JPH1141042A - Microwave amplifier - Google Patents
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- JPH1141042A JPH1141042A JP9192761A JP19276197A JPH1141042A JP H1141042 A JPH1141042 A JP H1141042A JP 9192761 A JP9192761 A JP 9192761A JP 19276197 A JP19276197 A JP 19276197A JP H1141042 A JPH1141042 A JP H1141042A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、増幅素子として
トランジスタ等の半導体素子を用いたマイクロ波及びミ
リ波で使用されるマイクロ波増幅器に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a microwave amplifier using a semiconductor element such as a transistor as an amplifying element and used in microwaves and millimeter waves.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ここではマイクロ波半導体増幅素子とし
て電解効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いて説明する。
図１０は例えば特開昭５７−１５５１０号公報及び特開
昭６２−２０９９０９号公報と同様な従来のマイクロ波
増幅器の一例を示す構成図である。図１０において、１
は入力側ＤＣカットのコンデンサ、２は入力側伝送線
路、３はバイアス供給用マイクロストリップ線路、４は
抵抗、５はコンデンサを示し、上記バイアス供給用マイ
クロストリップ線路３と抵抗４及びコンデンサ５によ
り、増幅素子として電解効果トランジスタ（ＦＥＴ）を
用いたマイクロ波増幅回路９の入力側バイアス回路１７
を構成する。６は入力側ＤＣ電源、１５は出力側のＤＣ
カットのコンデンサ、１６は出力整合回路、２０はバイ
アス回路の接続点である。2. Description of the Related Art Here, an explanation will be given using a field effect transistor (FET) as a microwave semiconductor amplifying element.
FIG. 10 is a block diagram showing an example of a conventional microwave amplifier similar to, for example, JP-A-57-15510 and JP-A-62-209909. In FIG. 10, 1
Is an input side DC cut capacitor, 2 is an input side transmission line, 3 is a bias supply microstrip line, 4 is a resistor, 5 is a capacitor, and the bias supply microstrip line 3, a resistor 4 and a capacitor 5 Input side bias circuit 17 of microwave amplification circuit 9 using a field effect transistor (FET) as an amplification element
Is configured. 6 is an input side DC power supply, 15 is an output side DC power supply.
A cut capacitor, 16 is an output matching circuit, and 20 is a connection point of a bias circuit.
【０００３】図１０において、バイアス供給用マイクロ
ストリップ線路３の電気長は増幅器設計周波数で１／４
波長に設定され、低周波数ではバイアス供給用マイクロ
ストリップ線路３の電気長はほとんど無視できるため、
図１０に示すマイクロ波増幅回路９の入力側バイアス回
路１７は、図１１に示す回路で表すことができる。一般
に、増幅器は、低周波数では利得が高く発振等の不安定
動作を起こす傾向があるため、図１１に示すように、入
力側バイアス回路１７に抵抗４を設けて、マイクロ波増
幅回路９のＦＥＴに対する入力側の整合条件を変化させ
低周波での発振を阻止することができるという利点があ
る。In FIG. 10, the electrical length of a bias supply microstrip line 3 is 1/4 at the amplifier design frequency.
Wavelength, and at low frequencies, the electrical length of the bias supply microstrip line 3 can be almost ignored.
The input-side bias circuit 17 of the microwave amplification circuit 9 shown in FIG. 10 can be represented by the circuit shown in FIG. In general, an amplifier has a high gain at low frequencies and tends to cause unstable operation such as oscillation. Therefore, as shown in FIG. There is an advantage that the matching condition on the input side with respect to can be changed and oscillation at low frequency can be prevented.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】一般に、マイクロ波増
幅回路９内ＦＥＴの有する有能利得は低周波数帯で非常
に大きいため、増幅器全体でも低周波数帯では高い利得
を有することが多い。図１０に示した従来のマイクロ波
増幅回路９の入力側バイアス回路１７は低周波数におい
て図１１で表される回路となるため、低周波でのマイク
ロ波増幅回路９の整合条件を変化させることができる。
しかし、従来技術では発振等の増幅器不安定動作を除去
することが目的であり、低周波数で増幅器の有する利得
を十分に低減させる回路とはならない。Generally, the effective gain of the FET in the microwave amplifying circuit 9 is very large in a low frequency band, so that the whole amplifier often has a high gain in a low frequency band. Since the input side bias circuit 17 of the conventional microwave amplifier circuit 9 shown in FIG. 10 is a circuit shown in FIG. 11 at a low frequency, it is possible to change the matching condition of the microwave amplifier circuit 9 at a low frequency. it can.
However, the purpose of the prior art is to eliminate the unstable operation of the amplifier such as oscillation, and does not provide a circuit for sufficiently reducing the gain of the amplifier at a low frequency.
【０００５】低周波数でマイクロ波増幅器に利得が存在
する場合、マルチキャリア入力時に問題が発生する。マ
イクロ波増幅器にマルチキャリアの入力がされたときに
増幅器非線形性により入力側に低周波数信号が発生する
が、当該マイクロ波増幅器が低周波数で利得を持つ場
合、その低周波数信号がマイクロ波増幅器により増幅さ
れるという問題点がある。この信号はＤＣ電源の消費量
を増やすだけでなく、出力側のバイアスカットのキャパ
シタンスの存在により増幅器外側に出力されることがな
いため、増幅素子の出力端子（ドレイン端子）に大振幅
の低周波信号を発生させるという問題点がある。このよ
うに発生する入出力の低周波信号は増幅器の動作を不安
定にさせるとともに、ＲＦ帯での増幅器の出力電力およ
び歪み特性を悪化させるという問題点がある。[0005] When gain is present in the microwave amplifier at low frequencies, a problem occurs at the time of multi-carrier input. When a multi-carrier is input to the microwave amplifier, a low-frequency signal is generated on the input side due to amplifier nonlinearity, but when the microwave amplifier has a gain at a low frequency, the low-frequency signal is generated by the microwave amplifier. There is a problem of amplification. This signal not only increases the power consumption of the DC power supply, but also is not output to the outside of the amplifier due to the presence of the output-side bias cut capacitance. There is a problem of generating a signal. The input / output low-frequency signal generated as described above has a problem that the operation of the amplifier becomes unstable and the output power and distortion characteristics of the amplifier in the RF band are deteriorated.
【０００６】この発明は上述した従来例に係る問題点を
解消するためになされたもので、低周波数で増幅器の有
する利得を十分に低減させて、発振等の増幅器の不安定
動作を除去することができるマイクロ波増幅器を得るこ
とを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems of the prior art, and it is an object of the present invention to sufficiently reduce the gain of an amplifier at a low frequency to eliminate unstable operation of the amplifier such as oscillation. It is an object of the present invention to obtain a microwave amplifier capable of performing the following.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】この発明に係るマイクロ
波増幅器は、半導体素子を有するマイクロ波増幅回路
と、このマイクロ波増幅回路の入力端子及び出力端子に
それぞれ接続された入力側伝送線路及び出力側伝送線路
と、上記マイクロ波増幅回路と上記入力側及び出力側伝
送線路との各接続点に一端が接続された所定の長さを有
するバイアス供給線路及び該バイアス供給線路の他端に
それぞれ接続されたコンデンサを有する入力側及び出力
側バイアス回路とを備えたマイクロ波増幅器において、
上記入力側バイアス回路の入力側伝送線路への接続点と
上記マイクロ波増幅回路の入力端子との間に、抵抗とコ
ンデンサとの並列回路を装荷したことを特徴とするもの
である。SUMMARY OF THE INVENTION A microwave amplifier according to the present invention includes a microwave amplifier circuit having a semiconductor element, and an input-side transmission line and an output connected to an input terminal and an output terminal of the microwave amplifier circuit, respectively. A transmission line, a bias supply line having a predetermined length connected at one end to each connection point between the microwave amplification circuit and the input and output transmission lines, and connected to the other end of the bias supply line, respectively. A microwave amplifier comprising an input side and an output side bias circuit having a divided capacitor,
A parallel circuit of a resistor and a capacitor is loaded between a connection point of the input-side bias circuit to the input-side transmission line and an input terminal of the microwave amplifier circuit.
【０００８】また、上記出力側バイアス回路の出力側伝
送線路への接続点と上記マイクロ波増幅回路の出力端子
との間に、抵抗とコンデンサとの並列回路を装荷したこ
とを特徴とするものである。Further, a parallel circuit of a resistor and a capacitor is loaded between a connection point of the output side bias circuit to the output side transmission line and an output terminal of the microwave amplification circuit. is there.
【０００９】また、上記並列回路の抵抗は、上記入力側
バイアス回路の入力側伝送線路への接続点と上記マイク
ロ波増幅回路の入力端子との間の伝送線路または上記マ
イクロ波増幅回路の出力端子と上記出力側バイアス回路
の出力側伝送線路への接続点との間の伝送線路中に設け
た間隙に装荷されてなるシート抵抗でなり、上記並列回
路のコンデンサは、間隙を隔てて設けられた両側の伝送
線路のうちいずれか一方の伝送線路上に装荷されたチッ
プキャパシタでなり、このチップキャパシタは他方の伝
送線路にリボンを介して接続されてなることを特徴とす
るものである。Further, the resistance of the parallel circuit is determined by the transmission line between the connection point of the input side bias circuit to the input side transmission line and the input terminal of the microwave amplification circuit or the output terminal of the microwave amplification circuit. And a sheet resistance loaded in a gap provided in the transmission line between the connection point of the output side bias circuit and the output side transmission line, and the capacitor of the parallel circuit is provided with a gap therebetween. It is a chip capacitor loaded on one of the transmission lines on both sides, and this chip capacitor is connected to the other transmission line via a ribbon.
【００１０】また、上記入力側バイアス回路のコンデン
サは、周波数特性の互いに異なる複数のコンデンサの並
列接続体でなることを特徴とするものである。[0010] The capacitor of the input-side bias circuit is characterized in that it is a parallel connection of a plurality of capacitors having different frequency characteristics.
【００１１】また、上記出力側バイアス回路のコンデン
サは、周波数特性の互いに異なる複数のコンデンサの並
列接続体でなることを特徴とするものである。Further, the capacitor of the output side bias circuit is characterized in that it is a parallel connection of a plurality of capacitors having different frequency characteristics.
【００１２】また、上記マイクロ波増幅回路の半導体素
子の入力側に、他端がコンデンサに接続される所定の長
さを有する伝送線路を接続したことを特徴とするもので
ある。Further, a transmission line having a predetermined length, the other end of which is connected to a capacitor, is connected to an input side of the semiconductor element of the microwave amplification circuit.
【００１３】さらに、上記マイクロ波増幅回路の半導体
素子の出力側に、他端がコンデンサに接続される所定の
長さを有する伝送線路を接続したことを特徴とするもの
である。Further, a transmission line having a predetermined length, the other end of which is connected to a capacitor, is connected to the output side of the semiconductor element of the microwave amplification circuit.
【００１４】[0014]
実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１によるマ
イクロ波増幅器を示す構成図である。図１において、１
はＤＣカットキャパシタ、２は入力側伝送線路、３は所
定の長さを有するバイアス供給用ストリップ線路、４は
抵抗、５はコンデンサを示し、上記バイアス供給用マイ
クロストリップ線路３と抵抗４及びコンデンサ５によ
り、増幅素子として電解効果トランジスタ（ＦＥＴ）を
用いたマイクロ波増幅回路９の入力側バイアス回路を構
成する。６は入力側ＤＣ電源、７ａ，７ｂは抵抗、８
ａ，８ｂはコンデンサ、１０と１２は出力側バイアス回
路を構成するバイアス供給用マイクロストリップ線路と
コンデンサ、１３は出力側ＤＣ電源、１４は出力側伝送
線路、１５はＤＣカットキャパシタを示し、上記入力側
及び出力側バイアス回路を構成するコンデンサ５及び１
２は低周波信号をショートさせるのに十分大きな容量を
有する。なお、２０及び２２は入力側及び出力側バイア
ス回路の接続点である。Embodiment 1 FIG. FIG. 1 is a configuration diagram showing a microwave amplifier according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, 1
Is a DC cut capacitor, 2 is an input side transmission line, 3 is a strip line for bias supply having a predetermined length, 4 is a resistor, 5 is a capacitor, and the microstrip line 3 for bias supply, a resistor 4 and a capacitor 5 are shown. Thereby, an input side bias circuit of the microwave amplification circuit 9 using a field effect transistor (FET) as an amplification element is configured. 6 is an input side DC power supply, 7a and 7b are resistors, 8
a and 8b are capacitors, 10 and 12 are bias supply microstrip lines and capacitors constituting an output side bias circuit, 13 is an output side DC power supply, 14 is an output side transmission line, 15 is a DC cut capacitor, 5 and 1 constituting the output side and output side bias circuits
2 has a capacitance large enough to short the low frequency signal. In addition, 20 and 22 are connection points of the input side and output side bias circuits.
【００１５】ここで、図１の（ａ）に示す回路例は、抵
抗７ａとコンデンサ８ａとの並列回路をマイクロ波増幅
回路９の入力側に設けて、低周波帯での増幅器利得のみ
を低下させるようにしており、また、図１の（ｂ）に示
す回路例は、抵抗７ｂとコンデンサ８ｂとの並列回路を
マイクロ波増幅回路９の出力側に設けて、低周波帯での
増幅器利得のみを低下させるようにしている。Here, in the circuit example shown in FIG. 1A, a parallel circuit of a resistor 7a and a capacitor 8a is provided on the input side of the microwave amplifier circuit 9 to reduce only the amplifier gain in a low frequency band. In the circuit example shown in FIG. 1B, a parallel circuit of a resistor 7b and a capacitor 8b is provided on the output side of the microwave amplifier circuit 9 so that only the amplifier gain in a low frequency band is obtained. Is to be reduced.
【００１６】また、上記マイクロ波増幅回路９は、一般
に、整合回路を含むＦＥＴとして表現され、その内部は
図２のように表せられる。マイクロ波増幅回路９は、図
２に示すように、入力整合回路３０ａ，３０ｂと、出力
側整合回路３２ａ，３２ｂと、ＦＥＴ等のマイクロ波増
幅素子３１ａ，３１ｂとを備える。３３ａ，３３ｂはＦ
ＥＴゲート端子、３４ａ，３４ｂはＦＥＴドレイン端子
である。ここでは、２分配・合成増幅回路として表した
が、いかなる構成の増幅回路でもよい。The microwave amplifying circuit 9 is generally represented as an FET including a matching circuit, and the inside thereof is represented as shown in FIG. As shown in FIG. 2, the microwave amplification circuit 9 includes input matching circuits 30a and 30b, output matching circuits 32a and 32b, and microwave amplification elements 31a and 31b such as FETs. 33a and 33b are F
ET gate terminals, 34a and 34b are FET drain terminals. Although shown as a two-partition / synthesis amplifier circuit here, an amplifier circuit of any configuration may be used.
【００１７】次に動作について説明する。まず、図１の
（ａ）に示す回路例において、ＤＣカットキャパシタ１
を通ったマイクロ波は、入力側伝送線路２及びコンデン
サ８を通ってマイクロ波増幅回路９に伝達される。マイ
クロ波増幅回路９で増幅された信号は、出力側伝送線路
１４及びＤＣカットのキャパシタ１５を通って外部に出
力される。なお、入力側バイアス回路を構成する抵抗４
は、低周波数での増幅器の発振等の不安定動作を抑圧す
るために設けられた抵抗で、従来例と同様に機能する。Next, the operation will be described. First, in the circuit example shown in FIG.
The microwave passed through is transmitted to the microwave amplification circuit 9 through the input-side transmission line 2 and the capacitor 8. The signal amplified by the microwave amplifier circuit 9 is output to the outside through the output side transmission line 14 and the DC cut capacitor 15. Note that the resistor 4 constituting the input-side bias circuit
Is a resistor provided to suppress unstable operation such as oscillation of the amplifier at a low frequency, and functions similarly to the conventional example.
【００１８】ここで、上記マイクロ波増幅回路９の非線
形性により発生する低周波信号について説明する。高出
力増幅回路では、入力電力が上昇すると増幅素子が非線
形領域に入り、出力が飽和する。このような場合、出力
信号波形が歪むため、増幅しようとする基本波信号だけ
でなく、その高調波信号等も発生する。増幅回路にマル
チキャリア信号を入力された場合、上記非線形性より出
力側に相互変調歪み成分が発生する。マルチキャリア信
号として互いに近接した２波が入力された場合を例に取
り説明する。Here, a low-frequency signal generated by the nonlinearity of the microwave amplification circuit 9 will be described. In a high-output amplifier circuit, when the input power increases, the amplification element enters a non-linear region, and the output is saturated. In such a case, since the output signal waveform is distorted, not only a fundamental signal to be amplified but also a harmonic signal thereof is generated. When a multicarrier signal is input to the amplifier circuit, an intermodulation distortion component is generated on the output side due to the nonlinearity. A case will be described as an example where two waves that are close to each other are input as a multicarrier signal.
【００１９】今、増幅する信号２波の周波数をｆ1，ｆ2
（ｆ1＞ｆ2）とすると、その相互変調歪み成分は次式で
表せれる。 ｆmn＝ｍｆ1＋ｎｆ2 ・・・（１） （１）式において、ｍ,ｎは整数である。（ｍ,ｎ）＝
（ｍ，−ｍ）のとき歪み成分は ｆm＝ｍ（ｆ1−ｆ2） ・・・（２） となり、ＫＨｚ〜ＭＨｚオーダーの低周波信号が増幅回
路の出力側に発生する。出力側に発生した信号は、増幅
回路のアイソレーションや電源回路を介して入力側にも
発生する。Now, let the frequencies of the two signals to be amplified be f 1 and f 2
If (f 1 > f 2 ), the intermodulation distortion component is expressed by the following equation. f mn = mf 1 + nf 2 (1) In the equation (1), m and n are integers. (M, n) =
(M, -m) distortion components when the f m = m (f 1 -f 2) ··· (2) , and the low frequency signal KHz~MHz orders generated at the output side of the amplifier circuit. The signal generated on the output side is also generated on the input side via the isolation of the amplifier circuit and the power supply circuit.
【００２０】一般に、マイクロ波増幅回路９のマイクロ
波増幅素子３１ａ，３１ｂは、低周波数ほど高い有能利
得を有するため、特別にこの利得を低減する回路構成を
用いない場合には増幅回路全体でも低周波数帯で利得を
有することが多い。従来例のように、入力側に抵抗４を
装荷しＲＦ帯に影響しないように低周波での整合条件を
変化させることで利得を低下させ増幅回路を安定に動作
させた場合でも絶対値として大きな利得を有する傾向が
ある。In general, the microwave amplifier elements 31a and 31b of the microwave amplifier circuit 9 have a higher effective gain as the frequency becomes lower. Therefore, when a circuit configuration for reducing the gain is not used, the entire amplifying circuit can be used. It often has gain in the low frequency band. As in the conventional example, even when the resistor 4 is loaded on the input side and the matching condition at a low frequency is changed so as not to affect the RF band, the gain is reduced and the amplifier circuit operates stably. They tend to have gain.
【００２１】このように、マイクロ波増幅回路９が低周
波数帯で利得を有する場合、入力側に発生した信号は出
力側に増幅される。また、発生した低周波帯の信号は出
力側ＤＣカットのコンデンサ１５の存在により増幅回路
外側にほとんど出力されない。この結果、この過程が連
続することにより増幅回路入力及び出力側に大振幅の低
周波信号が発生する。As described above, when the microwave amplifier circuit 9 has a gain in a low frequency band, a signal generated on the input side is amplified on the output side. Further, the generated low frequency band signal is hardly output to the outside of the amplifier circuit due to the presence of the output-side DC cut capacitor 15. As a result, a low frequency signal having a large amplitude is generated at the input and output sides of the amplifier circuit due to the continuation of this process.
【００２２】このＦＥＴのドレインおよびゲート側に発
生した低周波信号は、入力側及び出力側ＤＣ電源６及び
１３のバイアスにより設定されたＦＥＴ３１ａ，３１ｂ
のバイアス点を変動させるため、増幅器の動作状態を変
え、増幅器を不安定動作させるとともに、ＲＦの出力電
力及び歪み特性を劣化させる等の現象を生む。図３に一
例として従来技術で構成されたＲＦ帯で設計されたマイ
クロ波増幅回路９が低周波数で有する利得を示す。図３
に示すように、１５０ＭＨｚ付近に利得ピークが存在す
ることがわかる。また、図４（ａ）,（ｂ）に互いに近
接するＲＦ２波の周波数間隔をそれぞれ５ＭＨｚ,１５
０ＭＨｚとしたときに増幅回路出力側に発生する電圧信
号波形を示す。それぞれの場合に（２）式で周波数ｆ1
で与えられる５ＭＨｚ,１５０ＭＨｚの低周波信号が発
生し、利得のある周波数で大振幅の低周波信号が発生す
る。The low-frequency signals generated on the drain and gate sides of this FET are supplied to the FETs 31a and 31b set by the bias of the input and output DC power supplies 6 and 13.
In this case, the operation state of the amplifier is changed to cause unstable operation of the amplifier, and phenomena such as deterioration of RF output power and distortion characteristics are caused. FIG. 3 shows, as an example, the gain that the microwave amplification circuit 9 designed in the RF band configured by the conventional technique has at a low frequency. FIG.
As shown in FIG. 7, it can be seen that a gain peak exists near 150 MHz. 4A and 4B, the frequency intervals of the RF2 waves approaching each other are set to 5 MHz and 15 MHz, respectively.
5 shows a voltage signal waveform generated on the output side of the amplifier circuit when the frequency is set to 0 MHz. In each case, the frequency f 1 is given by equation (2).
, A low-frequency signal of 5 MHz and 150 MHz is generated, and a low-frequency signal of large amplitude is generated at a frequency having a gain.
【００２３】本実施の形態１で述べるマイクロ波増幅器
では、マルチキャリア増幅時にこのように問題となる低
周波帯での利得を大きく低減させるために、図１（ａ）
に示すように、バイアス回路の接続点２０とマイクロ波
増幅回路９の入力端子との間に、抵抗７ａとコンデンサ
８ａとの並列回路（ＲＣ並列回路）を装荷する。ここ
で、コンデンサ８ａのリアクタンスは（２）式で表され
る低周波信号にとっては十分大く、ＲＦ信号については
十分小さなリアクタンスとなる値に設定される。このた
め、ＲＦ信号についてはコンデンサ８ａを信号が通るた
めほとんどＲＦ帯の特性に影響を与えない。一方、
（２）式で表される低周波信号については、コンデンサ
８ａのリアクタンスが大きいため抵抗７で吸収される。In the microwave amplifier described in the first embodiment, in order to greatly reduce the gain in the low frequency band, which is a problem during multicarrier amplification, FIG.
As shown in (1), a parallel circuit (RC parallel circuit) of the resistor 7a and the capacitor 8a is loaded between the connection point 20 of the bias circuit and the input terminal of the microwave amplifier circuit 9. Here, the reactance of the capacitor 8a is set to a value that is sufficiently large for the low-frequency signal represented by the equation (2) and sufficiently small for the RF signal. Therefore, the RF signal hardly affects the characteristics of the RF band since the signal passes through the capacitor 8a. on the other hand,
The low frequency signal represented by the equation (2) is absorbed by the resistor 7 because the reactance of the capacitor 8a is large.
【００２４】従って、抵抗７ａとコンデンサ８ａとの並
列回路でなる吸収型のハイパスフィルタ回路をマイクロ
波増幅回路９の入力端子に直列に装荷することにより低
周波帯での増幅器利得のみを低下させることができる。
これにより、入出力側の大振幅の低周波信号の発生が抑
えられ、増幅器動作が安定し、良好なＲＦ出力特性及び
歪み特性を得ることができる。なお、ゲート電流は一般
にドレイン側に比べて非常に小さいため、ゲート側にＲ
Ｃ回路を装荷すれば抵抗７ａによるゲートバイアスの変
化はほとんどなく、ＲＦ特性への影響はない。Accordingly, by loading an absorption type high-pass filter circuit, which is a parallel circuit of the resistor 7a and the capacitor 8a, in series with the input terminal of the microwave amplifier circuit 9, only the amplifier gain in the low frequency band is reduced. Can be.
As a result, generation of a large-amplitude low-frequency signal on the input / output side is suppressed, the amplifier operation is stabilized, and good RF output characteristics and distortion characteristics can be obtained. Since the gate current is generally much smaller than that on the drain side, R
If the C circuit is loaded, there is almost no change in the gate bias due to the resistor 7a, and there is no influence on the RF characteristics.
【００２５】図５に本実施の形態のＲＣ並列回路を上述
した図３及び図４に示した特性を有するマイクロ波増幅
回路９のゲート側に装荷した場合の低周波数帯での利得
を示す。図５に示すように、１ＧＨｚまで利得が低いレ
ベルに押さえられる。また、図６（ａ）,（ｂ）にＲＦ
２波の周波数間隔をそれぞれ５ＭＨｚ,１５０ＭＨｚと
したときの増幅器出力側に発生するそれぞれの信号波形
を示す。ともに図６の場合に比べ振幅が小さくなってい
ることがわかる。FIG. 5 shows the gain in the low frequency band when the RC parallel circuit of the present embodiment is loaded on the gate side of the microwave amplifier circuit 9 having the characteristics shown in FIGS. As shown in FIG. 5, the gain is suppressed to a low level up to 1 GHz. FIGS. 6A and 6B show RF signals.
The respective signal waveforms generated on the amplifier output side when the frequency intervals of the two waves are 5 MHz and 150 MHz are shown. In both cases, the amplitude is smaller than that in the case of FIG.
【００２６】上述したように、図１（ａ）に示すマイク
ロ波増幅器によれば、入力側バイアス回路の接続点２０
とマイクロ波増幅回路９の入力端子との間に、抵抗７ａ
とコンデンサ８ａとの並列回路を装荷することにより、
低周波数で増幅器の有する利得を十分に低減させて、発
振等の増幅器の不安定動作を除去することができ、増幅
器動作が安定し、歪み特性が向上する。As described above, according to the microwave amplifier shown in FIG. 1A, the connection point 20 of the input-side bias circuit
Between the input terminal of the microwave amplifier circuit 9 and the
And a parallel circuit of the capacitor 8a and
At a low frequency, the gain of the amplifier can be sufficiently reduced, and unstable operation of the amplifier such as oscillation can be eliminated, and the amplifier operation is stabilized and distortion characteristics are improved.
【００２７】また、図１（ｂ）に示すように、出力側バ
イアス回路の接続点２２とマイクロ波増幅回路９の出力
端子との間に、抵抗７ｂとコンデンサ８ｂとの並列回路
を装荷することにより、僅かな非線形性によって発生す
る（２）式で表される信号の増幅を押さえることがで
き、特に、低雑音増幅器では、入力側への抵抗の装荷は
雑音指数の悪化の原因となるため、出力側にＲＣ並列回
路を装荷することにより、雑音指数の悪化を抑えなが
ら、低周波帯の利得を低下させることができ、増幅器動
作が安定し、歪み特性が向上する。As shown in FIG. 1B, a parallel circuit of a resistor 7b and a capacitor 8b is loaded between the connection point 22 of the output-side bias circuit and the output terminal of the microwave amplifier circuit 9. Can suppress the amplification of the signal represented by the expression (2), which is caused by a slight nonlinearity. In particular, in a low noise amplifier, loading a resistor on the input side causes a deterioration in noise figure. By loading an RC parallel circuit on the output side, the gain in the low frequency band can be reduced while suppressing the deterioration of the noise figure, the amplifier operation is stabilized, and the distortion characteristics are improved.
【００２８】実施の形態２．図７はこの発明の実施の形
態２によるマイクロ波増幅器の一部構成を説明するため
の構成図である。図７に示す構成図は、図１に示す抵抗
７ａ，７ｂとコンデンサ８ａ，８ｂとの各ＲＣ並列回路
に対応する部材を示すもので、図７において、４０は抵
抗７ａ，７ｂに対応するシート抵抗、４１はコンデンサ
８ａ，８ｂに対応するチップキャパシタ、４２は金リボ
ン、４３ａと４３ｂを総称する４３は入力側バイアス回
路の入力側伝送線路２への接続点２０とマイクロ波増幅
回路９の入力端子との間の伝送線路、４４ａと４４ｂを
総称する４４はマイクロ波増幅回路９の出力端子と出力
側バイアス回路の出力側伝送線路への接続点２２との間
の伝送線路である。Embodiment 2 FIG. 7 is a configuration diagram for describing a partial configuration of a microwave amplifier according to Embodiment 2 of the present invention. The configuration diagram shown in FIG. 7 shows members corresponding to the respective RC parallel circuits of the resistors 7a and 7b and the capacitors 8a and 8b shown in FIG. 1. In FIG. 7, reference numeral 40 denotes a sheet corresponding to the resistors 7a and 7b. A resistor, 41 is a chip capacitor corresponding to the capacitors 8a, 8b, 42 is a gold ribbon, 43a and 43b are collectively referred to as 43. A connection point 20 of the input side bias circuit to the input side transmission line 2 and an input of the microwave amplifier circuit 9 are shown. Reference numeral 44 denotes a transmission line between the terminal and a transmission line between the output terminal of the microwave amplifier circuit 9 and the connection point 22 of the output side bias circuit to the output side transmission line.
【００２９】本実施の形態２では、図１（ａ）に示す抵
抗７ａとコンデンサ８ａでなるＲＣ並列回路を装荷する
際、入力側バイアス回路の接続点２０とマイクロ波増幅
回路９の入力端子との間の伝送線路４３中に、間隙を設
け、その間にシート抵抗４０を装荷し、間隙が設けられ
ることにり分離された一方の伝送線路４３ａにチップキ
ャパシタ４１を装荷し、金リボン４２で他方の伝送線路
４３ｂとを接続している。ここで、金リボン４２はボン
ディングワイヤ等でも良い。また、図１（ｂ）に示す抵
抗７ｂとコンデンサ８ｂでなるＲＣ並列回路を装荷する
際、マイクロ波増幅回路９の出力端子と出力側バイアス
回路の接続点２２との間の伝送線路４４中に、間隙を設
け、その間にシート抵抗４０を装荷し、間隙が設けられ
ることにり分離された一方の伝送線路４４ａにチップキ
ャパシタ４１を装荷し、金リボン４２で他方の伝送線路
４４ｂとを接続している。In the second embodiment, when the RC parallel circuit including the resistor 7a and the capacitor 8a shown in FIG. 1A is loaded, the connection point 20 of the input side bias circuit and the input terminal of the microwave amplification circuit 9 A gap is provided in the transmission line 43 between them, a sheet resistor 40 is loaded therebetween, and the chip capacitor 41 is loaded on one of the separated transmission lines 43a due to the gap being provided, and the other is connected with the gold ribbon 42 by the gold ribbon 42. Transmission line 43b. Here, the gold ribbon 42 may be a bonding wire or the like. When the RC parallel circuit including the resistor 7b and the capacitor 8b shown in FIG. 1B is loaded, the transmission line 44 between the output terminal of the microwave amplification circuit 9 and the connection point 22 of the output side bias circuit is provided. A gap is provided, a sheet resistor 40 is loaded therebetween, a chip capacitor 41 is loaded on one of the separated transmission lines 44a by the gap being provided, and a gold ribbon 42 is connected to the other transmission line 44b. ing.
【００３０】次に動作について説明する。ＲＦ信号につ
いてコンデンサ８と抵抗７を通った二つの経路の信号が
合成点で合成される場合、損失が発生する。この損失は
２経路の経路長が２ｎλ（ｎは整数）の時極小となる。
線路損失や回路レイアウト上電気長は長くとれないた
め、電気長をゼロに近づけると都合がよい。本実施の形
態２では、チップキャパシタと伝送線路を接続するリボ
ンの下に抵抗を装荷することにより、この電気長を小さ
くしたので、ＲＣ並列回路を装荷することによるＲＦ信
号の損失を低減できる。Next, the operation will be described. When an RF signal is combined at two combining points at two combining points through the capacitor 8 and the resistor 7, a loss occurs. This loss is minimal when the path length of the two paths is 2nλ (n is an integer).
Since the electrical length cannot be long due to line loss and circuit layout, it is convenient to make the electrical length close to zero. In the second embodiment, since the electrical length is reduced by loading a resistor below the ribbon connecting the chip capacitor and the transmission line, the loss of the RF signal caused by loading the RC parallel circuit can be reduced.
【００３１】実施の形態３．図４はこの発明の実施の形
態３によるマイクロ波増幅器を示す構成図である。図４
において、図１に示す実施の形態１と同一部分は同一符
号を付し、その説明は省略する。新たな符号として、１
８、１９は入力側及び出力側バイアス回路に設けられる
周波数特性の異なる複数のコンデンサでなる並列回路で
ある。Embodiment 3 FIG. 4 is a configuration diagram showing a microwave amplifier according to Embodiment 3 of the present invention. FIG.
In the figure, the same parts as those in the first embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. As a new code, 1
Numerals 8 and 19 are parallel circuits provided in the input-side and output-side bias circuits and composed of a plurality of capacitors having different frequency characteristics.
【００３２】次に動作について説明する。マルチキャリ
ア信号を増幅する場合、（２）式に示されるように、増
幅器が非線形動作領域に入ると互いのキャリアの差周波
数の整数倍で表される低周波信号がマイクロ波増幅回路
９の半導体素子としてのＦＥＴのドレイン端子及びゲー
ト端子に発生する。並列回路１８のリアクタンスが低周
波数について十分小さい場合、この低周波数信号はコン
デンサ部でショートされ振幅はゼロとなり、ドレイン及
びゲート端子の低周波電圧成分が小さくなるため、増幅
器のＲＦ特性が向上する。従って、並列回路１８のリア
クタンスは低周波信号に対して十分小さい必要がある。Next, the operation will be described. When amplifying a multi-carrier signal, as shown in equation (2), when the amplifier enters a non-linear operation region, a low-frequency signal represented by an integral multiple of the difference frequency between the carriers is converted to a semiconductor of the microwave amplifying circuit 9. It occurs at the drain terminal and the gate terminal of the FET as an element. When the reactance of the parallel circuit 18 is sufficiently small at low frequencies, this low-frequency signal is short-circuited by the capacitor unit, the amplitude becomes zero, and the low-frequency voltage components at the drain and gate terminals are reduced, thereby improving the RF characteristics of the amplifier. Therefore, the reactance of the parallel circuit 18 needs to be sufficiently small for low frequency signals.
【００３３】増幅器がマルチキャリアを増幅する場合の
キャリア帯域は、システムの要求から広がる傾向があ
り、この結果、このコンデンサの並列回路１８でショー
トにすべき低周波信号も数百ＭＨｚまでと広帯域化する
傾向がある。一般に、コンデンサは容量が大きくなる
と、高周波数ではキャパシタンスとして機能しなくな
り、数ＫＨｚから数百ＭＨｚまでの電圧信号を同一のキ
ャパシタンスでショートさせることは不可能となる。When the amplifier amplifies multicarriers, the carrier band tends to be widened due to the requirements of the system. As a result, the low-frequency signal to be short-circuited by the parallel circuit 18 of the capacitor is widened to several hundred MHz. Tend to. In general, when a capacitor has a large capacity, it does not function as a capacitance at a high frequency, and it becomes impossible to short-circuit a voltage signal from several KHz to several hundred MHz with the same capacitance.
【００３４】本実施の形態３によれば、この課題を解決
するため、入力／出力側のバイアス回路端に、例えば数
ＫＨｚオーダーの信号をショートさせるコンデンサか
ら、数百ＭＨｚの信号をショートさせるコンデンサまで
を並列に装荷することにより、マルチキャリア増幅時に
発生するすべての低周波信号をショートさせることがで
きる。これにより、増幅回路中のＦＥＴドレイン／ゲー
ト端子での低周波電圧成分が小さくなるため、増幅器の
ＲＦ特性が向上する。According to the third embodiment, in order to solve this problem, a capacitor for short-circuiting a signal of several hundred MHz from a capacitor for short-circuiting a signal of, for example, several KHz order, to a bias circuit end on the input / output side. , All low-frequency signals generated during multicarrier amplification can be short-circuited. Thereby, the low frequency voltage component at the FET drain / gate terminal in the amplifier circuit is reduced, and the RF characteristics of the amplifier are improved.
【００３５】実施の形態４．図９はこの発明の実施の形
態４によるマイクロ波増幅回路９の内部構成図である。
図９において、図２に示す実施の形態１に係るマイクロ
波増幅回路９と同一部分は同一符号を付してその説明は
省略する。新たな符号として、３５ａ〜３５ｄは増幅器
中心周波数で１／４波長となる伝送線路、３６ａ〜３６
ｄはコンデンサ、３７と３８は分配点と合成点である。Embodiment 4 FIG. FIG. 9 is an internal configuration diagram of the microwave amplification circuit 9 according to the fourth embodiment of the present invention.
9, the same components as those of the microwave amplifier circuit 9 according to the first embodiment shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. As new codes, 35a to 35d are transmission lines having a quarter wavelength at the amplifier center frequency, and 36a to 36d.
d is a capacitor, and 37 and 38 are a distribution point and a synthesis point.
【００３６】次に動作について説明する。マルチキャリ
ア信号を増幅する場合、キャリア帯域はシステムの要求
から広がる傾向があり、この結果、例えば図８に示す入
力側バイアス回路に設けたコンデンサの並列回路１８で
ショートにすべき低周波信号も数百ＭＨｚまでと広帯域
化する傾向がある。ここで、数百ＭＨｚの電圧信号にと
って入力側及び出力側バイアス回路のコンデンサでショ
ートされた信号は、ＦＥＴ３１ａ，３１ｂのゲート３３
ａ，３４ａ及びドレイン３３ｂ，３４ｂまでの線路長に
よる無視できない電気長によりゲートおよびドレイン端
子では一定の振幅を有するようになる。これにより、Ｒ
Ｆ帯での出力および変調歪み特性が悪化する。Next, the operation will be described. When amplifying a multi-carrier signal, the carrier band tends to be widened due to the requirements of the system. As a result, for example, the number of low-frequency signals to be short-circuited by the parallel circuit 18 of the capacitor provided in the input-side bias circuit shown in FIG. There is a tendency to increase the bandwidth to 100 MHz. Here, for a voltage signal of several hundred MHz, the signal short-circuited by the capacitors of the input side and output side bias circuits is the gate 33 of the FETs 31a and 31b.
The gate and drain terminals have a certain amplitude due to the non-negligible electrical length due to the line lengths to a, 34a and drains 33b, 34b. This gives R
Output and modulation distortion characteristics in the F band deteriorate.
【００３７】本実施の形態４によれば、この課題を解決
するため、ＦＥＴ３１ａ，３１ｂのゲート３３ａ，３３
ｂ／ドレイン３４ａ，３４ｂ端子直近に中心周波数で１
／４波長となる伝送線路３５ａ〜３５ｄを介したコンデ
ンサ３６ａ〜３６ｄを装荷することで、ＦＥＴ３１ａ，
３１ｂのゲート／ドレイン端子での低周波電圧成分を小
さくすることができる。ここで、伝送線路３５ａ〜３５
ｄの電気長は増幅器中心周波数について１／４波長に設
定されているためにＲＦ特性には影響することはない。According to the fourth embodiment, to solve this problem, the gates 33a, 33b of the FETs 31a, 31b are used.
b / 1 at center frequency immediately near the terminals of drains 34a and 34b
By loading the capacitors 36a to 36d via the transmission lines 35a to 35d of / 4 wavelength, the FETs 31a,
The low frequency voltage component at the gate / drain terminal 31b can be reduced. Here, the transmission lines 35a to 35a
Since the electrical length of d is set to 1/4 wavelength with respect to the center frequency of the amplifier, it does not affect the RF characteristics.
【００３８】上述した本構成により、増幅回路中のＦＥ
Ｔゲート／ドレイン端子での低周波電圧成分が小さくな
るため、増幅器のＲＦ特性が向上する。また、上記伝送
線路３５ａ〜３５ｄと上記コンデンサ３６ａ〜３６ｄで
構成される直列回路の装荷位置を分配点３７と合成点３
８にすることもできる。これにより、ＦＥＴのゲート／
ドレイン端子個々に装荷する場合に対し回路構成上のサ
イズの増大等の困難を少なくすることができる。With the above-described configuration, the FE in the amplifier circuit
Since the low frequency voltage component at the T gate / drain terminal is reduced, the RF characteristics of the amplifier are improved. The loading position of the series circuit composed of the transmission lines 35a to 35d and the capacitors 36a to 36d is determined by the distribution point 37 and the composite point 3
It can be 8. As a result, the gate /
As compared with the case where each drain terminal is individually loaded, it is possible to reduce difficulties such as an increase in the size of the circuit configuration.
【００３９】[0039]
【発明の効果】以上のように、この発明に係るマイクロ
波増幅器によれば、半導体素子を有するマイクロ波増幅
回路と、このマイクロ波増幅回路の入力端子及び出力端
子にそれぞれ接続された入力側伝送線路及び出力側伝送
線路と、上記マイクロ波増幅回路と上記入力側及び出力
側伝送線路との各接続点に一端が接続された所定の長さ
を有するバイアス供給線路及び該バイアス供給線路の他
端にそれぞれ接続されたコンデンサを有する入力側及び
出力側バイアス回路とを備えたマイクロ波増幅器におい
て、上記入力側バイアス回路の入力側伝送線路への接続
点と上記マイクロ波増幅回路の入力端子との間に、抵抗
とコンデンサとの並列回路を装荷したので、ＲＦ帯の信
号損失増大させることなく、増幅器の非線形性のためゲ
ート側に発生した低周波数の信号を吸収できるため、低
周波数で増幅器の有する利得を十分に低減させて、発振
等の増幅器の不安定動作を除去することができ、ＲＦ出
力特性や歪み特性が向上する効果がある。As described above, according to the microwave amplifier according to the present invention, the microwave amplifier circuit having the semiconductor element and the input-side transmission circuit connected to the input terminal and the output terminal of the microwave amplifier circuit, respectively. A line and an output side transmission line, a bias supply line having a predetermined length connected at one end to each connection point between the microwave amplification circuit and the input side and the output side transmission line, and the other end of the bias supply line And a bias circuit having an input side and an output side bias circuit each having a capacitor connected to the input side transmission line between the input side bias circuit and the input terminal of the microwave amplification circuit. In addition, because a parallel circuit of a resistor and a capacitor was loaded, the signal loss in the RF band did not increase, and the signal was generated on the gate side due to the nonlinearity of the amplifier. Because it can absorb the signal frequency, sufficiently reduce the gain having the amplifier at low frequencies, it is possible to remove the unstable operation of the amplifier of the oscillation or the like, the effect of improving the RF output characteristics and distortion characteristics.
【００４０】また、上記出力側バイアス回路の出力側伝
送線路への接続点と上記マイクロ波増幅回路の出力端子
との間に、抵抗とコンデンサとの並列回路を装荷するこ
とにより、低周波数信号の利得を抑えながらＲＦ帯での
損失を極小化できる効果がある。Further, a parallel circuit of a resistor and a capacitor is loaded between a connection point of the output-side bias circuit to the output-side transmission line and an output terminal of the microwave amplification circuit, so that a low-frequency signal can be generated. This has the effect of minimizing the loss in the RF band while suppressing the gain.
【００４１】また、上記並列回路の抵抗を、上記入力側
バイアス回路の入力側伝送線路への接続点と上記マイク
ロ波増幅回路の入力端子との間の伝送線路または上記マ
イクロ波増幅回路の出力端子と上記出力側バイアス回路
の出力側伝送線路への接続点との間の伝送線路中に設け
た間隙に装荷されてなるシート抵抗とし、上記並列回路
のコンデンサを、間隙を隔てて設けられた両側の伝送線
路のうちいずれか一方の伝送線路上に装荷されたチップ
キャパシタとして、このチップキャパシタを他方の伝送
線路にリボンを介して接続するようにして構成すること
により、低周波数信号の利得を抑えながらＲＦ帯での損
失を極小化できる効果がある。Further, the resistance of the parallel circuit is connected to the transmission line between the connection point of the input side bias circuit to the input side transmission line and the input terminal of the microwave amplification circuit or the output terminal of the microwave amplification circuit. And a sheet resistance loaded in a gap provided in the transmission line between the output side bias circuit and a connection point of the output side bias circuit to the output side transmission line, and a capacitor of the parallel circuit is provided on both sides provided with a gap therebetween. As a chip capacitor loaded on one of the transmission lines, the chip capacitor is connected to the other transmission line via a ribbon, thereby suppressing the gain of the low-frequency signal. However, there is an effect that the loss in the RF band can be minimized.
【００４２】また、上記入力側バイアス回路のコンデン
サとして、周波数特性の互いに異なる複数のコンデンサ
の並列接続体を装荷することにより、マルチキャリア増
幅時に増幅器非線形性により発生する広帯域な低周波数
帯のすべての信号をショートさせることができ、増幅素
子入力端子における低周波信号の振幅を低減することが
できる。Further, by loading a parallel connection of a plurality of capacitors having different frequency characteristics from each other as a capacitor of the input side bias circuit, all of the low frequency bands in a wide band generated by amplifier non-linearity during multicarrier amplification are loaded. The signal can be short-circuited, and the amplitude of the low-frequency signal at the amplifier element input terminal can be reduced.
【００４３】また、上記出力側バイアス回路のコンデン
サとして、周波数特性の互いに異なる複数のコンデンサ
の並列接続体を装荷することにより、マルチキャリア増
幅時に増幅器非線形性により発生する広帯域な低周波数
帯のすべての信号をショートさせることができ、増幅素
子出力端子における低周波信号の振幅を低減することが
できる。Further, by loading a parallel connection of a plurality of capacitors having different frequency characteristics from each other as a capacitor of the output side bias circuit, all of the low frequency bands in a wide band generated due to amplifier non-linearity during multi-carrier amplification are provided. The signal can be short-circuited, and the amplitude of the low-frequency signal at the output terminal of the amplification element can be reduced.
【００４４】また、上記マイクロ波増幅回路の半導体素
子の入力側に、他端がコンデンサに接続される所定の長
さを有する伝送線路を接続することにより、上記半導体
素子の直近で低周波信号をショートさせることができ、
入力端子における低周波信号の振幅を低減することがで
きる。Also, by connecting a transmission line having a predetermined length, the other end of which is connected to a capacitor, to the input side of the semiconductor element of the microwave amplifier circuit, a low-frequency signal can be transmitted in the immediate vicinity of the semiconductor element. Can be shorted,
The amplitude of the low frequency signal at the input terminal can be reduced.
【００４５】さらに、上記マイクロ波増幅回路の半導体
素子の出力側に、他端がコンデンサに接続される所定の
長さを有する伝送線路を接続することにより、上記半導
体素子の直近で低周波信号をショートさせることがで
き、出力端子における低周波信号の振幅を低減すること
ができる。Further, by connecting a transmission line having a predetermined length, the other end of which is connected to a capacitor, to the output side of the semiconductor element of the microwave amplifying circuit, a low-frequency signal can be transmitted immediately near the semiconductor element. It can be short-circuited, and the amplitude of the low-frequency signal at the output terminal can be reduced.
【図１】 この発明の実施の形態１によるマイクロ波増
幅器を示す構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing a microwave amplifier according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 図１のマイクロ波増幅回路の内部構成図であ
る。FIG. 2 is an internal configuration diagram of the microwave amplifier circuit of FIG. 1;
【図３】 この発明の実施の形態１の説明に供する従来
のマイクロ波増幅器が持つ利得を示す特性図である。FIG. 3 is a characteristic diagram showing a gain of a conventional microwave amplifier used for describing the first embodiment of the present invention.
【図４】 この発明の実施の形態１の説明に供する従来
のマイクロ波増幅器の入出力端子の信号波形図である。FIG. 4 is a signal waveform diagram of an input / output terminal of a conventional microwave amplifier used for describing the first embodiment of the present invention.
【図５】 この発明の実施の形態１によるマイクロ波増
幅器が持つ利得を示す特性図である。FIG. 5 is a characteristic diagram showing a gain of the microwave amplifier according to the first embodiment of the present invention.
【図６】 この発明の実施の形態１によるマイクロ波増
幅器の入出力端子の信号波形図である。FIG. 6 is a signal waveform diagram of input / output terminals of the microwave amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
【図７】 この発明の実施の形態２によるマイクロ波増
幅器を示す部分説明図である。FIG. 7 is a partial explanatory view showing a microwave amplifier according to a second embodiment of the present invention.
【図８】 この発明の実施の形態３によるマイクロ波増
幅器を示す構成図である。FIG. 8 is a configuration diagram showing a microwave amplifier according to a third embodiment of the present invention.
【図９】 この発明の実施の形態４によるマイクロ波増
幅回路の内部構成図である。FIG. 9 is an internal configuration diagram of a microwave amplification circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１０】 従来のマイクロ波増幅器を示す構成図であ
る。FIG. 10 is a configuration diagram showing a conventional microwave amplifier.
【図１１】 従来のマイクロ波増幅回路の低周波での等
価回路図である。FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of a conventional microwave amplifier circuit at a low frequency.
２ 入力側伝送線路、３，１０ バイアス供給用マイク
ロストリップ線路、５，１２ 入力側及び出力側バイア
ス回路のコンデンサ、７ａ，７ｂ 抵抗、８ａ，８ｂ
コンデンサ、９ マイクロ波増幅回路、１４ 出力側伝
送線路、１８，１９ コンデンサの並列回路、３５ａ〜
３５ｄ 伝送線路、３６ａ〜３６ｄ コンデンサ、４０
シート抵抗、４１ チップキャパシタ、４２ 金リボ
ン、４３ａ，４３ｂ，４４ａ，４４ｂ 伝送線路。2 input side transmission line, 3,10 microstrip line for bias supply, 5,12 capacitor for input side and output side bias circuit, 7a, 7b resistor, 8a, 8b
Capacitor, 9 microwave amplifier circuit, 14 output transmission line, 18, 19 parallel circuit of capacitors, 35a-
35d transmission line, 36a-36d capacitor, 40
Sheet resistance, 41 chip capacitor, 42 gold ribbon, 43a, 43b, 44a, 44b transmission line.
Claims (7)
と、 このマイクロ波増幅回路の入力端子及び出力端子にそれ
ぞれ接続された入力側伝送線路及び出力側伝送線路と、 上記マイクロ波増幅回路と上記入力側及び出力側伝送線
路との各接続点に一端が接続された所定の長さを有する
バイアス供給線路及び該バイアス供給線路の他端にそれ
ぞれ接続されたコンデンサを有する入力側及び出力側バ
イアス回路とを備えたマイクロ波増幅器において、 上記入力側バイアス回路の入力側伝送線路への接続点と
上記マイクロ波増幅回路の入力端子との間に、抵抗とコ
ンデンサとの並列回路を装荷したことを特徴とするマイ
クロ波増幅器。A microwave amplification circuit having a semiconductor element; an input-side transmission line and an output-side transmission line respectively connected to an input terminal and an output terminal of the microwave amplification circuit; An input-side and output-side bias circuit having a bias supply line having a predetermined length, one end of which is connected to each connection point with the transmission line and the output-side transmission line, and a capacitor respectively connected to the other end of the bias supply line. A microwave amplifier comprising: a parallel circuit of a resistor and a capacitor, between a connection point of the input side bias circuit to an input side transmission line and an input terminal of the microwave amplifier circuit. Microwave amplifier.
路への接続点と上記マイクロ波増幅回路の出力端子との
間に、抵抗とコンデンサとの並列回路を装荷したことを
特徴とする請求項１記載のマイクロ波増幅器。2. A parallel circuit comprising a resistor and a capacitor is mounted between a connection point of the output bias circuit to an output transmission line and an output terminal of the microwave amplifier circuit. 2. The microwave amplifier according to 1.
アス回路の入力側伝送線路への接続点と上記マイクロ波
増幅回路の入力端子との間の伝送線路または上記マイク
ロ波増幅回路の出力端子と上記出力側バイアス回路の出
力側伝送線路への接続点との間の伝送線路中に設けた間
隙に装荷されてなるシート抵抗でなり、上記並列回路の
コンデンサは、間隙を隔てて設けられた両側の伝送線路
のうちいずれか一方の伝送線路上に装荷されたチップキ
ャパシタでなり、このチップキャパシタは他方の伝送線
路にリボンを介して接続されてなることを特徴とする請
求項１または２記載のマイクロ波増幅器。3. A transmission line between a connection point of the input side bias circuit to an input side transmission line and an input terminal of the microwave amplification circuit or an output terminal of the microwave amplification circuit. And a sheet resistance loaded in a gap provided in the transmission line between the connection point of the output side bias circuit and the output side transmission line, and the capacitor of the parallel circuit is provided with a gap therebetween. 3. A chip capacitor loaded on one of the transmission lines on both sides, the chip capacitor being connected to the other transmission line via a ribbon. Microwave amplifier.
は、周波数特性の互いに異なる複数のコンデンサの並列
接続体でなることを特徴とする請求項１ないし３のいず
れかに記載のマイクロ波増幅器。4. The microwave amplifier according to claim 1, wherein the capacitor of the input-side bias circuit is a parallel connection of a plurality of capacitors having different frequency characteristics.
は、周波数特性の互いに異なる複数のコンデンサの並列
接続体でなることを特徴とする請求項１ないし４のいず
れかに記載のマイクロ波増幅器。5. The microwave amplifier according to claim 1, wherein the capacitor of the output side bias circuit is a parallel connection of a plurality of capacitors having different frequency characteristics.
入力側に、他端がコンデンサに接続される所定の長さを
有する伝送線路を接続したことを特徴とする請求項１な
いし５のいずれかに記載のマイクロ波増幅器。6. A transmission line having a predetermined length, the other end of which is connected to a capacitor, connected to an input side of a semiconductor element of the microwave amplification circuit. 3. The microwave amplifier according to claim 1.
出力側に、他端がコンデンサに接続される所定の長さを
有する伝送線路を接続したことを特徴とする請求項１な
いし６のいずれかにマイクロ波増幅器。7. A transmission line having a predetermined length, the other end of which is connected to a capacitor, is connected to an output side of the semiconductor element of the microwave amplification circuit. Microwave amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9192761A JPH1141042A (en) | 1997-07-17 | 1997-07-17 | Microwave amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9192761A JPH1141042A (en) | 1997-07-17 | 1997-07-17 | Microwave amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141042A true JPH1141042A (en) | 1999-02-12 |
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Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1703634A1 (en) * | 2005-03-14 | 2006-09-20 | NTT DoCoMo, Inc. | Bias circuit |
| WO2008093477A1 (en) * | 2007-01-30 | 2008-08-07 | Renesas Technology Corp. | Rf amplification device |
| JP2008219507A (en) * | 2007-03-05 | 2008-09-18 | Mitsubishi Electric Corp | Low noise amplifier |
| WO2009054096A1 (en) * | 2007-10-22 | 2009-04-30 | Advantest Corporation | Distribution type amplification device and amplifier |
| JP2012104942A (en) * | 2010-11-08 | 2012-05-31 | Hitachi Ltd | Signal transmission system and semiconductor circuit |
| WO2014050611A1 (en) | 2012-09-25 | 2014-04-03 | 三菱電機株式会社 | Microwave amplifier device |
| JP2016111552A (en) * | 2014-12-08 | 2016-06-20 | 三菱電機株式会社 | High frequency amplifier |
| CN110113015A (en) * | 2019-04-29 | 2019-08-09 | 中国电子科技集团公司第十三研究所 | Gate bias circuit and power amplifier |
-
1997
- 1997-07-17 JP JP9192761A patent/JPH1141042A/en active Pending
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7385450B2 (en) | 2005-03-14 | 2008-06-10 | Ntt Docomo, Inc. | Bias circuit |
| EP1703634A1 (en) * | 2005-03-14 | 2006-09-20 | NTT DoCoMo, Inc. | Bias circuit |
| US7928802B2 (en) | 2007-01-30 | 2011-04-19 | Renesas Electronics Corporation | RF amplification device |
| WO2008093477A1 (en) * | 2007-01-30 | 2008-08-07 | Renesas Technology Corp. | Rf amplification device |
| JP2008219507A (en) * | 2007-03-05 | 2008-09-18 | Mitsubishi Electric Corp | Low noise amplifier |
| US7915957B2 (en) | 2007-10-22 | 2011-03-29 | Advantest Corporation | Distributed amplification apparatus and amplifier |
| WO2009054096A1 (en) * | 2007-10-22 | 2009-04-30 | Advantest Corporation | Distribution type amplification device and amplifier |
| JP5211061B2 (en) * | 2007-10-22 | 2013-06-12 | 株式会社アドバンテスト | Distributed amplifier and amplifier |
| JP2012104942A (en) * | 2010-11-08 | 2012-05-31 | Hitachi Ltd | Signal transmission system and semiconductor circuit |
| US8988160B2 (en) | 2010-11-08 | 2015-03-24 | Hitachi, Ltd. | Data transmission system and semiconductor circuit |
| WO2014050611A1 (en) | 2012-09-25 | 2014-04-03 | 三菱電機株式会社 | Microwave amplifier device |
| US9543898B2 (en) | 2012-09-25 | 2017-01-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Microwave amplifier device |
| JP2016111552A (en) * | 2014-12-08 | 2016-06-20 | 三菱電機株式会社 | High frequency amplifier |
| CN110113015A (en) * | 2019-04-29 | 2019-08-09 | 中国电子科技集团公司第十三研究所 | Gate bias circuit and power amplifier |
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