JP3698647B2 - Predistortion compensation circuit and power amplification device - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
増幅器では、入出力間の振幅・位相歪に起因する相互変調歪の発生が問題となる。本発明は、そのような相互変調歪の発生を抑圧するための歪補償回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
増幅器の入出力間の振幅・位相歪を補償することによって相互変調歪の発生を抑圧する歪補償法として、前置歪補償方式がある。図５は、前置歪補償方式の構成と原理を示す図である。まず、図５（ａ）の前置歪補償方式の構成について概説する。入力信号は２つの異なる周波数成分を持つ信号で構成されているとする。
【０００３】
信号は入力端子５０１より入力され、ダイオード、トランジスタ等を用いた歪発生回路（歪補償回路）５０２に入力される。信号は歪発生回路５０２を経由することによって、後置の増幅器５０３で発生する相互変調歪成分を相殺するような振幅・位相関係にある相互変調歪が発生した状態で出力され、増幅器５０３に入力される。
【０００４】
入力信号と、歪発生回路５０２の相互変調歪成分および増幅器５０３の相互変調歪成分のスペクトラムの関係をそれぞれ図５（ｂ）、（ｃ）に示す。入力信号スペクトラムは歪発生回路５０２の入力信号スペクトラムであり、図５（ｂ）に示す２つの基本信号周波数ｆ１、ｆ２からなる。なお、図５（ｃ）の周波数ｆ１、ｆ２における振幅の大きさは、図５（ｂ）の対応する周波数における振幅の大きさと同じものとして記述されているが、説明の便宜上振幅の大きさを同じとしたのであって、実際には増幅されている。
【０００５】
出力端子５０４に出力される増幅器５０３の出力信号スペクトラムでは、図５（ｃ）に示すように、基本信号周波数ｆ１、ｆ２以外に、増幅器５０３で発生する、周波数が２ｆ１−ｆ２、２ｆ２−ｆ１の３次相互変調歪成分と、歪発生回路５０２で発生する、周波数が２ｆ１−ｆ２、２ｆ２−ｆ１の３次相互変調歪成分、及び増幅器５０３で発生する、周波数が３ｆ１−２ｆ２、３ｆ２−２ｆ１の５次相互変調歪成分と、歪発生回路５０２で発生する、周波数が３ｆ１−２ｆ２、３ｆ２−２ｆ１の５次相互変調歪成分が存在している。
【０００６】
図５（ｃ）に示すように、歪発生回路５０２にて予め増幅器５０３で発生する相互変調歪成分を相殺するような相互変調歪成分を発生させておけば、出力端子５０４では歪の無い出力信号が得られる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば、従来の歪発生回路５０２が図９に示す前置歪補償回路であったので、歪発生回路５０２では、図１０に示すように、入力信号の差の周波数（ｆ２−ｆ１）やその高調波の２（ｆ２−ｆ１）や、入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の信号成分２ｆ１、２ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）等が発生する。
【０００８】
それら（ｆ２−ｆ１）、２（ｆ２−ｆ１）、２ｆ１、２ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）の信号成分と、基本信号周波数ｆ１、ｆ２とは互いに影響し合うので、入力信号の振幅や回路に印加する電圧の大きさを変化させても、２ｆ１−ｆ２、２ｆ２−ｆ１、３ｆ１−２ｆ２、３ｆ２−２ｆ１それぞれの周波数について、歪発生回路５０２で発生する信号成分の振幅と、増幅器５０３で発生する信号成分の振幅とを実質上一致させることができなかった。なお、図１０は、（ｆ２−ｆ１）、２（ｆ２−ｆ１）、２ｆ１、２ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）の信号成分と、基本信号周波数ｆ１、ｆ２とが互いに影響し合った後の、歪発生回路５０２から出力される信号成分を示している。
【０００９】
ここで、図６（ａ）に、増幅器５０３から出力される信号のうち、基本信号周波数ｆ１、ｆ２と、周波数２ｆ１−ｆ２、２ｆ２−ｆ１の３次相互変調歪成分と、周波数３ｆ１−２ｆ２、３ｆ２−２ｆ１の５次相互変調歪成分との一例を示す。
【００１０】
図６（ａ）に示すように、周波数２ｆ１−ｆ２、２ｆ２−ｆ１の３次相互変調歪成分における、歪発生回路５０２で発生した信号成分の振幅の大きさと、増幅器５０３で発生した信号成分の振幅の大きさとが異なり、同様に、周波数３ｆ１−２ｆ２、３ｆ２−２ｆ１の５次相互変調歪成分における、歪発生回路５０２で発生した信号成分の振幅の大きさと、増幅器５０３で発生した信号成分の振幅の大きさとが異なるため、図６（ｂ）に示すように増幅器５０３から実際に出力される信号には、周波数２ｆ１−ｆ２と２ｆ２−ｆ１の３次相互変調歪成分が残り、同様に、周波数３ｆ１−２ｆ２と３ｆ２−２ｆ１の５次相互変調歪成分が残り、歪抑圧が十分に行われないという欠点があった。
【００１１】
なお、図６（ｂ）の周波数ｆ１、ｆ２における振幅の大きさは、図６（ａ）の対応する周波数における振幅の大きさと同じものとして記述されているが、説明の便宜上振幅の大きさを同じとしたのであって、実際には増幅されている。
【００１２】
本発明は、このような問題を解決するためになされたもので、増幅器において発生する相互変調歪成分を実質上打ち消すことができる相互変調歪成分を発生させる前置歪補償回路を提供することを目的とするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、第１の本発明（請求項１に対応）は、所定の信号を入力する入力端子と、
信号を出力する出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に接続された非線形素子と、
前記非線形素子に電圧を印加するためのバイアス供給回路と、
前記非線形素子の片側または両側に他の素子を介さずに接続点で直接接続される少なくとも一つの特定周波数抑圧手段とを備え、
直流に相当する周波数から、前記入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部または一部の周波数において、前記接続点から前記特定周波数抑圧手段をみたインピーダンスが、前記接続点から前記非線形素子をみたインピーダンスよりも低いインピーダンス値に設定され、
直流に相当する周波数から、前記入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部または一部の周波数に発生する歪を抑圧した信号が、前記出力端子から出力される前置歪補償回路である。
【００１４】
第２の本発明（請求項２に対応）は、所定の信号を入力する入力端子と、
信号を出力する出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に接続された非線形素子と、
前記非線形素子に電圧を印加するためのバイアス供給回路と、
前記非線形素子の片側または両側に他の素子を介さずに接続点で直接接続される少なくとも一つの特定周波数抑圧手段とを備え、
前記入力信号の搬送波のｎ倍の周波数（ｎは２以上の整数）において、前記接続点から前記特定周波数抑圧手段をみたインピーダンスが、前記接続点から前記非線形素子をみたインピーダンスよりも低いインピーダンス値に設定され、
前記入力信号の搬送波のｎ倍の周波数に発生する歪を抑圧した信号が、前記出力端子から出力される前置歪補償回路である。
【００１５】
第３の本発明（請求項３に対応）は、前記非線形素子が、前記入力端子と前記出力端子との接続点と、アースとの間に設けられている第１または第２の本発明に記載の前置歪補償回路である。
【００１６】
第４の本発明（請求項４に対応）は、前記非線形素子が、前記入力端子と前記出力端子との間に接続されている第１または第２の本発明に記載の前置歪補償回路である。
【００１７】
第５の本発明（請求項５に対応）は、前記非線形素子がトランジスタであり、前記入力端子が前記トランジスタのドレインおよびソースの一方に接続され、前記出力端子が前記トランジスタのドレインおよびソースの他方に接続され、前記バイアス供給回路が前記トランジスタのゲートに接続されている第１または第２の本発明に記載の前置歪補償回路である。
【００１８】
第６の本発明（請求項６に対応）は、前記特定周波数抑圧手段が、抵抗、コイル、コンデンサ、および伝送線路の全部または一部で構成されている第１から第５のいずれかの本発明に記載の前置歪補償回路である。
【００１９】
第７の本発明（請求項７に対応）は、前記非線形素子が、ダイオードで構成されている第１から第４のいずれかの本発明に記載の前置歪補償回路である。
【００２０】
第８の本発明（請求項８に対応）は、前記非線形素子が、トランジスタで構成されている第１から第４のいずれかの本発明に記載の前置歪補償回路である。
【００２１】
以上示したように、本発明の前置歪補償回路は、直流に相当する周波数から、
入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしく
は一部の周波数、および／または入力信号の搬送波のｎ倍高調波周波数を抑圧する特定周波数抑圧手段を非線形素子の入力と出力のうち少なくとも一方に接続することによって、直流に相当する周波数から上記の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および／または入力信号の搬送波のｎ倍の周波数等に発生する歪に起因する不要な歪成分を取り除くことができる。
【００２２】
このようにすれば、周波数が２ｆ１−ｆ２と２ｆ２−ｆ１に発生する３次相互変調歪成分の振幅の大きさが異なり、また周波数が３ｆ１−２ｆ２と３ｆ２−２ｆ１に発生する５次相互変調歪成分の振幅の大きさが異なるという現象が緩和され、十分な歪抑圧量を得ることが可能となる。
【００２３】
第９の本発明（請求項９に対応）は、第１から第８のいずれかの本発明に記載の前置歪補償回路と、その前置歪補償回路からの信号を増幅する増幅器とを備えた電力増幅装置である。
【００２４】
第１０の本発明（請求項１０に対応）は、前記増幅器は、前記前置歪補償回路からの出力信号を入力する入力端子と、
その入力端子と接続している第１の整合回路と、
その第１の整合回路とゲートが接続しているトランジスタと、
そのトランジスタのドレインと接続している第２の整合回路と、
その第２の整合回路と接続しており、信号を出力する出力端子と、
前記第１の整合回路と前記トランジスタとの間に接続された第１のバイアス回路と、
前記第２の整合回路と前記トランジスタとの間に接続された第２のバイアス回路と、
前記トランジスタの片側または両側に他の素子を介さず直接接続され、直流に相当する周波数から、前記入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数に発生する歪、および／または前記入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の周波数に発生する歪を抑圧する特定周波数抑圧手段とで構成されている第９の本発明に記載の電力増幅装置である。
【００２５】
第１１の本発明（請求項１１に対応）は、前記増幅器は、前記前置歪補償回路からの出力信号を入力する入力端子と、
その入力端子と接続している第１の整合回路と、
その第１の整合回路とベースが接続しているトランジスタと、
そのトランジスタのコレクタと接続している第２の整合回路と、
その第２の整合回路と接続しており、信号を出力する出力端子と、
前記第１の整合回路と前記トランジスタとの間に接続された第１のバイアス回路と、
前記第２の整合回路と前記トランジスタとの間に接続された第２のバイアス回路と、
前記トランジスタの片側または両側に他の素子を介さず直接接続され、直流に相当する周波数から、前記入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数に発生する歪、および／または前記入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の周波数に発生する歪を抑圧する特定周波数抑圧手段とで構成されている第９の本発明に記載の電力増幅装置である。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態について説明する。
【００２７】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１の前置歪補償回路について、図１を用いて説明する。図１（ａ）は本発明の実施の形態１の前置歪補償回路の構成図である。図１（ａ）に示すように、ダイオード１０６と出力端子１０２の間の接続点１１０に、直流に相当する周波数から、入力端子１０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数において、ダイオード１０６の入力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段１０９を付加し、ダイオード１０６と抵抗１０７の間の接続点１１１に、上記の直流に相当する周波数から占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数において、ダイオード１０６の出力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段１０８を付加する。
【００２８】
または、ダイオード１０６と出力端子１０２の間の接続点１１０に、入力信号の搬送波の２倍の周波数において、ダイオード１０６の入力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段１０９を付加し、ダイオード１０６と抵抗１０７の間の接続点１１１に入力信号の搬送波の２倍の周波数において、ダイオード１０６の出力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段１０８を付加してもよい。
【００２９】
または、ダイオード１０６と出力端子１０２の間の接続点１１０に、直流に相当する周波数から、入力端子１０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および搬送波の２倍の周波数において、ダイオード１０６の入力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段１０９を付加し、ダイオード１０６と抵抗１０７の間の接続点１１１に入力信号の上記の直流に相当する周波数から占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および搬送波の２倍の周波数において、ダイオード１０６の出力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段１０８を付加してもよい。
【００３０】
なお、特定周波数抑圧手段１０８、１０９はどちらか一方のみをダイオード１０６に接続するだけでも良い。
【００３１】
また、本発明の実施の形態１では、本発明の前置歪補償回路の特定周波数抑圧手段の一例として特定周波数抑圧手段１０８、１０９を用いるが、その１０８、１０９は、図１０に示す、入力信号の差の周波数の信号成分（ｆ２−ｆ１）やその高調波の信号成分２（ｆ２−ｆ１）や、入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の信号成分２ｆ１、２ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）等を抑圧する手段である。
【００３２】
図１（ｂ）は、特定周波数抑圧手段１０８、１０９を集中定数素子を用いて構成した例を示す図で、コイル１１３およびコンデンサ１１４を直列に接続したＬＣ直列共振回路である。接続端子１１２を接続点１１０と１１１に接続し、ＬＣ直列共振回路の共振周波数が、直流に相当する周波数から、入力端子１０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数に相当するように、コイル１１３およびコンデンサ１１４の素子値を選択したり、ＬＣ直列共振回路の共振周波数が入力信号の搬送波の２倍の周波数に相当するようにコイル１１３およびコンデンサ１１４の素子値を選択すればよい。
【００３３】
図１（ｃ）は、特定周波数抑圧手段１０８、１０９を伝送線路を用いて構成した例を示す図で、λ／８線路１１６を用いた開放スタブである。接続端子１１５を接続点１１０と１１１に接続し、波長λを搬送波の１波長であるとしてλ／８線路１１６の線路長を設計すれば２ｆ１、２ｆ２、ｆ１＋ｆ２に対して低インピーダンスとなりこれらの信号を抑圧できる。
【００３４】
図１（ｄ）は、特定周波数抑圧手段１０８、１０９を伝送線路およびコンデンサを用いて構成した例を示す図で、λ／４線路１１８およびコンデンサ１１９を直列に接続した、スタブ整合回路である。接続端子１１７を接続点１１０、１１１に接続し、波長λを搬送波の１波長であるとしてλ／４線路１１８の線路長を設計し、直流に相当する周波数から、入力端子１０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数においてインピーダンスが十分低インピーダンスとなるコンデンサ１１９を接続したり、λ／４線路１１８に、入力信号の搬送波の２倍の周波数においてインピーダンスが十分低インピーダンスとなるコンデンサ１１９を接続すればよい。更に、λ／４線路１１８に、直流に相当する周波数から、入力端子１０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および搬送波の２倍の周波数においてインピーダンスが十分低インピーダンスとなるコンデンサ１１９を接続することも可能となる。このようにして図１（ｄ）において、端子１１７から見たインピーダンスを、直流に相当する周波数から、入力端子１０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数および搬送波の２倍の周波数において、ダイオード１０６の入力（出力）インピーダンスより低くする。
【００３５】
このようにして、直流に相当する周波数から、入力端子１０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、あるいは搬送波の２倍の周波数等に発生する歪に起因する不要な歪成分が前置歪補償回路にて発生することを防ぐことにより、前置歪補償回路において、同じ次数の相互変調歪成分の振幅の大きさを実質上一致させることができる。
【００３６】
図５や図６で取り上げた周波数ｆ１、ｆ２の信号を例にとって具体的に説明すると、特定周波数抑圧手段１０８、１０９が、周波数ｆ２−ｆ１、２ｆ１、２ｆ２において、ダイオード１０６の入力インピーダンスまたは出力インピーダンスより低インピーダンスであるので、直流に相当する周波数から、入力端子１０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数および／または入力信号の搬送波の２倍の周波数に発生する歪に起因する不要な歪成分が取り除かれ、本実施の形態における前置歪補償回路で発生する周波数ｆ２−ｆ１、２ｆ１、２ｆ２の信号の振幅が小さくなる。したがって、歪補償の対象となる増幅器で発生する歪成分の振幅と同じ振幅を持つ歪成分が出力端子１０２に出力されるよう、入力端子１０１に入力する信号の振幅および／または電源端子１０３に印加する電圧を設定すれば、周波数２ｆ２−ｆ１、２ｆ１−ｆ２の信号の振幅が実質上等しくなる。
【００３７】
なお、上述した実施の形態１では、本発明の前置歪補償回路の、非線形素子の一例としてダイオード１０６を、バイアス供給回路の一例として抵抗１０４、電源端子１０３およびコンデンサ１０５を、特定周波数抑圧手段の一例として特定周波数抑圧手段１０８、１０９を、それぞれ用いた。
【００３８】
また、上述した実施の形態１における特定周波数抑圧手段１０８、１０９としては、抵抗と、コイルと、コンデンサと、伝送線路との全部または一部で構成されたものを用いることができる。
【００３９】
また、上述した実施の形態１では、特定周波数抑圧手段１０８、１０９として、入力信号の搬送波の２倍の周波数において、ダイオード１０６の出力インピーダンスまたは入力インピーダンスより低インピーダンスである手段を用いることができるとしたが、特定周波数抑圧手段１０８、１０９として、入力信号の搬送波の２倍等整数倍の周波数において、ダイオード１０６の出力インピーダンスまたは入力インピーダンスより低インピーダンスである手段を用いることができる。
【００４０】
なお、図１に示す特定周波数抑圧手段１０８として、図１０に示す入力信号の差の周波数の信号成分（ｆ２−ｆ１）やその高調波の２（ｆ２−ｆ１）を抑圧する手段を用いてもよいし、入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の信号成分２ｆ１、２ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）を抑圧する手段を用いてもよい。同様に、特定周波数抑圧手段１０９として、入力信号の差の周波数の信号成分（ｆ２−ｆ１）やその高調波の２（ｆ２−ｆ１）を抑圧する手段を用いてもよいし、入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の信号成分２ｆ１、２ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）を抑圧する手段を用いてもよい。
【００４１】
また、図１１に示すように、接続点１１０と出力端子１０２との間に、入力信号の差の周波数の信号成分（ｆ２−ｆ１）やその高調波の２（ｆ２−ｆ１）を抑圧する特定周波数抑圧手段１０８ａと、入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の信号成分２ｆ１、２ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）を抑圧する特定周波数抑圧手段１０９ａとを設けるととともに、ダイオード１０６と抵抗１０７との間に、入力信号の差の周波数の信号成分（ｆ２−ｆ１）やその高調波の２（ｆ２−ｆ１）を抑圧する特定周波数抑圧手段１０８ｂと、入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の信号成分２ｆ１、２ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）を抑圧する特定周波数抑圧手段１０９ｂとを設けるとしてもよい。
【００４２】
なお、特定周波数抑圧手段１０８ａおよび特定周波数抑圧手段１０９ａを設け、特定周波数抑圧手段１０８ｂおよび特定周波数抑圧手段１０９ｂを設けなくてもよいし、または、特定周波数抑圧手段１０８ｂおよび特定周波数抑圧手段１０９ｂを設け、特定周波数抑圧手段１０８ａおよび特定周波数抑圧手段１０９ａを設けなくてもよい。要するに、非線形素子の片側または両側に他の素子を介さず直接接続され、直流に相当する周波数から、入力端子１０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および／または前記入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の周波数を抑圧する特定周波数抑圧手段が備えられておりさえすればよい。
【００４３】
また、ここでは、入力信号として周波数の異なる２波を用いて説明したが、変調波であっても同様の効果がえられる。
【００４４】
さらに、上述した実施の形態１では、本発明の前置歪補償回路のバイアス供給回路の一例として抵抗１０４、電極端子１０３およびコンデンサ１０５を用いたが、抵抗１０４をλ／４線路に置き換えてもよい。その場合のバイアス供給回路は特定周波数抑圧手段としての機能を発揮する。
【００４５】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２について、図２を用いて説明する。図２（ａ）は本発明の実施の形態２の前置歪補償回路の構成図である。図２（ａ）に示すように、ダイオード２０６と出力端子２０２の間の接続点２１１に、直流に相当する周波数から、入力端子２０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数において、ダイオード２０６の出力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段２０９を付加し、ダイオード２０６と抵抗２０４の間の接続点２１０に、直流に相当する周波数から、入力端子２０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数において、ダイオード２０６の入力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段２０８を付加する。
【００４６】
または、ダイオード２０６と出力端子２０２の間の接続点２１１に入力信号の搬送波の２倍の周波数において、ダイオード２０６の出力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段２０９を付加し、ダイオード２０６と抵抗２０４の間の接続点２１０に入力信号の搬送波の２倍の周波数において、ダイオード２０６の入力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段２０８を付加してもよい。
【００４７】
または、ダイオード２０６と出力端子２０２の間の接続点２１１に、直流に相当する周波数から、入力端子２０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および搬送波の２倍の周波数において、ダイオード２０６７の出力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段２０９を付加し、ダイオード２０６と抵抗２０４の間の接続点２１０に、直流に相当する周波数から、入力端子２０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および搬送波の２倍の周波数において、ダイオード２０６の入力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段２０８を付加してもよい。
【００４８】
なお、特定周波数抑圧手段２０８、２０９はどちらか一方のみをダイオード２０６に接続するだけでも良い。
【００４９】
また、本発明の実施の形態２では、本発明の前置歪補償回路の特定周波数抑圧手段の一例として特定周波数抑圧手段２０８、２０９を用いるが、その特定周波数抑圧手段２０８、２０９は、図１０に示す、入力信号の差の周波数の信号成分（ｆ２−ｆ１）やその高調波の２（ｆ２−ｆ１）や、入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の信号成分２ｆ１、２ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）等を抑圧する手段である。
【００５０】
図２（ｂ）は、特定周波数抑圧手段２０８、２０９を集中定数素子を用いて構成した例を示す図で、コイル２１３およびコンデンサ２１４を直列に接続したＬＣ直列共振回路である。接続端子２１２を接続点２１０と２１１に接続し、ＬＣ直列共振回路の共振周波数が、直流に相当する周波数から、入力端子２０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数に相当するように、コイル２１３およびコンデンサ２１４の素子値を選択したり、ＬＣ直列共振回路の共振周波数が入力信号の搬送波の２倍の周波数に相当するようにコイル２１３およびコンデンサ２１４の素子値を選択すればよい。
【００５１】
図２（ｃ）は、特定周波数抑圧手段２０８、２０９を伝送線路を用いて構成した例を示す図で、λ／８線路２１６を用いた開放スタブである。接続端子２１５を接続点２１０と２１１に接続し、波長λを搬送波の１波長であるとしてλ／８線路２１６の線路長を設計すれば２ｆ１、２ｆ２、ｆ１＋ｆ２に対して低インピーダンスとなりこれらの信号を抑圧できる。
【００５２】
図２（ｄ）は、特定周波数抑圧手段２０８、２０９を伝送線路およびコンデンサを用いて構成した例を示す図で、λ／４線路２１８およびコンデンサ２１９を直列に接続した、スタブ整合回路である。接続端子２１７を接続点２１０、２１１に接続し、波長λを搬送波の１波長であるとしてλ／４線路２１８の線路長を設計し、直流に相当する周波数から、入力端子２０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数においてインピーダンスが十分低インピーダンスとなるコンデンサ２１９を接続したり、λ／４線路２１８に入力信号の搬送波の２倍の周波数においてインピーダンスが十分低インピーダンスとなるコンデンサ２１９を接続すればよい。更に、λ／４線路２１８に、直流に相当する周波数から、入力端子２０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および搬送波の２倍の周波数においてインピーダンスが十分低インピーダンスとなるコンデンサ２１９を接続することも可能である。このようにして図２（ｄ）において、端子２１７から見たインピーダンスを、直流に相当する周波数から、入力端子２０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数および搬送波の２倍の周波数において、ダイオード２０６の入力（出力）インピーダンスより低くする。
【００５３】
このようにして、直流に相当する周波数から、入力端子２０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数あるいは搬送波の２倍の周波数に発生する歪に起因する不要な歪成分が前置歪補償回路にて発生することを防ぐことにより、前置歪補償回路において、歪補償の対象となる増幅器で発生する歪成分の振幅と同じ振幅を持つ歪成分が出力端子２０２に出力されるよう、入力端子２０１に入力する信号の振幅および／または電源端子２０３に印加する電圧を設定すれば、同じ次数の相互変調歪成分の振幅の大きさを実質上一致させることができる。
【００５４】
なお、上述した実施の形態２では、本発明の前置歪補償回路の、非線形素子の一例としてダイオード２０６を、バイアス供給回路の一例として抵抗２０４、電源端子２０３およびコンデンサ２０５を、特定周波数抑圧手段の一例として特定周波数抑圧手段２０８、２０９を、それぞれ用いた。
【００５５】
また、上述した実施の形態２では、特定周波数抑圧手段２０８、２０９として、入力信号の搬送波の２倍の周波数において、ダイオード２０６の出力インピーダンスまたは入力インピーダンスより低インピーダンスである変換回路を用いることができるとしたが、特定周波数抑圧手段２０８、２０９として、入力信号の搬送波の２倍等整数倍の周波数において、ダイオード２０６の出力インピーダンスまたは入力インピーダンスより低インピーダンスである変換回路を用いることができる。
【００５６】
また、ここでは、入力信号として周波数の異なる２波を用いて説明したが、変調波であっても同様の効果がえられる。
【００５７】
（実施の形態３）
以下、本発明の実施の形態３について、図３を用いて説明する。図３（ａ）は本発明の実施の形態３の前置歪補償回路の構成図である。図３（ａ）に示すように、トランジスタ３０５と出力端子３０２の間の接続点３１３に、直流に相当する周波数から、入力端子３０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数において、トランジスタ３０５の出力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段３１１を付加し、トランジスタ３０５と入力端子３０１の間の接続点３１４に、直流に相当する周波数から、入力端子３０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数において、トランジスタ３０５の入力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段３１０を付加する。
【００５８】
または、トランジスタ３０５と出力端子３０２の間の接続点３１３に入力信号の搬送波の２倍の周波数において、トランジスタ３０５の出力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段３１１を付加し、トランジスタ３０５と入力端子３０１の間の接続点３１４に入力信号の搬送波の２倍の周波数において、トランジスタ３０５の入力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段３１０を付加してもよい。
【００５９】
または、トランジスタ３０５と出力端子３０２の間の接続点３１３に、直流に相当する周波数から、入力端子３０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および搬送波の２倍の周波数において、トランジスタ３０５の出力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段３１１を付加し、トランジスタ３０５と入力端子３０１の間の接続点３１４に、直流に相当する周波数から、入力端子３０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および搬送波の２倍の周波数において、トランジスタ３０５の入力インピーダンスより低インピーダンスである特定周波数抑圧手段３１０を付加してもよい。
【００６０】
なお、特定周波数抑圧手段３１０、３１１はどちらか一方のみをトランジスタ３０５に接続するだけでも良く、接続点３１２と接続点３１５に接続されている抵抗３０６は、コイルまたはコンデンサ、或いは抵抗とコイル及びコンデンサから成る受動回路としても良い。
【００６１】
また、本発明の実施の形態３では、本発明の前置歪補償回路の特定周波数抑圧手段の一例として特定周波数抑圧手段３１０、３１１を用いるが、その特定周波数抑圧手段３１０、３１１は、図１０に示す、入力信号の差の周波数の信号成分（ｆ２−ｆ１）やその高調波の２（ｆ２−ｆ１）や、入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の信号成分２ｆ１、２ｆ２、（ｆ１＋ｆ２）等を抑圧する手段である。
【００６２】
図３（ｂ）は、特定周波数抑圧手段３１０、３１１を集中定数素子を用いて構成した例を示す図で、コイル３１６およびコンデンサ３１７を直列に接続したＬＣ直列共振回路である。接続端子３１５を接続点３１３と３１４に接続し、ＬＣ直列共振回路の共振周波数が、直流に相当する周波数から、入力端子３０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数に相当するように、コイル３１６およびコンデンサ３１７の素子値を選択したり、ＬＣ直列共振回路の共振周波数が入力信号の搬送波の２倍の周波数に相当するようにコイル３１６およびコンデンサ３１７の素子値を選択すればよい。
【００６３】
図３（ｃ）は、特定周波数抑圧手段３１０、３１１を伝送線路を用いて構成した例を示す図で、λ／８線路３１９を用いた開放スタブである。接続端子３１８を接続点３１３と３１４に接続し、λ／８線路３１９の線路長が入力信号の基本周波数においてλ／８に相当するように設計すれば２ｆ１、２ｆ２、ｆ１＋ｆ２に対して低インピーダンスとなりこれらの信号を抑圧できる。
【００６４】
図３（ｄ）は、特定周波数抑圧手段３１０、３１１を伝送線路およびコンデンサを用いて構成した例を示す図で、λ／４線路３２１およびコンデンサ３２２を直列に接続した、スタブ整合回路である。接続端子３２０を接続点３１３、３１４に接続し、入力信号の基本周波数においてλ／４に相当するように線路長を設計したλ／４線路３２１に、直流に相当する周波数から、入力端子３０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数において低インピーダンスとなるコンデンサ３２２を接続したり、λ／４線路３２１に、入力信号の搬送波の２倍の周波数において低インピーダンスとなるコンデンサ３２２を接続すればよい。更に、λ／４線路３２１に、直流に相当する周波数から、入力端子３０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数および搬送波の２倍の周波数において低インピーダンスとなるコンデンサ３２２を接続ことも可能となる。要するに、λ／４線路３２１とコンデンサ３２２の全体のインピーダンスがトランジスタ３０５のインピーダンスより小さければよい。
【００６５】
このようにして、直流に相当する周波数から、入力端子３０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数あるいは搬送波の２倍の周波数に発生する歪に起因する不要な歪成分が前置歪補償回路にて発生することを防ぐことにより、前置歪補償回路において、歪補償の対象となる増幅器で発生する歪成分の振幅と同じ振幅を持つ歪成分が出力端子３０２に出力されるよう、入力端子３０１に入力する信号の振幅および／または電源端子３０３に印加する電圧を設定すれば、同じ次数の相互変調歪成分の振幅の大きさを実質上一致させることができる。
【００６６】
なお、上述した実施の形態３では、本発明の前置歪補償回路の、非線形素子の一例としてトランジスタ３０５を、バイアス供給回路の一例として抵抗３０８、電源端子３０３、コンデンサ３０９を、特定周波数抑圧手段の一例として特定周波数抑圧手段３１０、３１１を、それぞれ用いた。
【００６７】
また、図３（ａ）の接続点３１３、３１４に特定周波数抑圧手段３１０、３１１を接続するとしたが、トランジスタ３０５のゲートと抵抗３０８との接続点３３０に特定周波数抑圧手段を付加しても、直流に相当する周波数から、入力端子３０１に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および／または前記入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の周波数を抑圧することができる。
【００６８】
また、ここでは、入力信号として周波数の異なる２波を用いて説明したが、変調波であっても同様の効果がえられる。
【００６９】
以下に、上述した実施の形態１から３以外の、非線形素子としてダイオードを用いた本発明の実施の形態の前置歪補償回路の具体例について、図４、７および８を用いて説明する。
【００７０】
図４は、ダイオード４１１のアノードおよびカソードに抵抗、コイル、コンデンサ等の集中定数素子４１０、４１２を接続した例である。なお、抵抗、コイル、コンデンサ等の集中定数素子４１０、４１２は、抵抗、コイル、コンデンサ等の集中定数素子から成る受動回路としても良い。
【００７１】
図７は、ダイオード４２４のアノードおよびカソードに抵抗、コイル、コンデンサ等の集中定数素子４２３、４２５を接続した例である。なお、抵抗、コイル、コンデンサ等の集中定数素子４２３、４２５は、抵抗、コイル、コンデンサ等の集中定数素子から成る受動回路としても良い。
【００７２】
図８は、２つのダイオード４３７、４４０を組み合わせた回路構成の例である。なお、２つ以上のダイオードを組み合わせることも可能である。
【００７３】
上述した図４、７および８の各前置歪補償回路において、λ／４線路とコンデンサとで構成される特定周波数抑圧手段は、ダイオードの入力インピーダンスまたは出力インピーダンスより低インピーダンスであり、各前置歪補償回路において、同じ次数の相互変調歪成分の振幅の大きさを実質上一致させることができる。
【００７４】
なお、上述した各実施の形態において説明した前置歪補償回路と、その前置歪補償回路からの信号を増幅する増幅器とを備えた電力増幅装置も、本発明に属する。その増幅器の一例として、図１２に示す増幅器が該当する。
【００７５】
図１２に示す増幅器は、信号を入力する入力端子１３０１と、その入力端子１３０１と接続している第１の整合回路１３０２と、その第１の整合回路１３０２とゲートが接続しているトランジスタ１３０３と、そのトランジスタ１３０３のドレインと接続している第２の整合回路１３０４と、その第２の整合回路１３０４と接続しており、信号を出力する出力端子１３０５と、第１の整合回路１３０２とトランジスタ１３０３との間に接続された第１のバイアス回路１３０６と、その第１のバイアス回路１３０６とトランジスタ１３０３との間に接続された、直流に相当する周波数から、入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および／または入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の周波数を抑圧する第１の特定周波数抑圧手段１３０７と、第２の整合回路１３０４とトランジスタ１３０３との間に接続された第２のバイアス回路１３０８と、その第２のバイアス回路１３０８とトランジスタ１３０３との間に接続された、直流に相当する周波数から、入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および／または入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の周波数を抑圧する第２の特定周波数抑圧手段１３０９とで構成されている。
【００７６】
図１２に示すように、トランジスタ１３０３の入力側および／または出力側に、直流に相当する周波数から、入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数、および／または入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の周波数を抑圧する特定周波数抑圧手段１３０７、１３０９を設けることによって、増幅器で発生する信号の歪みのアンバランスも抑えることができる。したがって、図１２に示すような増幅器を用いると、電力増幅装置全体における信号の歪みのアンバランスを抑える効果は大きくなる。なお、第２のバイアス回路１３０８の一例として図１３に示す回路を用いることができ、その図１３に示す回路を第２のバイアス回路１３０８として用いた場合、その第２のバイアス回路１３０８は特定周波数抑圧手段としての機能を発揮する。
【００７７】
【発明の効果】
以上説明したところから明らかなように、本発明は、増幅器において発生する相互変調歪成分を実質上打ち消すことができる相互変調歪成分を発生させる前置歪補償回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の前置歪補償回路の構成図
【図２】本発明の実施の形態２の前置歪補償回路の構成図
【図３】本発明の実施の形態３の前置歪補償回路の構成図
【図４】本発明の他の実施の形態の前置歪補償回路の構成図
【図５】前置歪補償方式の構成と原理を説明するための図
【図６】課題を説明するための図
【図７】本発明の他の実施の形態の前置歪補償回路の構成図
【図８】本発明の他の実施の形態の前置歪補償回路の構成図
【図９】従来の前置歪補償回路の構成図
【図１０】課題を説明するための図
【図１１】本発明の実施の形態１の前置歪補償回路の構成図
【図１２】本発明の実施の形態の増幅器の構成図
【図１３】第２のバイアス回路１３０８の一例を示す図
【符号の説明】
１０１、２０１、３０１ 入力端子
１０２、２０２、３０２ 出力端子
１１０、１１１、２１０、２１１、３１２、３１３、３１４ 接続点
１１２、１１５、１１７、２１２、２１５、２１７、３１５、３１８、３２０接続端子
１０６、２０６ ダイオード
３０５ トランジスタ
１０８、１０９、２０８、２０９、３１０、３１１ 特定周波数抑圧手段
１０４、１０７、２０４、２０７、３０６、３０８ 抵抗
１０５、１１４、１１９、２０５、２１４、２１９、３０９、３１７、３２２コンデンサ
１１３、２１３、３０４、３０７、３１６ コイル
１１６、２１６、３１９ λ／８線路
１１８、２１８、３２１ λ／４線路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
In an amplifier, generation of intermodulation distortion due to amplitude / phase distortion between input and output becomes a problem. The present invention relates to a distortion compensation circuit for suppressing the occurrence of such intermodulation distortion.
[0002]
[Prior art]
There is a predistortion compensation method as a distortion compensation method for suppressing the generation of intermodulation distortion by compensating for amplitude / phase distortion between the input and output of an amplifier. FIG. 5 is a diagram showing the configuration and principle of the predistortion system. First, the configuration of the predistortion compensation system in FIG. Assume that the input signal is composed of signals having two different frequency components.
[0003]
A signal is input from an input terminal 501 and input to a distortion generation circuit (distortion compensation circuit) 502 using a diode, a transistor, or the like. The signal is output in a state where an intermodulation distortion having an amplitude / phase relationship that cancels an intermodulation distortion component generated in the subsequent amplifier 503 is generated via the distortion generation circuit 502 and is input to the amplifier 503. Is done.
[0004]
FIGS. 5B and 5C show the relationship between the input signal and the spectrum of the intermodulation distortion component of the distortion generation circuit 502 and the intermodulation distortion component of the amplifier 503, respectively. The input signal spectrum is an input signal spectrum of the distortion generation circuit 502, and includes two basic signal frequencies f1 and f2 shown in FIG. Although the amplitude magnitudes at the frequencies f1 and f2 in FIG. 5C are described as the same as the amplitude magnitudes at the corresponding frequencies in FIG. 5B, the amplitude magnitudes are described for convenience of explanation. They are the same, and are actually amplified.
[0005]
In the output signal spectrum of the amplifier 503 output to the output terminal 504, as shown in FIG. 5C, in addition to the basic signal frequencies f1 and f2, the frequencies generated by the amplifier 503 are 2f1-f2 and 2f2-f1. Third-order intermodulation distortion components, third-order intermodulation distortion components with frequencies 2f1-f2 and 2f2-f1 generated by the distortion generation circuit 502, and frequencies 3f1-2f2 and 3f2-2f1 generated by the amplifier 503 There are a fifth-order intermodulation distortion component and a fifth-order intermodulation distortion component having frequencies 3f1-2f2 and 3f2-2f1 generated by the distortion generation circuit 502.
[0006]
As shown in FIG. 5C, if an intermodulation distortion component that cancels out the intermodulation distortion component generated in the amplifier 503 is generated in advance in the distortion generation circuit 502, an output without distortion is output from the output terminal 504. A signal is obtained.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, for example, since the conventional distortion generation circuit 502 is the predistortion compensation circuit shown in FIG. 9, the distortion generation circuit 502 has a difference frequency (f2-f1) of the input signal as shown in FIG. The harmonic 2 (f2-f1), the signal components 2f1, 2f2, and (f1 + f2) of at least one harmonic of the carrier wave of the input signal are generated.
[0008]
Since the signal components (f2-f1), 2 (f2-f1), 2f1, 2f2, and (f1 + f2) and the basic signal frequencies f1 and f2 influence each other, the amplitude of the input signal and the voltage applied to the circuit The amplitude of the signal component generated by the distortion generation circuit 502 and the signal component generated by the amplifier 503 are respectively changed for each frequency 2f1-f2, 2f2-f1, 3f1-2f2, 3f2-2f1. The amplitude could not be substantially matched. 10 shows a distortion generation circuit after the signal components (f2-f1), 2 (f2-f1), 2f1, 2f2, and (f1 + f2) and the basic signal frequencies f1 and f2 influence each other. The signal component output from 502 is shown.
[0009]
6A, among the signals output from the amplifier 503, fundamental signal frequencies f1 and f2, third-order intermodulation distortion components of frequencies 2f1-f2, 2f2-f1, and frequencies 3f1-2f2, An example with the 5th-order intermodulation distortion component of 3f2-2f1 is shown.
[0010]
As shown in FIG. 6A, the magnitude of the amplitude of the signal component generated by the distortion generation circuit 502 and the signal component generated by the amplifier 503 in the third-order intermodulation distortion components of the frequencies 2f1-f2 and 2f2-f1. Similarly, the magnitude of the amplitude of the signal component generated by the distortion generation circuit 502 and the magnitude of the signal component generated by the amplifier 503 in the fifth-order intermodulation distortion components of the frequencies 3f1-2f2 and 3f2-2f1 are different. Since the magnitude of the amplitude is different, the third-order intermodulation distortion components of the frequencies 2f1-f2 and 2f2-f1 remain in the signal actually output from the amplifier 503 as shown in FIG. There is a drawback that the fifth-order intermodulation distortion components of the frequencies 3f1-2f2 and 3f2-2f1 remain, and distortion suppression is not sufficiently performed.
[0011]
Note that the amplitudes at the frequencies f1 and f2 in FIG. 6B are described as being the same as the amplitudes at the corresponding frequencies in FIG. 6A, but the amplitudes are shown for convenience of explanation. They are the same, and are actually amplified.
[0012]
The present invention has been made to solve such a problem, and provides a predistortion circuit that generates an intermodulation distortion component that can substantially cancel the intermodulation distortion component generated in an amplifier. It is the purpose.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
  In order to solve this problem, the first aspect of the present invention (corresponding to claim 1) includes an input terminal for inputting a predetermined signal,
  An output terminal for outputting a signal;
  The input terminal andBetween the output terminalsA non-linear element connected to
  A bias supply circuit for applying a voltage to the nonlinear element;
  Without interposing another element on one side or both sides of the nonlinear elementAt the connection pointDirectly connectedAt least oneSpecific frequency suppression meansWith,
  In all or a part of the frequency from the frequency corresponding to direct current to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal, the impedance of the specific frequency suppression means viewed from the connection point is the connection Is set to an impedance value lower than the impedance of the nonlinear element viewed from the point,
A signal in which distortion generated in all or part of the frequency from a frequency corresponding to direct current to a frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal is suppressed is output from the output terminal.This is a predistortion circuit.
[0014]
  The second aspect of the present invention (corresponding to claim 2)An input terminal for inputting a predetermined signal;
  An output terminal for outputting a signal;
  A non-linear element connected between the input terminal and the output terminal;
  A bias supply circuit for applying a voltage to the nonlinear element;
  Including at least one specific frequency suppressing means directly connected at a connection point without passing through another element on one side or both sides of the nonlinear element;
  In the frequency n times the carrier wave of the input signal (n is an integer of 2 or more),Impedance of the specific frequency suppression means from the connection pointBut, Impedance of the nonlinear element viewed from the connection pointLower thanImpedance valueSet to
A signal in which distortion generated at a frequency n times the carrier wave of the input signal is suppressed is output from the output terminal.This is a predistortion circuit.
[0015]
According to a third aspect of the present invention (corresponding to claim 3), the nonlinear element is provided between a connection point between the input terminal and the output terminal and a ground. It is a predistortion circuit of description.
[0016]
A fourth aspect of the present invention (corresponding to claim 4) is the predistortion compensation circuit according to the first or second aspect of the present invention, wherein the nonlinear element is connected between the input terminal and the output terminal. It is.
[0017]
According to a fifth aspect of the present invention (corresponding to claim 5), the nonlinear element is a transistor, the input terminal is connected to one of a drain and a source of the transistor, and the output terminal is the other of the drain and the source of the transistor. The predistortion compensation circuit according to the first or second aspect of the present invention, wherein the bias supply circuit is connected to the gate of the transistor.
[0018]
According to a sixth aspect of the present invention (corresponding to claim 6), the specific frequency suppression means is any one of the first to fifth aspects in which the resistor, the coil, the capacitor, and the transmission line are all or a part. It is a predistortion circuit described in the invention.
[0019]
A seventh aspect of the present invention (corresponding to claim 7) is the predistortion compensation circuit according to any one of the first to fourth aspects of the present invention, wherein the nonlinear element is formed of a diode.
[0020]
An eighth aspect of the present invention (corresponding to claim 8) is the predistortion compensation circuit according to any one of the first to fourth aspects, wherein the nonlinear element is formed of a transistor.
[0021]
  As shown above, the predistortion compensation circuit of the present invention has a frequency corresponding to DC,
All or up to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal
Is part of the frequency and / or carrier of the input signaln times higher harmonicsBy connecting specific frequency suppression means for suppressing the frequency to at least one of the input and output of the nonlinear element, all or a part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth, and / Or the carrier of the input signaln times the frequency, etc.Unnecessary distortion components due to the generated distortion can be removed.
[0022]
In this way, the amplitudes of the third-order intermodulation distortion components generated at frequencies 2f1-f2 and 2f2-f1 are different, and the fifth-order intermodulation distortion generated at frequencies 3f1-2f2 and 3f2-2f1. The phenomenon that the amplitudes of the components are different is alleviated, and a sufficient distortion suppression amount can be obtained.
[0023]
According to a ninth aspect of the present invention (corresponding to claim 9), there is provided a predistortion circuit according to any one of the first to eighth aspects of the present invention, and an amplifier for amplifying a signal from the predistortion circuit. It is the power amplifying device provided.
[0024]
  According to a tenth aspect of the present invention (corresponding to claim 10), the amplifier comprises:Output from the predistortion circuitAn input terminal for inputting a signal;
  A first matching circuit connected to the input terminal;
  A transistor whose gate is connected to the first matching circuit;
  A second matching circuit connected to the drain of the transistor;
  An output terminal connected to the second matching circuit and outputting a signal;
  A first bias circuit connected between the first matching circuit and the transistor;
  A second bias circuit connected between the second matching circuit and the transistor;
  All or part of the frequency from the frequency corresponding to direct current to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal is directly connected to one or both sides of the transistor without any other element.DistortionAnd / or the frequency of at least one harmonic of the carrier of the input signalDistortionA power amplifying device according to a ninth aspect of the present invention, comprising: specific frequency suppressing means for suppressing noise.
[0025]
  In an eleventh aspect of the present invention (corresponding to claim 11), the amplifier comprises:Output from the predistortion circuitAn input terminal for inputting a signal;
  A first matching circuit connected to the input terminal;
  A transistor whose base is connected to the first matching circuit;
  A second matching circuit connected to the collector of the transistor;
  An output terminal connected to the second matching circuit and outputting a signal;
  A first bias circuit connected between the first matching circuit and the transistor;
  A second bias circuit connected between the second matching circuit and the transistor;
  All or part of the frequency from the frequency corresponding to direct current to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal is directly connected to one or both sides of the transistor without any other element.DistortionAnd / or the frequency of at least one harmonic of the carrier of the input signalDistortionA power amplifying device according to a ninth aspect of the present invention, comprising: specific frequency suppressing means for suppressing noise.
[0026]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below.
[0027]
(Embodiment 1)
Hereinafter, the predistortion circuit according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1A is a configuration diagram of a predistortion circuit according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1A, at a connection point 110 between the diode 106 and the output terminal 102, from a frequency corresponding to direct current to a frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 101. A specific frequency suppression means 109 having a lower impedance than the input impedance of the diode 106 is added at all or a part of the frequency, and the connection band 111 between the diode 106 and the resistor 107 is connected to the occupied band from the frequency corresponding to the direct current. Specific frequency suppression means 108 is added which has an impedance lower than the output impedance of the diode 106 at all or part of the frequency up to the frequency corresponding to the width.
[0028]
Alternatively, a specific frequency suppression means 109 having a lower impedance than the input impedance of the diode 106 is added to the connection point 110 between the diode 106 and the output terminal 102 at a frequency twice that of the carrier wave of the input signal. A specific frequency suppression unit 108 having an impedance lower than the output impedance of the diode 106 may be added to the connection point 111 between the two at a frequency that is twice that of the carrier wave of the input signal.
[0029]
Alternatively, at the connection point 110 between the diode 106 and the output terminal 102, all or a part of the frequency from the frequency corresponding to the direct current to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 101, and A specific frequency suppression means 109 having a lower impedance than the input impedance of the diode 106 is added at a frequency twice that of the carrier wave, and a connection point 111 between the diode 106 and the resistor 107 is connected to a frequency corresponding to the direct current of the input signal. The specific frequency suppression means 108 having an impedance lower than the output impedance of the diode 106 may be added at all or a part of the frequency up to the frequency corresponding to the occupied bandwidth and at a frequency twice the carrier wave.
[0030]
Only one of the specific frequency suppression means 108 and 109 may be connected to the diode 106.
[0031]
In the first embodiment of the present invention, the specific frequency suppression means 108 and 109 are used as an example of the specific frequency suppression means of the predistortion circuit of the present invention. The signal component (f2-f1) of the frequency of the signal difference, the signal component 2 (f2-f1) of its harmonic, the signal components 2f1, 2f2, (f1 + f2) of at least one harmonic of the carrier wave of the input signal, etc. It is a means to suppress.
[0032]
FIG. 1B is a diagram showing an example in which the specific frequency suppression means 108 and 109 are configured using lumped constant elements, and is an LC series resonance circuit in which a coil 113 and a capacitor 114 are connected in series. The connection terminal 112 is connected to the connection points 110 and 111, and the resonance frequency of the LC series resonance circuit is all from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 101 or The element values of the coil 113 and the capacitor 114 are selected so as to correspond to a part of the frequencies, or the coil 113 and the capacitor 114 are set so that the resonance frequency of the LC series resonance circuit corresponds to twice the carrier wave of the input signal. The element value may be selected.
[0033]
FIG. 1C is a diagram showing an example in which the specific frequency suppression means 108 and 109 are configured using transmission lines, and is an open stub using a λ / 8 line 116. If the connection terminal 115 is connected to the connection points 110 and 111 and the wavelength λ is one wavelength of the carrier wave and the line length of the λ / 8 line 116 is designed, the impedance becomes low with respect to 2f1, 2f2, and f1 + f2, and these signals are transmitted. Can be suppressed.
[0034]
FIG. 1D is a diagram showing an example in which the specific frequency suppression means 108 and 109 are configured using transmission lines and capacitors, and is a stub matching circuit in which a λ / 4 line 118 and a capacitor 119 are connected in series. The connection terminal 117 is connected to the connection points 110 and 111, the wavelength λ is one wavelength of the carrier wave, the line length of the λ / 4 line 118 is designed, and the input that is input to the input terminal 101 from the frequency corresponding to DC. A capacitor 119 whose impedance is sufficiently low at all or a part of the frequency up to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the signal is connected, or the λ / 4 line 118 is impedance at twice the frequency of the carrier wave of the input signal. A capacitor 119 having a sufficiently low impedance may be connected. Further, the λ / 4 line 118 has all or a part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 101, and the frequency twice the carrier wave. It is also possible to connect a capacitor 119 whose impedance is sufficiently low. In this way, in FIG. 1D, the impedance viewed from the terminal 117 is all or part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 101. The frequency is lower than the input (output) impedance of the diode 106 at a frequency twice that of the carrier wave.
[0035]
In this way, distortion that occurs in all or part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 101, or twice the frequency of the carrier wave, etc. By preventing the generation of unnecessary distortion components due to the predistortion circuit, the amplitudes of the intermodulation distortion components of the same order can be substantially matched in the predistortion circuit. .
[0036]
More specifically, taking the signals of the frequencies f1 and f2 taken as examples in FIGS. 5 and 6 as an example, the specific frequency suppression means 108 and 109 are connected to the input impedance or output impedance of the diode 106 at the frequencies f2-f1, 2f1 and 2f2. Since the impedance is lower, all or part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 101 and / or twice the carrier wave of the input signal Unnecessary distortion components due to distortion occurring in the frequency are removed, and the amplitudes of the signals of the frequencies f2-f1, 2f1, and 2f2 generated in the predistortion circuit in this embodiment are reduced. Therefore, the amplitude of the signal input to the input terminal 101 and / or the applied to the power supply terminal 103 so that a distortion component having the same amplitude as that of the distortion component generated in the amplifier to be subjected to distortion compensation is output to the output terminal 102. If the voltage to be set is set, the amplitudes of the signals of the frequencies 2f2-f1 and 2f1-f2 become substantially equal.
[0037]
In the first embodiment described above, in the predistortion circuit of the present invention, the diode 106 is used as an example of the nonlinear element, the resistor 104, the power supply terminal 103, and the capacitor 105 are used as an example of the bias supply circuit, and the specific frequency suppression means. As an example, specific frequency suppression means 108 and 109 are used, respectively.
[0038]
Moreover, as the specific frequency suppression means 108 and 109 in the above-described first embodiment, one constituted by all or part of a resistor, a coil, a capacitor, and a transmission line can be used.
[0039]
In the first embodiment described above, as the specific frequency suppression means 108 and 109, means having an impedance lower than the output impedance or input impedance of the diode 106 at a frequency twice the carrier wave of the input signal can be used. However, as the specific frequency suppression means 108 and 109, means having an impedance lower than the output impedance or input impedance of the diode 106 at a frequency that is an integral multiple of twice the carrier wave of the input signal can be used.
[0040]
As the specific frequency suppressing means 108 shown in FIG. 1, a means for suppressing the signal component (f2-f1) of the frequency difference between the input signals shown in FIG. 10 and its harmonic 2 (f2-f1) may be used. Alternatively, means for suppressing the signal components 2f1, 2f2, (f1 + f2) of at least one harmonic of the carrier wave of the input signal may be used. Similarly, as the specific frequency suppressing means 109, means for suppressing the signal component (f2-f1) of the frequency of the difference between the input signals and 2 (f2-f1) of the harmonics thereof may be used, or the carrier wave of the input signal A means for suppressing the signal components 2f1, 2f2, (f1 + f2) of at least one of the harmonics may be used.
[0041]
In addition, as shown in FIG. 11, between the connection point 110 and the output terminal 102, the signal component (f2-f1) of the frequency of the difference between the input signals and the harmonic 2 (f2-f1) thereof are suppressed. The frequency suppression unit 108a and the specific frequency suppression unit 109a for suppressing the signal components 2f1, 2f2, and (f1 + f2) of at least one harmonic of the carrier wave of the input signal are provided, and between the diode 106 and the resistor 107, Specific frequency suppression means 108b for suppressing the signal component (f2-f1) of the frequency of the difference between the input signals and its harmonic 2 (f2-f1), and the signal component 2f1 of at least one harmonic of the carrier wave of the input signal, Specific frequency suppression means 109b that suppresses 2f2 and (f1 + f2) may be provided.
[0042]
The specific frequency suppressing means 108a and the specific frequency suppressing means 109a are provided, the specific frequency suppressing means 108b and the specific frequency suppressing means 109b may not be provided, or the specific frequency suppressing means 108b and the specific frequency suppressing means 109b are provided. The specific frequency suppressing unit 108a and the specific frequency suppressing unit 109a may not be provided. In short, the nonlinear element is directly connected to one or both sides of the nonlinear element without any other element, and all or part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 101 is obtained. It is only necessary to include specific frequency suppression means for suppressing the frequency and / or the frequency of at least one harmonic of the carrier wave of the input signal.
[0043]
In addition, here, two waves having different frequencies have been described as input signals, but the same effect can be obtained even with modulated waves.
[0044]
Furthermore, in the first embodiment described above, the resistor 104, the electrode terminal 103, and the capacitor 105 are used as an example of the bias supply circuit of the predistortion circuit of the present invention, but the resistor 104 may be replaced with a λ / 4 line. Good. In this case, the bias supply circuit functions as a specific frequency suppression unit.
[0045]
(Embodiment 2)
Hereinafter, Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2A is a configuration diagram of the predistortion circuit according to the second embodiment of the present invention. As shown in FIG. 2A, the connection point 211 between the diode 206 and the output terminal 202 has a frequency from a frequency corresponding to DC to a frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 201. Specific frequency suppression means 209 having a lower impedance than the output impedance of the diode 206 is added at all or a part of the frequency, and the input terminal 201 is connected to the connection point 210 between the diode 206 and the resistor 204 from a frequency corresponding to direct current. Specific frequency suppression means 208 having a lower impedance than the input impedance of the diode 206 is added at all or a part of the frequency up to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to.
[0046]
Alternatively, a specific frequency suppression means 209 having a lower impedance than the output impedance of the diode 206 at a frequency twice that of the carrier wave of the input signal is added to the connection point 211 between the diode 206 and the output terminal 202, and the diode 206 and the resistor 204 are added. Specific frequency suppression means 208 having a lower impedance than the input impedance of the diode 206 may be added to the connection point 210 between the two at a frequency twice that of the carrier wave of the input signal.
[0047]
Alternatively, at the connection point 211 between the diode 206 and the output terminal 202, all or part of the frequency from a frequency corresponding to DC to a frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 201, and A specific frequency suppression means 209 having a lower impedance than the output impedance of the diode 2067 at a frequency twice that of the carrier wave is added, and a connection point 210 between the diode 206 and the resistor 204 is connected to the input terminal 201 from a frequency corresponding to a direct current. Specific frequency suppression means 208 is added which has a lower impedance than the input impedance of the diode 206 at all or a part of the frequency up to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input signal and twice the frequency of the carrier wave. May be.
[0048]
Note that only one of the specific frequency suppression units 208 and 209 may be connected to the diode 206.
[0049]
In the second embodiment of the present invention, the specific frequency suppression means 208 and 209 are used as an example of the specific frequency suppression means of the predistortion circuit of the present invention. The specific frequency suppression means 208 and 209 are shown in FIG. The signal component (f2-f1) of the frequency of the difference between the input signals and the harmonic 2 (f2-f1) thereof, and the signal components 2f1, 2f2, (f1 + f2) of at least one harmonic of the carrier wave of the input signal shown in FIG. It is a means to suppress etc.
[0050]
FIG. 2B is a diagram showing an example in which the specific frequency suppression means 208 and 209 are configured using lumped constant elements, and is an LC series resonance circuit in which a coil 213 and a capacitor 214 are connected in series. The connection terminal 212 is connected to the connection points 210 and 211, and the resonance frequency of the LC series resonance circuit is entirely from the frequency corresponding to direct current to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 201 or The element values of the coil 213 and the capacitor 214 are selected so as to correspond to a part of the frequencies, or the coil 213 and the capacitor 214 are set so that the resonance frequency of the LC series resonance circuit corresponds to twice the frequency of the carrier wave of the input signal. The element value may be selected.
[0051]
FIG. 2C is a diagram showing an example in which the specific frequency suppression means 208 and 209 are configured using transmission lines, and is an open stub using a λ / 8 line 216. If the connection terminal 215 is connected to the connection points 210 and 211 and the wavelength λ is one wavelength of the carrier wave and the line length of the λ / 8 line 216 is designed, the impedance becomes low with respect to 2f1, 2f2, and f1 + f2, and these signals are transmitted. Can be suppressed.
[0052]
FIG. 2D is a diagram showing an example in which the specific frequency suppression means 208 and 209 are configured using transmission lines and capacitors, and is a stub matching circuit in which a λ / 4 line 218 and a capacitor 219 are connected in series. The connection terminal 217 is connected to the connection points 210 and 211, the line length of the λ / 4 line 218 is designed assuming that the wavelength λ is one wavelength of the carrier wave, and the input input to the input terminal 201 from the frequency corresponding to DC A capacitor 219 whose impedance is sufficiently low at all or a part of the frequency up to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the signal is connected to the λ / 4 line 218, or the impedance at the frequency twice as high as the carrier wave of the input signal. A capacitor 219 having a sufficiently low impedance may be connected. Furthermore, in the λ / 4 line 218, all or a part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 201, and the frequency twice the carrier wave It is also possible to connect a capacitor 219 whose impedance is sufficiently low. In this way, in FIG. 2D, the impedance viewed from the terminal 217 is all or part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 201. The frequency is lower than the input (output) impedance of the diode 206 at a frequency twice that of the carrier wave.
[0053]
In this way, it is caused by distortion occurring at all or part of the frequency from the frequency corresponding to direct current to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 201 or twice the frequency of the carrier wave. By preventing the generation of unnecessary distortion components in the predistortion circuit, a distortion component having the same amplitude as that of the distortion component generated in the amplifier that is a distortion compensation target is generated in the predistortion circuit. By setting the amplitude of the signal input to the input terminal 201 and / or the voltage applied to the power supply terminal 203 so as to be output to the output terminal 202, the amplitudes of the intermodulation distortion components of the same order are substantially matched. be able to.
[0054]
In the second embodiment described above, in the predistortion circuit of the present invention, the diode 206 is used as an example of a nonlinear element, the resistor 204, the power supply terminal 203, and the capacitor 205 are used as an example of a bias supply circuit. As an example, the specific frequency suppression means 208 and 209 are used, respectively.
[0055]
In the second embodiment described above, as the specific frequency suppressing means 208 and 209, a conversion circuit having an impedance lower than the output impedance or input impedance of the diode 206 at a frequency twice the carrier wave of the input signal can be used. However, as the specific frequency suppression means 208, 209, a conversion circuit having an impedance lower than the output impedance or input impedance of the diode 206 at a frequency that is an integral multiple of twice the carrier wave of the input signal can be used.
[0056]
In addition, here, two waves having different frequencies have been described as input signals, but the same effect can be obtained even with modulated waves.
[0057]
(Embodiment 3)
Hereinafter, Embodiment 3 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 3A is a configuration diagram of a predistortion circuit according to the third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 3A, at a connection point 313 between the transistor 305 and the output terminal 302, a frequency corresponding to a direct current to a frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 301 is obtained. Specific frequency suppression means 311 having an impedance lower than the output impedance of the transistor 305 is added at all or a part of the frequency, and a connection point 314 between the transistor 305 and the input terminal 301 is connected to the input terminal from a frequency corresponding to DC. A specific frequency suppression unit 310 having a lower impedance than the input impedance of the transistor 305 is added at all or a part of the frequency up to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to 301.
[0058]
Alternatively, a specific frequency suppression unit 311 having a lower impedance than the output impedance of the transistor 305 at a frequency twice that of the carrier wave of the input signal is added to the connection point 313 between the transistor 305 and the output terminal 302. A specific frequency suppression unit 310 having an impedance lower than the input impedance of the transistor 305 may be added to the connection point 314 between the terminals 301 at a frequency twice that of the carrier wave of the input signal.
[0059]
Alternatively, at the connection point 313 between the transistor 305 and the output terminal 302, all or part of a frequency from a frequency corresponding to DC to a frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 301, and A specific frequency suppression means 311 having a lower impedance than the output impedance of the transistor 305 at a frequency twice that of the carrier wave is added, and a connection point 314 between the transistor 305 and the input terminal 301 is connected to the input terminal from a frequency corresponding to DC. A specific frequency suppression means 310 is added which is lower in impedance than the input impedance of the transistor 305 at all or part of the frequency up to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to 301 and twice the frequency of the carrier wave. May be.
[0060]
Note that only one of the specific frequency suppression means 310 and 311 may be connected to the transistor 305, and the resistor 306 connected to the connection point 312 and the connection point 315 may be a coil or a capacitor, or a resistor and a coil and a capacitor. It is good also as a passive circuit which consists of.
[0061]
In the third embodiment of the present invention, the specific frequency suppression means 310 and 311 are used as an example of the specific frequency suppression means of the predistortion circuit of the present invention. The specific frequency suppression means 310 and 311 are shown in FIG. The signal component (f2-f1) of the frequency of the difference between the input signals and the harmonic 2 (f2-f1) thereof, and the signal components 2f1, 2f2, (f1 + f2) of at least one harmonic of the carrier wave of the input signal shown in FIG. It is a means to suppress etc.
[0062]
FIG. 3B is a diagram showing an example in which the specific frequency suppression means 310 and 311 are configured using lumped constant elements, and is an LC series resonance circuit in which a coil 316 and a capacitor 317 are connected in series. The connection terminal 315 is connected to the connection points 313 and 314, and the resonance frequency of the LC series resonance circuit from the frequency corresponding to the direct current to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 301 or The element values of the coil 316 and the capacitor 317 are selected so as to correspond to a part of the frequencies, or the coil 316 and the capacitor 317 are set so that the resonance frequency of the LC series resonance circuit corresponds to twice the frequency of the carrier wave of the input signal. The element value may be selected.
[0063]
FIG. 3C is a diagram showing an example in which the specific frequency suppressing means 310 and 311 are configured using transmission lines, and is an open stub using a λ / 8 line 319. If the connection terminal 318 is connected to the connection points 313 and 314 and the line length of the λ / 8 line 319 is designed to correspond to λ / 8 at the fundamental frequency of the input signal, the impedance becomes low with respect to 2f1, 2f2, and f1 + f2. These signals can be suppressed.
[0064]
FIG. 3D is a diagram showing an example in which the specific frequency suppression means 310 and 311 are configured using transmission lines and capacitors, and is a stub matching circuit in which a λ / 4 line 321 and a capacitor 322 are connected in series. The connection terminal 320 is connected to the connection points 313 and 314, and the line length is designed so as to correspond to λ / 4 at the fundamental frequency of the input signal. A capacitor 322 having low impedance at all or part of the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal to be input is connected, or the λ / 4 line 321 is at a frequency twice as high as the carrier wave of the input signal. A capacitor 322 having low impedance may be connected. Further, the λ / 4 line 321 is low at all or part of the frequency from the frequency corresponding to direct current to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 301 and the frequency twice the carrier wave. It is also possible to connect a capacitor 322 serving as an impedance. In short, it is sufficient that the overall impedance of the λ / 4 line 321 and the capacitor 322 is smaller than the impedance of the transistor 305.
[0065]
In this way, it is caused by distortion occurring at all or part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 301 or twice the frequency of the carrier wave. By preventing the generation of unnecessary distortion components in the predistortion circuit, a distortion component having the same amplitude as that of the distortion component generated in the amplifier that is a distortion compensation target is generated in the predistortion circuit. By setting the amplitude of the signal input to the input terminal 301 and / or the voltage applied to the power supply terminal 303 so as to be output to the output terminal 302, the amplitudes of the intermodulation distortion components of the same order are substantially matched. be able to.
[0066]
In the above-described third embodiment, in the predistortion circuit of the present invention, the transistor 305 is used as an example of a nonlinear element, the resistor 308, the power supply terminal 303, and the capacitor 309 are used as an example of a bias supply circuit. As an example, specific frequency suppression means 310 and 311 are used, respectively.
[0067]
Further, although the specific frequency suppression means 310 and 311 are connected to the connection points 313 and 314 in FIG. 3A, even if the specific frequency suppression means is added to the connection point 330 between the gate of the transistor 305 and the resistor 308, All or a part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal 301, and / or the frequency of at least one harmonic of the carrier wave of the input signal Can be suppressed.
[0068]
In addition, here, two waves having different frequencies have been described as input signals, but the same effect can be obtained even with modulated waves.
[0069]
Specific examples of the predistortion circuit according to the embodiment of the present invention using a diode as a nonlinear element other than the above-described first to third embodiments will be described below with reference to FIGS.
[0070]
FIG. 4 shows an example in which lumped constant elements 410 and 412 such as resistors, coils, and capacitors are connected to the anode and cathode of the diode 411. Note that the lumped constant elements 410 and 412 such as resistors, coils, and capacitors may be passive circuits including lumped constant elements such as resistors, coils, and capacitors.
[0071]
FIG. 7 shows an example in which lumped constant elements 423 and 425 such as resistors, coils, and capacitors are connected to the anode and cathode of the diode 424. Note that the lumped constant elements 423 and 425 such as resistors, coils, and capacitors may be passive circuits composed of lumped elements such as resistors, coils, and capacitors.
[0072]
FIG. 8 shows an example of a circuit configuration in which two diodes 437 and 440 are combined. Two or more diodes can be combined.
[0073]
In each of the predistortion compensation circuits of FIGS. 4, 7 and 8 described above, the specific frequency suppression means composed of the λ / 4 line and the capacitor has a lower impedance than the input impedance or output impedance of the diode. In the distortion compensation circuit, the magnitudes of the amplitudes of the intermodulation distortion components of the same order can be substantially matched.
[0074]
Note that a power amplifying apparatus including the predistortion circuit described in each of the above-described embodiments and an amplifier that amplifies a signal from the predistortion circuit also belongs to the present invention. An example of the amplifier corresponds to the amplifier shown in FIG.
[0075]
An amplifier shown in FIG. 12 includes an input terminal 1301 for inputting a signal, a first matching circuit 1302 connected to the input terminal 1301, and a transistor 1303 whose gate is connected to the first matching circuit 1302. The second matching circuit 1304 connected to the drain of the transistor 1303, the output terminal 1305 for outputting a signal, the first matching circuit 1302, and the transistor 1303 connected to the second matching circuit 1304 Occupying the input signal input to the input terminal from the first bias circuit 1306 connected between the first bias circuit 1306 and the frequency corresponding to the direct current connected between the first bias circuit 1306 and the transistor 1303 All or part of the frequency up to the frequency corresponding to the bandwidth and / or at least one high of the carrier of the input signal First specific frequency suppression means 1307 for suppressing the frequency of the wave, a second bias circuit 1308 connected between the second matching circuit 1304 and the transistor 1303, the second bias circuit 1308 and the transistor 1303 And all or part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal, and / or at least one of the carrier waves of the input signal And a second specific frequency suppressing means 1309 for suppressing the frequency of two harmonics.
[0076]
As shown in FIG. 12, on the input side and / or output side of the transistor 1303, all or part of the frequency from the frequency corresponding to DC to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal By providing the specific frequency suppressing means 1307 and 1309 for suppressing the frequency of at least one harmonic of the carrier wave of the input signal, it is also possible to suppress unbalance of signal distortion generated by the amplifier. Therefore, when an amplifier as shown in FIG. 12 is used, the effect of suppressing unbalance of signal distortion in the entire power amplifying device is increased. Note that the circuit illustrated in FIG. 13 can be used as an example of the second bias circuit 1308. When the circuit illustrated in FIG. 13 is used as the second bias circuit 1308, the second bias circuit 1308 has a specific frequency. It functions as a suppression means.
[0077]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, the present invention can provide a predistortion compensation circuit that generates an intermodulation distortion component that can substantially cancel the intermodulation distortion component generated in the amplifier.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a predistortion circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a predistortion compensation circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a configuration diagram of a predistortion circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram of a predistortion circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram for explaining the configuration and principle of a predistortion method;
FIG. 6 is a diagram for explaining a problem;
FIG. 7 is a configuration diagram of a predistortion circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a configuration diagram of a predistortion circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a configuration diagram of a conventional predistortion circuit.
FIG. 10 is a diagram for explaining a problem;
FIG. 11 is a configuration diagram of a predistortion circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a configuration diagram of an amplifier according to an embodiment of the present invention.
13 is a diagram illustrating an example of a second bias circuit 1308. FIG.
[Explanation of symbols]
101, 201, 301 input terminals
102, 202, 302 Output terminal
110, 111, 210, 211, 312, 313, 314 Connection point
112, 115, 117, 212, 215, 217, 315, 318, 320 connection terminal
106,206 Diode
305 transistor
108, 109, 208, 209, 310, 311 Specific frequency suppression means
104, 107, 204, 207, 306, 308 Resistance
105, 114, 119, 205, 214, 219, 309, 317, 322 capacitors
113, 213, 304, 307, 316 Coil
116, 216, 319 λ / 8 line
118, 218, 321 λ / 4 line

Claims (11)

所定の信号を入力する入力端子と、
信号を出力する出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に接続された非線形素子と、
前記非線形素子に電圧を印加するためのバイアス供給回路と、
前記非線形素子の片側または両側に他の素子を介さずに接続点で直接接続された少なくとも一つの特定周波数抑圧手段とを備え、
直流に相当する周波数から、前記入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部または一部の周波数において、前記接続点から前記特定周波数抑圧手段をみたインピーダンスが、前記接続点から前記非線形素子をみたインピーダンスよりも低いインピーダンス値に設定され、
直流に相当する周波数から、前記入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部または一部の周波数に発生する歪が抑圧された信号が、前記出力端子から出力される前置歪補償回路。An input terminal for inputting a predetermined signal;
An output terminal for outputting a signal;
A non-linear element connected between the input terminal and the output terminal ;
A bias supply circuit for applying a voltage to the nonlinear element;
And at least one specific frequency suppression means are directly connected at the connection point without passing through the other elements on one or both sides of the non-linear element,
In all or a part of the frequency from the frequency corresponding to direct current to the frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal, the impedance of the specific frequency suppression means viewed from the connection point is the connection Is set to an impedance value lower than the impedance of the nonlinear element viewed from the point,
A signal in which distortion generated in all or part of the frequency from a frequency corresponding to direct current to a frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal is suppressed is output from the output terminal. Predistortion compensation circuit. 所定の信号を入力する入力端子と、
信号を出力する出力端子と、
前記入力端子と前記出力端子との間に接続された非線形素子と、
前記非線形素子に電圧を印加するためのバイアス供給回路と、
前記非線形素子の片側または両側に他の素子を介さずに接続点で直接接続された少なくとも一つの特定周波数抑圧手段とを備え、
前記入力信号の搬送波のｎ倍の周波数（ｎは２以上の整数）において、前記接続点から前記特定周波数抑圧手段をみたインピーダンスが、前記接続点から前記非線形素子をみたインピーダンスよりも低いインピーダンス値に設定され、
前記入力信号の搬送波のｎ倍の周波数に発生する歪が抑圧された信号が、前記出力端子から出力される前置歪補償回路。 An input terminal for inputting a predetermined signal;
An output terminal for outputting a signal;
A non-linear element connected between the input terminal and the output terminal;
A bias supply circuit for applying a voltage to the nonlinear element;
Comprising at least one specific frequency suppressing means directly connected at a connection point on one side or both sides of the nonlinear element without passing through another element;
In the input signal of the carrier of n times the frequency (n is an integer of 2 or more), the impedance viewed the specific frequency suppression unit from the connection point is lower than the impedance viewed the nonlinear element from the connection point impedance value Set to
A predistortion compensation circuit in which a signal in which distortion generated at a frequency n times the carrier wave of the input signal is suppressed is output from the output terminal . 前記非線形素子は、前記入力端子と前記出力端子との接続点と、アースとの間に設けられている請求項１または２に記載の前置歪補償回路。  The predistortion circuit according to claim 1, wherein the nonlinear element is provided between a connection point between the input terminal and the output terminal and a ground. 前記非線形素子は、前記入力端子と前記出力端子との間に接続されている請求項１または２に記載の前置歪補償回路。  The predistortion compensation circuit according to claim 1, wherein the nonlinear element is connected between the input terminal and the output terminal. 前記非線形素子はトランジスタであり、前記入力端子は前記トランジスタのドレインおよびソースの一方に接続され、前記出力端子は前記トランジスタのドレインおよびソースの他方に接続され、前記バイアス供給回路は前記トランジスタのゲートに接続されている請求項１または２に記載の前置歪補償回路。  The nonlinear element is a transistor, the input terminal is connected to one of a drain and a source of the transistor, the output terminal is connected to the other of the drain and the source of the transistor, and the bias supply circuit is connected to the gate of the transistor. The predistortion circuit according to claim 1 or 2, wherein the predistortion circuit is connected. 前記特定周波数抑圧手段は、抵抗、コイル、コンデンサ、および伝送線路の全部または一部で構成されている請求項１から５のいずれかに記載の前置歪補償回路。  The predistortion circuit according to any one of claims 1 to 5, wherein the specific frequency suppression means includes a resistor, a coil, a capacitor, and a transmission line. 前記非線形素子は、ダイオードで構成されている請求項１から４のいずれかに記載の前置歪補償回路。  5. The predistortion circuit according to claim 1, wherein the nonlinear element includes a diode. 前記非線形素子は、トランジスタで構成されている請求項１から４のいずれかに記載の前置歪補償回路。  The predistortion circuit according to any one of claims 1 to 4, wherein the nonlinear element is formed of a transistor. 請求項１から８のいずれかに記載の前置歪補償回路と、その前置歪補償回路からの信号を増幅する増幅器とを備えた電力増幅装置。  9. A power amplifying apparatus comprising: the predistortion circuit according to claim 1; and an amplifier that amplifies a signal from the predistortion circuit. 前記増幅器は、前記前置歪補償回路からの出力信号を入力する入力端子と、
その入力端子と接続している第１の整合回路と、
その第１の整合回路とゲートが接続しているトランジスタと、
そのトランジスタのドレインと接続している第２の整合回路と、
その第２の整合回路と接続しており、信号を出力する出力端子と、
前記第１の整合回路と前記トランジスタとの間に接続された第１のバイアス回路と、
前記第２の整合回路と前記トランジスタとの間に接続された第２のバイアス回路と、
前記トランジスタの片側または両側に他の素子を介さず直接接続され、直流に相当する周波数から、前記入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数に発生する歪、および／または前記入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の周波数に発生する歪を抑圧する特定周波数抑圧手段とで構成されている請求項９に記載の電力増幅装置。The amplifier has an input terminal for inputting an output signal from the predistortion circuit ,
A first matching circuit connected to the input terminal;
A transistor whose gate is connected to the first matching circuit;
A second matching circuit connected to the drain of the transistor;
An output terminal connected to the second matching circuit and outputting a signal;
A first bias circuit connected between the first matching circuit and the transistor;
A second bias circuit connected between the second matching circuit and the transistor;
Which is connected directly without the intervention of the other elements on one or both sides of the transistor, the frequency corresponding to the DC, the whole or part of the frequency up to a frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal at least one power amplifier of claim 9 which is composed of a specific frequency suppressing means for suppressing the distortion generated in the frequency of the harmonics of the carrier wave generated distortion, and / or the input signal. 前記増幅器は、前記前置歪補償回路からの出力信号を入力する入力端子と、
その入力端子と接続している第１の整合回路と、
その第１の整合回路とベースが接続しているトランジスタと、
そのトランジスタのコレクタと接続している第２の整合回路と、
その第２の整合回路と接続しており、信号を出力する出力端子と、
前記第１の整合回路と前記トランジスタとの間に接続された第１のバイアス回路と、
前記第２の整合回路と前記トランジスタとの間に接続された第２のバイアス回路と、
前記トランジスタの片側または両側に他の素子を介さず直接接続され、直流に相当する周波数から、前記入力端子に入力される入力信号の占有帯域幅に相当する周波数までの全部もしくは一部の周波数に発生する歪、および／または前記入力信号の搬送波の少なくとも一つの高調波の周波数に発生する歪を抑圧する特定周波数抑圧手段とで構成されている請求項９に記載の電力増幅装置。The amplifier has an input terminal for inputting an output signal from the predistortion circuit ,
A first matching circuit connected to the input terminal;
A transistor whose base is connected to the first matching circuit;
A second matching circuit connected to the collector of the transistor;
An output terminal connected to the second matching circuit and outputting a signal;
A first bias circuit connected between the first matching circuit and the transistor;
A second bias circuit connected between the second matching circuit and the transistor;
Which is connected directly without the intervention of the other elements on one or both sides of the transistor, the frequency corresponding to the DC, the whole or part of the frequency up to a frequency corresponding to the occupied bandwidth of the input signal input to the input terminal at least one power amplifier of claim 9 which is composed of a specific frequency suppressing means for suppressing the distortion generated in the frequency of the harmonics of the carrier wave generated distortion, and / or the input signal.
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