configured to add the output of the low pass filter and the input bias power supply (Vgs) and inject it to the input side of the non-linear amplification element.
【００１９】かかる線形増幅器において、前記非線形増
幅素子の入力側に接続され、複数の周波数成分を有する
信号の入力レベルを検出し、検出レベルに対応する制御
信号を出力するディテクタと、このディテクタからの制
御信号に応じ、電圧制御型可変減衰器の減衰量を制御す
る制御回路を備える。In such a linear amplifier, a detector which is connected to the input side of the non-linear amplification element, detects the input level of a signal having a plurality of frequency components, and outputs a control signal corresponding to the detected level, and a detector from this detector A control circuit is provided for controlling the amount of attenuation of the voltage-controlled variable attenuator according to the control signal.
【００２０】更に前記非線形増幅素子の入力側及び出力
側に備えられる第１、第２の電力分配器と、非線形増幅
素子の入力側又は、出力側に備えられる電圧制御型可変
移相器及び前記第１、第２の電力分配器から分岐される
入力及び出力信号が入力され、これら入力及び出力信号
の位相差を検知し、位相差が所定値となるように電圧制
御型可変移相器の移相量を制御する移相制御回路を備え
る。Further, first and second power distributors provided on the input side and the output side of the non-linear amplification element, a voltage control type variable phase shifter provided on the input side or the output side of the non-linear amplification element, and The input and output signals branched from the first and second power distributors are input, the phase difference between these input and output signals is detected, and the phase difference of the voltage control type variable phase shifter is adjusted so that the phase difference becomes a predetermined value. A phase shift control circuit for controlling the amount of phase shift is provided.
【００２１】又、別の態様では、前記非線形増幅素子の
入力側及び出力側に備えられる第１、第２の電力分配器
と、前記帰還回路途中に備えられる電圧制御型可変移相
器及び第１、第２の電力分配器から分岐される入力及び
出力信号が入力され、これら入力及び出力信号の位相差
を検知し、位相差が所定値となるように電圧制御型可変
移相器の移相量を制御する移相制御回路を備える。In another aspect, the first and second power distributors provided on the input side and the output side of the non-linear amplification element, the voltage control type variable phase shifter provided on the way of the feedback circuit, and the first power divider. The input and output signals branched from the first and second power dividers are input, the phase difference between these input and output signals is detected, and the voltage-controlled variable phase shifter shifts the phase difference to a predetermined value. A phase shift control circuit for controlling the phase amount is provided.
【００２２】更に一実施態様として前記非線形増幅素子
は、ＦＥＴで構成される。又前記電圧制御型可変減衰器
は、前記ディテクタの検出する信号のレベルが大きい
時、減衰量が小さくなるように制御される。Further, as one embodiment, the non-linear amplification element is composed of a FET. The voltage control type variable attenuator is controlled so that the amount of attenuation decreases when the level of the signal detected by the detector is high.
【００２３】[0023]
【作用】本発明の増幅器は、帰還回路において２次歪み
成分の抽出が行われる。そして抽出された２次歪み成分
は、入力側に帰還され、入力信号に注入される。これに
より、従来例において説明したと同様に３次相互変調歪
みが減少される。In the amplifier of the present invention, the second-order distortion component is extracted in the feedback circuit. Then, the extracted second-order distortion component is fed back to the input side and injected into the input signal. As a result, the third-order intermodulation distortion is reduced as described in the conventional example.
【００２４】本発明の増幅器は、更に入力側にディテク
タを有し、入力信号のレベルを検知する。帰還回路には
電圧制御型可変減衰器が備えられ、ディテクタにより検
知された入力信号のレベルに対応して、その減衰量が制
御される。したがって、入力信号のレベルが変動する場
合であっても入力信号のレベルに対応する２次歪み成分
を入力信号に注入することが可能である。The amplifier of the present invention further has a detector on the input side to detect the level of the input signal. The feedback circuit is provided with a voltage controlled variable attenuator, and the amount of attenuation is controlled according to the level of the input signal detected by the detector. Therefore, even when the level of the input signal changes, it is possible to inject the second-order distortion component corresponding to the level of the input signal into the input signal.
【００２５】更に、本発明の増幅器は、入力側及び出力
側に置かれる電力分配器、この電力分配器から分岐され
る入力及び出力信号の位相差を検出する移相制御回路及
び入力側、出力側あるいは帰還回路中に備えられる電圧
制御型可変移相器を有する。Further, the amplifier of the present invention includes a power distributor placed on the input side and the output side, a phase shift control circuit for detecting the phase difference between the input and output signals branched from the power distributor, the input side, and the output. It has a voltage-controlled variable phase shifter provided in the side or feedback circuit.
【００２６】移相制御回路は、検知した入力及び出力信
号の位相差が所定値になるように電圧制御型可変移相器
の移相量を制御する。これにより、経年変化、温度変動
により入力及び出力信号の位相差が所定値からずれる場
合であっても、それを所定値に戻すように制御が可能で
ある。The phase shift control circuit controls the phase shift amount of the voltage control type variable phase shifter so that the detected phase difference between the input and output signals becomes a predetermined value. Thus, even if the phase difference between the input and output signals deviates from the predetermined value due to aging or temperature fluctuation, it is possible to control the phase difference to return to the predetermined value.
【００２７】[0027]
【実施例】以下本発明の実施例について、図面に従って
説明するが、それに先立って本発明のより正確な理解の
ために本発明の対象とする先に説明した従来の増幅器に
おける３次相互変調歪を減ずる原理を数式を用いて説明
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings, but prior to that, for a more accurate understanding of the present invention, the third-order intermodulation distortion in the above-described conventional amplifier which is the subject of the present invention. The principle of reducing is explained using mathematical expressions.
【００２８】簡単化のために、入力端子ＩＮから入力さ
れる信号が２波である場合について考える。この時の入
力信号 ei は、以下のようになる。 ei＝A Cos ( at＋θa ) ＋ B Cos ( bt ＋θb) (1)For simplification, consider a case where the signal input from the input terminal IN has two waves. The input signal ei at this time is as follows. ei ＝ A Cos (at ＋ θa) ＋ B Cos (bt ＋ θb) (1)
【００２９】一般に増幅器の出力電圧波形は、高調波成
分を含み、入力電圧波形の関数で次の式のごとくに表せ
る。 e0＝k1ei＋ k2ei2＋ k3ei3＋ k4ei4＋ ・・・ (2) これより(2) 式に(1) 式を代入する。ただし３次までを
考える。Generally, the output voltage waveform of the amplifier includes a harmonic component, which can be expressed as a function of the input voltage waveform as in the following equation. e 0 ＝ k 1 ei ＋ k 2 ei 2 ＋ k 3 ei 3 ＋ k 4 ei 4 ＋ ・ ・ ・ (2) From this, the equation (1) is substituted into the equation (2). However, consider up to the third order.
【００３０】代入した結果をまとめると以下のようにな
る。１次成分（ k1ei ) k1A Cos ( at＋θa ) ＋ k1B Cos ( bt ＋θb ) (3)The results of substitution are summarized as follows. First-order component (k 1 ei) k 1 A Cos (at + θa) + k 1 B Cos (bt + θb) (3)
【００３１】２次成分 ( k1ei2 ) k2｛ A2/2 ＋ B2/2 ｝ (4) k2AB Cos｛ ( a＋b ) t ＋ (θa ＋θb ) ｝ (5) k2AB Cos｛ ( a−b ) t ＋ (θa −θb ) ｝ (6) 1/2 k2A2Cos2( at＋θa ) ＋ 1/2 k2B2Cos( bt＋θb ) (7)The secondary component (k 1 ei 2) k 2 {A 2/2 + B 2/2} (4) k 2 AB Cos {(a + b) t + (θa + θb)} (5) k 2 AB Cos {(A−b) t + (θa −θb)} (6) 1/2 k 2 A 2 Cos2 (at + θa) + 1/2 k 2 B 2 Cos (bt + θb) (7)
【００３２】３次成分 ( k3ei3 ) 1/4 k3A3Cos (3 at ＋3 θa)＋1/4 k3B3Cos (3 bt ＋3 θb) (8) 3/4 k3[A2BCos ｛(2a ＋b)t ＋(2θa ＋θb)＋ AB2Cos ｛( 2b＋a )t ＋(2θb ＋θa)｝] (9) 3/4k3[ A2BCos ｛(2a −b )t＋(2θa −θb)｝＋AB2Cos｛( 2b−a )t ＋(2θb −θa)｝] (10) 3/4 k3 A3B Cos ( at＋θa ) ＋ B3 Cos ( bt＋θb ) ｝ (11) 3/2 k3 [ A2B Cos ( bt ＋θb ) ＋ AB2 Cos ( at ＋θa )] (12)Third-order component (k 3 ei 3 ) 1/4 k 3 A 3 Cos (3 at +3 θa) +1/4 k 3 B 3 Cos (3 bt +3 θb) (8) 3/4 k 3 [A 2 BCos {(2a + b) t + (2θa + θb) + AB 2 Cos {(2b + a) t + (2θb + θa)}] (9) 3 / 4k 3 [A 2 BCos {(2a −b) t + (2θa − θb)} + AB 2 Cos {(2b−a) t + (2θb −θa)}] (10) 3/4 k 3 A 3 B Cos (at + θa) + B 3 Cos (bt + θb)} (11) 3/2 k 3 [A 2 B Cos (bt + θb) + AB 2 Cos (at + θa)] (12)
【００３３】上記の結果より、実際に出力される波形
は、以下のようになる。 e0＝( k1A ＋ 3/4 k2A3 ＋ 3/2 k3AB2 ) Cos ( at ＋θa ) ＋ ( k1B ＋ 3/4 k3B3 ＋ 3/2 k3A2B ) Cos ( bt ＋θb ) ＋ 3/4 k3 [ A2B Cos ｛( 2a−b )t＋(2θa −θb ) ｝ ＋ AB2 Cos｛( 2b− a )t ＋(2θb −θa)｝] From the above result, the waveform actually output is as follows. e 0 = (k 1 A + 3/4 k 2 A 3 + 3/2 k 3 AB 2 ) Cos (at + θa) + (k 1 B + 3/4 k 3 B 3 + 3/2 k 3 A 2 B) Cos (bt + θb) + 3/4 k 3 [A 2 B Cos {(2a-b) t + (2θa −θb)} + AB 2 Cos {(2b− a) t + (2θb − θa)}]
【００３４】ここで、A ＝ B ＝ 1、 k1 》k3 とおく
と、上式は、次のとおりになる。 e0＝ k1 ( Cos ( at＋θa ) ＋ Cos ( bt ＋θb ) ) ＋ 3/4 k3 [ Cos ｛(2a − b )t ＋(2θa −θb ) ｝ ＋ Cos｛( 2b− a )t ＋(2θb −θa)｝]When A = B = 1, k 1 >> k 3 , the above equation is as follows. e 0 = k 1 (Cos (at + θa) + Cos (bt + θb)) + 3/4 k 3 [Cos {(2a − b) t + (2θa − θb)} + Cos {(2b − a) t + ( 2θb −θa)}]
【００３５】更に位相成分 θa 、θb を 0 とおく
と、次のとおりになる。 e0＝ k1 ( Cos at＋ Cos bt ) ＋ 3/4 k3 ｛ Cos ( 2a − b )t ＋ Cos (2b− a )t ｝ (13) (13)式はスペクトラム的には、図９（３）と同様にな
る。Further, if the phase components θa and θb are set to 0, the following is obtained. e 0 = k 1 (Cos at + Cos bt) + 3/4 k 3 {Cos (2a − b) t + Cos (2b − a) t} (13) (13) The spectrum is shown in Fig. 9 ( Same as 3).
【００３６】ここで増幅器の歪として問題となるのは、
相互変調歪成分である（2a−b ）と（2b−a ）のスペク
トラムとなる。又、ここでは３次までしか考えていない
がすべての次数について考えると、上記のスペクトラム
は、左右に広がる。この上記のスペクトラム( 2a−b 、
2b−a ) が本発明の対象とする増幅器により軽減され
る。Here, the problem of the distortion of the amplifier is that
The spectrum is (2a-b) and (2b-a), which are intermodulation distortion components. Although only the third order is considered here, the above spectrum spreads to the left and right when all orders are considered. This above spectrum (2a-b,
2b-a) is mitigated by the amplifier targeted by the present invention.
【００３７】このために増幅器の出力成分のうち上記
(6) 式の２次成分を、図８の構成において説明したよう
に増幅器の入力側に帰還して加えることにより３次相互
変調歪（ＩＭ３）成分を軽減することができる。Therefore, among the output components of the amplifier,
The third-order intermodulation distortion (IM3) component can be reduced by feeding back the second-order component of the equation (6) to the input side of the amplifier as described in the configuration of FIG.
【００３８】このことは、次のように証明される。増幅
器の入力信号を以下のようにおく。 ei ＝ Cos at ＋ Cos bt ＋ 2 Cos ( a−b )t (14) 上式を(2) 式に代入してe0を求める。This is proved as follows. The input signal of the amplifier is set as follows. ei = Cos at + Cos bt + 2 Cos (ab) t (14) Substituting the above equation into equation (2), we obtain e 0 .
【００３９】1 次成分 k1ei k1Cos at ＋ k1Cos bt ＋ k12Cos ( a − b )t k1Cos at ＋ k1Cos bt ＋ k12Cos ( b − a )t ここでは２次成分は考えないものとする。First-order component k 1 ei k 1 Cos at + k 1 Cos bt + k 1 2Cos (a −b) tk 1 Cos at + k 1 Cos bt + k 1 2Cos (b −a) t Here, second order The ingredients are not considered.
【００４０】３次成分 k3ei3ここでは３次相互変調歪
（ＩＭ３）成分のみ考える。 3/4 k3 Cos ( 2a − b )t 3/4 k3 α Cos ( a− b )t 3/4 k3 Cos ( 2b − a )t 3/4 k3 α Cos ( b− a )t 3/4 k3 α2 Cos ( a − 2b )t 3/4 k3 α2 Cos ( b − 2a )t Third- Order Component k 3 ei 3 Here, only the third-order intermodulation distortion (IM3) component is considered. 3/4 k 3 Cos (2a − b) t 3/4 k 3 α Cos (a − b) t 3/4 k 3 Cos (2b − a) t 3/4 k 3 α Cos (b − a) t 3/4 k 3 α 2 Cos (a − 2b) t 3/4 k 3 α 2 Cos (b − 2 a) t
【００４１】α＝1 とおき、これらのＩＭ３成分を加算
すると、次の内容になる。 3/4 k3 ｛ Cos ( a − b )t ＋ Cos ( b− a )｝ 上記の結果より、ＩＭ３成分はなくなり出力は以下の基
本成分のみとなる。 e0 ＝ k1 Cos at ＋ k1 Cos btWhen α = 1 is set and these IM3 components are added, the following contents are obtained. 3/4 k 3 {Cos (a − b) t + Cos (b − a)} From the above results, the IM3 component disappears and only the following basic components are output. e 0 = k 1 Cos at + k 1 Cos bt
【００４２】即ち、周波数ａ、ｂの二入力信号に対し、
周波数（ａ−ｂ）成分を持つ２次歪み成分を加えること
により、３次相互変調歪（ＩＭ３）を除去することが可
能である。That is, for two input signals of frequencies a and b,
It is possible to remove third-order intermodulation distortion (IM3) by adding a second-order distortion component having a frequency (ab) component.
【００４３】図１は、本発明の第１の実施例を示すブロ
ック図である。尚、以下本発明の実施例の説明におい
て、同一又は類似のものには同一の数字及び記号を付し
ている。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. In the following description of the embodiments of the present invention, the same or similar parts are designated by the same numerals and symbols.
【００４４】図において、１は非線形増幅素子としてＦ
ＥＴが用いられている。Ｖdsは、バイアス電源であり、
１０、１１は、直流阻止用のコンデンサである。２０、
２１、２２及び２３は、帰還回路中に備えられ、それぞ
れコイル、電圧制御型可変減衰器、直流成分阻止機能を
含む帶域濾波フィルタ及び加算器である。In the figure, 1 is F as a non-linear amplification element.
ET is used. Vds is a bias power supply,
Reference numerals 10 and 11 are DC blocking capacitors. 20,
Reference numerals 21, 22 and 23 denote a coil, a voltage-controlled variable attenuator, a bandpass filter including a DC component blocking function, and an adder provided in the feedback circuit, respectively.
【００４５】複数の周波数成分を有する入力信号は、直
流阻止用コンデンサ１０を通り、効率のよいＢ級あるい
はＣ級の非線形増幅回路として動作するＦＥＴ１に入力
される。その出力は、直流阻止用コンデンサ１１を通し
て出力端子ＯＵＴに出力される。An input signal having a plurality of frequency components passes through the DC blocking capacitor 10 and is input to the FET 1 which operates as a highly efficient class B or C non-linear amplifier circuit. The output is output to the output terminal OUT through the DC blocking capacitor 11.
【００４６】直流阻止用コンデンサ１１の手前にはコイ
ル２０を接続し、これにより２次歪成分が取り出され
る。取り出された２次歪成分は、更に適切なレベル調整
のため、電圧制御型可変減衰器２１を通り、直流阻止機
能も有する帯域濾波フィルタ２２を通り、オペアアンプ
等で構成された加算器２３に導かれる。A coil 20 is connected in front of the DC blocking capacitor 11 so that a secondary distortion component is extracted. The extracted second-order distortion component passes through a voltage-controlled variable attenuator 21 and a band-pass filter 22 also having a DC blocking function, and is guided to an adder 23 composed of an op-amp or the like for more appropriate level adjustment. Get burned.
【００４７】加算器２３において、帯域濾波フィルタ２
２の出力は、バイアス電圧であるＶgsと合成され、ＦＥ
Ｔ１のゲートに加えられ、入力信号に注入される。これ
により、先に説明した原理に基づき３次相互変調歪成分
であるＩＭ３特性が改善される。In the adder 23, the band pass filter 2
The output of 2 is combined with Vgs which is the bias voltage, and FE
It is added to the gate of T1 and injected into the input signal. As a result, the IM3 characteristic which is the third-order intermodulation distortion component is improved based on the principle described above.
【００４８】一方、入力側に接続されているディテクタ
３０は、入力端ＩＮから入力される入力信号のレベルを
検出し、検出レベルに応じた信号を出力する。この信号
は、制御回路３１に入力される。制御回路３１は、入力
されるディテクタ３０からの検出信号に基づき電圧制御
型可変減衰器２１を制御してその減衰量が入力信号のレ
ベルに対して適性な値となるようにする。On the other hand, the detector 30 connected to the input side detects the level of the input signal input from the input terminal IN and outputs a signal corresponding to the detected level. This signal is input to the control circuit 31. The control circuit 31 controls the voltage-controlled variable attenuator 21 based on the input detection signal from the detector 30 so that the attenuation amount becomes a proper value with respect to the level of the input signal.
【００４９】これにより入力信号のレベルが大きくなる
場合には、電圧制御型可変減衰器２１の減衰量は小さく
し、反対に入力信号のレベルが小さくなる場合には、減
衰量は大きくなるように制御される。As a result, when the level of the input signal increases, the amount of attenuation of the voltage-controlled variable attenuator 21 decreases, and when the level of the input signal decreases, the amount of attenuation increases. Controlled.
【００５０】したがって、入力信号レベルの変動に対応
して適切なレベルの２次歪成分を入力信号に注入するこ
とが可能であり、３次相互変調歪成分であるＩＭ３特性
が精確に改善される。Therefore, it is possible to inject a second-order distortion component of an appropriate level into the input signal in response to fluctuations in the input signal level, and the IM3 characteristic, which is the third-order intermodulation distortion component, is accurately improved. .
【００５１】図２は、本発明の第２の実施例を示すブロ
ック図であって、非線形増幅素子１の出力側に電圧制御
型可変移相器１４を設け、入力及び出力信号の位相差に
対応して、非線形増幅素子１の出力信号の移相量を制御
するようにしたものである。これにより、常に入力及び
出力信号の位相差を所定値にして３次相互変調歪みを正
確に減少させるようにしたものである。FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention, in which a voltage control type variable phase shifter 14 is provided on the output side of the non-linear amplification element 1 to detect the phase difference between the input and output signals. Correspondingly, the amount of phase shift of the output signal of the non-linear amplification element 1 is controlled. As a result, the phase difference between the input and output signals is always set to a predetermined value to accurately reduce the third-order intermodulation distortion.
【００５２】このために具体的構成として、入力側及び
出力側に電力分配器１２、１３を設け、更に移相制御回
路４０を設けている。電力分配器１２、１３のそれぞれ
から入力及び出力信号を分岐し、移相制御回路４０で位
相差を検出する。For this purpose, as a specific configuration, power distributors 12 and 13 are provided on the input side and the output side, and a phase shift control circuit 40 is further provided. The input and output signals are branched from each of the power distributors 12 and 13, and the phase shift control circuit 40 detects the phase difference.
【００５３】ここで移相制御回路４０は、例えば図示し
ないミキサー、低域濾波フィルタ、ループゲインアンプ
で構成される。移相制御回路４０は、電圧制御型可変移
相器１４に検出した位相差に対応する制御信号を送り、
電圧制御型可変移相器１４は、入力及び出力信号の位相
差が所定値となるように非線形増幅素子１の出力位相を
移相する。Here, the phase shift control circuit 40 is composed of, for example, a mixer, a low pass filter, and a loop gain amplifier, which are not shown. The phase shift control circuit 40 sends a control signal corresponding to the detected phase difference to the voltage controlled variable phase shifter 14,
The voltage-controlled variable phase shifter 14 shifts the output phase of the non-linear amplification element 1 so that the phase difference between the input and output signals becomes a predetermined value.
【００５４】図３は、本発明にしたがう第３の実施例を
示すブロック図である。この第３の実施例は、第２の実
施例に対し、移相器１４を入力側に設け、入力信号の位
相を移相するように構成したものである。したがって、
第２の実施例とは、その動作及び構成において、図２に
基づき説明したものと実質的に同様である。FIG. 3 is a block diagram showing a third embodiment according to the present invention. The third embodiment is different from the second embodiment in that the phase shifter 14 is provided on the input side to shift the phase of the input signal. Therefore,
The operation and configuration of the second embodiment are substantially the same as those described with reference to FIG.
【００５５】図４は、本発明の第４の実施例を示すブロ
ック図である。本実施例の特徴は、第２、第３の実施例
との比較において、図８の従来の増幅器の帰還回路途中
に移相器２４が備えられている点にある。FIG. 4 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention. The feature of this embodiment is that a phase shifter 24 is provided in the feedback circuit of the conventional amplifier shown in FIG. 8 in comparison with the second and third embodiments.
【００５６】即ち、入力及び出力側に備えられる電力分
配器１２、１３から分岐される入力及び出力信号にもと
づきた移相制御回路４０により、移相器２４の移相量を
制御する制御信号が生成される。That is, the phase shift control circuit 40 based on the input and output signals branched from the power distributors 12 and 13 provided on the input and output sides outputs a control signal for controlling the phase shift amount of the phase shifter 24. Is generated.
【００５７】かかる移相制御回路４０により生成される
制御信号の意味は、先に説明した第２、第３の実施例の
場合と同様である。但し、移相器２４は、帯域濾波フィ
ルタ２２の出力である２次歪み成分の位相を移相制御回
路４０からの制御信号に基づき適切に移相する。The meaning of the control signal generated by the phase shift control circuit 40 is the same as in the second and third embodiments described above. However, the phase shifter 24 appropriately shifts the phase of the second-order distortion component that is the output of the bandpass filter 22 based on the control signal from the phase shift control circuit 40.
【００５８】図５は、本発明の第５の実施例を示すブロ
ック図である。本実施例は、図１に示す第１の実施例
と、図２に示す第２の実施例とを結合した構成である。
この実施例により、入力及び出力信号のレベル及び位相
が変動する場合であってもそれらが所定値になるように
制御することが可能である。FIG. 5 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention. This embodiment has a configuration in which the first embodiment shown in FIG. 1 and the second embodiment shown in FIG. 2 are combined.
According to this embodiment, even if the levels and phases of the input and output signals change, it is possible to control them so that they have predetermined values.
【００５９】図６は、本発明の第６の実施例を示すブロ
ック図である。本実施例は、図１に示す第１の実施例
と、図３に示す第３の実施例とを結合した構成である。
この実施例においても第５の実施例と同様に入力及び出
力信号のレベル及び位相が変動する場合であってもそれ
らが所定値になるように制御することが可能である。FIG. 6 is a block diagram showing a sixth embodiment of the present invention. This embodiment has a configuration in which the first embodiment shown in FIG. 1 and the third embodiment shown in FIG. 3 are combined.
Also in this embodiment, as in the case of the fifth embodiment, even if the levels and phases of the input and output signals change, it is possible to control them so that they have predetermined values.
【００６０】図７は、本発明の第７の実施例を示すブロ
ック図である。本実施例は、図１に示す第１の実施例
と、図４に示す第４の実施例とを結合した構成である。
この実施例においても、入力及び出力信号のレベル及び
位相が変動する場合であってもそれらが所定値になるよ
うに制御することが可能である。FIG. 7 is a block diagram showing a seventh embodiment of the present invention. This embodiment has a configuration in which the first embodiment shown in FIG. 1 and the fourth embodiment shown in FIG. 4 are combined.
In this embodiment as well, even if the levels and phases of the input and output signals fluctuate, it is possible to control them so that they have predetermined values.
【００６１】尚、以上の実施例説明において、非線形増
幅素子１としてＦＥＴを用いていたが、本発明は非線形
増幅素子１としてＦＥＴに限定されるものではなく、他
の素子を用いても同様の効果を得ることができる。Although the FET is used as the non-linear amplification element 1 in the above description of the embodiment, the present invention is not limited to the FET as the non-linear amplification element 1, and other elements may be used. The effect can be obtained.
【００６２】[0062]
【発明の効果】以上本発明を実施例にしたがい説明した
ように、本発明により、従来の非線形増幅器における３
次相互変調歪みの低減をより効果的に精確に行うことが
可能である。これにより、電力負荷効率を低下すること
なく線形性に優れた増幅器の提供が可能となる。As described above according to the embodiments of the present invention, according to the present invention, the conventional non-linear amplifier has three types.
It is possible to more effectively and accurately reduce the secondary intermodulation distortion. This makes it possible to provide an amplifier having excellent linearity without lowering the power load efficiency.
【図１】本発明の第１の実施例ブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第２の実施例ブロック図である。FIG. 2 is a block diagram of a second embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第３の実施例ブロック図である。FIG. 3 is a block diagram of a third embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第４の実施例ブロック図である。FIG. 4 is a block diagram of a fourth embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第５の実施例ブロック図である。FIG. 5 is a block diagram of a fifth embodiment of the present invention.
【図６】本発明の第６の実施例ブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of a sixth embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第７の実施例ブロック図である。FIG. 7 is a block diagram of a seventh embodiment of the present invention.
【図８】従来の３次相互変調歪みを減少する線形増幅器
の一例である。FIG. 8 is an example of a conventional linear amplifier that reduces third-order intermodulation distortion.
【図９】２次歪注入による歪補償の説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram of distortion compensation by second-order distortion injection.
１ 非線形増幅回路 １０、１１ 直流阻止用コンデンサ ２０ ２次歪み抽出用コイル ２１ 固定減衰器及び電圧制御型可変減衰器 ２２ 帯域フィルタ ２３ 加算器 ３０ ディテクタ ３１ 制御回路 １２、１３ 電力分配器 １４、２４ 移相器 ４０ 移相制御回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Non-linear amplification circuit 10, 11 DC blocking capacitor 20 Secondary distortion extraction coil 21 Fixed attenuator and voltage control type variable attenuator 22 Band filter 23 Adder 30 Detector 31 Control circuit 12, 13 Power distributor 14, 24 Transfer Phaser 40 Phase shift control circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 馬庭 透 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Toru Maniwa 1015 Kamiodanaka, Nakahara-ku, Kawasaki-shi, Kanagawa Fujitsu Limited
Claims (7)
る非線形増幅素子（１）及び、該非線形増幅素子（１）
の出力から２次歪成分を抽出し、該非線形増幅素子
（１）の入力側に帰還し、該複数の周波数成分を有する
信号に注入する帰還回路を有し、該帰還回路は、高周波
阻止用コイル（２０）と、電圧制御型可変減衰器（２
１）と、低域濾波フィルタ（２２）と加算器（２３）を
有し、該加算器（２３）は、該低域濾波フィルタ（２
２）の出力と入力バイアス電源（Ｖgs）を加算し、該非
線形増幅素子（１）の入力側に注入するように構成され
た線形増幅器において、 更に、該非線形増幅素子（１）の入力側に接続され、該
複数の周波数成分を有する信号の入力レベルを検出し、
検出レベルに対応する制御信号を出力するディテクタ
（３０）と、 該ディテクタ（３０）からの制御信号に応じ、該電圧制
御型可変減衰器（２１）の減衰量を制御する制御回路
（３１）を備えたことを特徴とする線形増幅器。1. A non-linear amplification element (1) to which a signal having a plurality of frequency components is input, and the non-linear amplification element (1).
Has a feedback circuit for extracting a second-order distortion component from the output, feeding back to the input side of the non-linear amplification element (1), and injecting into the signal having the plurality of frequency components. The coil (20) and the voltage-controlled variable attenuator (2
1), a low-pass filter (22) and an adder (23), the adder (23) including the low-pass filter (2).
In a linear amplifier configured to add the output of 2) and an input bias power supply (Vgs) and inject it to the input side of the non-linear amplification element (1), further to the input side of the non-linear amplification element (1). Connected to detect an input level of the signal having the plurality of frequency components,
A detector (30) that outputs a control signal corresponding to the detection level, and a control circuit (31) that controls the amount of attenuation of the voltage-controlled variable attenuator (21) according to the control signal from the detector (30). A linear amplifier characterized by being provided.
る非線形増幅素子（１）及び、該非線形増幅素子（１）
の出力から２次歪成分を抽出し、該非線形増幅素子
（１）の入力側に帰還し、該複数の周波数成分を有する
信号に注入する帰還回路を有し、該帰還回路は、高周波
阻止用コイル（２０）と、電圧制御型可変減衰器（２
１）と、低域濾波フィルタ（２２）と加算器（２３）を
有し、該加算器（２３）は、該低域濾波フィルタ（２
２）の出力と入力バイアス電源（Ｖgs）を加算し、該非
線形増幅素子（１）の入力側に注入するように構成され
た線形増幅器において、 更に、該非線形増幅素子（１）の入力側及び出力側に備
えられる第１、第２の電力分配器（１２、１３）と、 該非線形増幅素子（１）の入力側又は、出力側に備えら
れる電圧制御型可変移相器（１４）及び該第１、第２の
電力分配器（１２、１３）から分岐される入力及び出力
信号が入力され、該入力及び出力信号の位相差を検知
し、該位相差が所定値となるように該電圧制御型可変移
相器（１４）の移相量を制御する移相制御回路（４０）
を備えたことを特徴とする線形増幅器。2. A non-linear amplification element (1) to which a signal having a plurality of frequency components is input, and the non-linear amplification element (1).
Has a feedback circuit for extracting a second-order distortion component from the output, feeding back to the input side of the non-linear amplification element (1), and injecting into the signal having the plurality of frequency components. The coil (20) and the voltage-controlled variable attenuator (2
1), a low-pass filter (22) and an adder (23), the adder (23) including the low-pass filter (2).
In the linear amplifier configured to add the output of 2) and the input bias power supply (Vgs) and inject it into the input side of the nonlinear amplification element (1), further, the input side of the nonlinear amplification element (1) and First and second power dividers (12, 13) provided on the output side, a voltage controlled variable phase shifter (14) provided on the input side or the output side of the nonlinear amplification element (1), and The input and output signals branched from the first and second power distributors (12, 13) are input, the phase difference between the input and output signals is detected, and the voltage is adjusted so that the phase difference becomes a predetermined value. Phase shift control circuit (40) for controlling the amount of phase shift of the control type variable phase shifter (14)
A linear amplifier characterized by comprising.
る非線形増幅素子（１）及び、該非線形増幅素子（１）
の出力から２次歪成分を抽出し、該非線形増幅素子
（１）の入力側に帰還し、該複数の周波数成分を有する
信号に注入する帰還回路を有し、該帰還回路は、高周波
阻止用コイル（２０）と、電圧制御型可変減衰器（２
１）と、低域濾波フィルタ（２２）と加算器（２３）を
有し、該加算器（２３）は、該低域濾波フィルタ（２
２）の出力と入力バイアス電源（Ｖgs）を加算し、該非
線形増幅素子（１）の入力側に注入するように構成され
た線形増幅器において、 更に、該非線形増幅素子（１）の入力側及び出力側に備
えられる第１、第２の電力分配器（１２、１３）と、 該帰還回路途中に備えられる電圧制御型可変移相器（２
４）及び該第１、第２の電力分配器（１２、１３）から
分岐される入力及び出力信号が入力され、該入力及び出
力信号の位相差を検知し、該位相差が所定値となるよう
に該電圧制御型可変移相器（２４）の移相量を制御する
移相制御回路（４０）を備えたことを特徴とする線形増
幅器。3. A non-linear amplification element (1) to which a signal having a plurality of frequency components is input, and the non-linear amplification element (1).
Has a feedback circuit for extracting a second-order distortion component from the output, feeding back to the input side of the non-linear amplification element (1), and injecting into the signal having the plurality of frequency components. The coil (20) and the voltage-controlled variable attenuator (2
1), a low-pass filter (22) and an adder (23), the adder (23) including the low-pass filter (2).
In the linear amplifier configured to add the output of 2) and the input bias power supply (Vgs) and inject it into the input side of the nonlinear amplification element (1), further, the input side of the nonlinear amplification element (1) and First and second power dividers (12, 13) provided on the output side, and a voltage control type variable phase shifter (2 provided on the way of the feedback circuit.
4) and the input and output signals branched from the first and second power distributors (12, 13) are input, the phase difference between the input and output signals is detected, and the phase difference becomes a predetermined value. A linear amplifier comprising the phase shift control circuit (40) for controlling the phase shift amount of the voltage controlled variable phase shifter (24).
えられる第１、第２の電力分配器（１２、１３）と、 該非線形増幅素子（１）の入力側又は、出力側に備えら
れる電圧制御型可変移相器（１４）及び該第１、第２の
電力分配器（１２、１３）から分岐される入力及び出力
信号が入力され、該入力及び出力信号の位相差を検知
し、該位相差が所定値となるように該電圧制御型可変移
相器（１４）の移相量を制御する移相制御回路（４０）
を備えたことを特徴とする線形増幅器。4. The non-linear amplification element (1) according to claim 1, further comprising first and second power distributors (12, 13) provided on an input side and an output side of the non-linear amplification element (1). ), The input and output signals branched from the voltage controlled variable phase shifter (14) and the first and second power dividers (12, 13) provided on the input side or the output side of the A phase shift control circuit (40) that detects the phase difference between the input and output signals and controls the amount of phase shift of the voltage controlled variable phase shifter (14) so that the phase difference becomes a predetermined value.
A linear amplifier characterized by comprising.
えられる第１、第２の電力分配器（１２、１３）と、 該帰還回路途中に備えられる電圧制御型可変移相器（２
４）及び該第１、第２の電力分配器（１２、１３）から
分岐される入力及び出力信号が入力され、該入力及び出
力信号の位相差を検知し、該位相差が所定値となるよう
に該電圧制御型可変移相器（２４）の移相量を制御する
移相制御回路（４０）を備えたことを特徴とする線形増
幅器。5. The first and second power distributors (12, 13) provided on the input side and the output side of the nonlinear amplification element (1) according to claim 1, and in the middle of the feedback circuit. Voltage controlled variable phase shifter (2
4) and the input and output signals branched from the first and second power distributors (12, 13) are input, the phase difference between the input and output signals is detected, and the phase difference becomes a predetermined value. A linear amplifier comprising the phase shift control circuit (40) for controlling the phase shift amount of the voltage controlled variable phase shifter (24).
を特徴とする線形増幅器。6. The linear amplifier according to claim 1, wherein the non-linear amplification element (1) is composed of a FET.
（３０）の検出する信号のレベルが大きい時、減衰量が
小さくなるように制御されることを特徴とする線形増幅
器。7. The voltage-controlled variable attenuator (21) according to any one of claims 1 to 5, wherein when the level of the signal detected by the detector (30) is high, the amount of attenuation is controlled to be small. A linear amplifier characterized by.
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