JPH0777330B2 - Feedforward amplifier automatic adjustment circuit - Google Patents
Feedforward amplifier automatic adjustment circuitInfo
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- JPH0777330B2 JPH0777330B2 JP63023574A JP2357488A JPH0777330B2 JP H0777330 B2 JPH0777330 B2 JP H0777330B2 JP 63023574 A JP63023574 A JP 63023574A JP 2357488 A JP2357488 A JP 2357488A JP H0777330 B2 JPH0777330 B2 JP H0777330B2
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Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 トランジスタや電子管等を用いて高周波帯で線型増幅器
を構成する方法の一つにフィードフォワード増幅器構成
があるが、これは二つの信号相殺形ループを基本に構成
されるため、周囲温度変動等によりループの平衡性が失
われると線型性が劣化する基本的問題がある。この発明
はフィードフォワード増幅器のループの平衡を自動的に
達成する自動調整回路に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION "Industrial field of application" One of the methods of forming a linear amplifier in a high frequency band by using a transistor, an electron tube or the like is a feedforward amplifier structure. This is a two signal cancellation loop. However, there is a fundamental problem that the linearity deteriorates when the loop equilibrium is lost due to ambient temperature fluctuations. The present invention relates to an automatic adjustment circuit that automatically achieves loop balance in a feedforward amplifier.
「従来の技術」 フィードフォワード増幅器の基本構成を第５図に示す。
フォードフォワード増幅器は基本的に二つの信号相殺形
ループより構成される。一つは歪検出ループ11であり、
他の一つは歪除去ループ12である。歪検出ループ11は主
増幅器信号経路13と線型信号経路14とから構成され、ま
た歪除去ループ12は主増幅器出力信号経路15と歪注入経
路16とから構成される。さらに主増幅器信号経路13は主
増幅器17から構成され、線形信号経路14は可変減衰器18
と可変遅延線路19とから構成される。主増幅器主信号経
路15は伝送線路からなり、歪注入経路16は可変減衰器21
と可変遅延線路22と補助増幅器23とから構成される。こ
こで特性的に大きな違いが生ずることがないので、可変
減衰器18と可変遅延線路19とは、両方共またはいずれか
一方だけの形で、主増幅器信号経路13に具備される場合
もある。同様に可変減衰器21と可変遅延線路22は、場合
によっては主増幅器出力信号経路15に具備されることも
ある。また電力分配器24と電力合成器25及び26はトラン
ス回路、ハイブリッド回路等で構成した単純な無損失電
力分配器・電力合成器である。まずこの動作について説
明する。"Prior Art" The basic configuration of a feedforward amplifier is shown in FIG.
Ford forward amplifiers basically consist of two signal cancellation loops. One is the distortion detection loop 11,
The other one is the distortion elimination loop 12. The distortion detection loop 11 is composed of a main amplifier signal path 13 and a linear signal path 14, and the distortion removal loop 12 is composed of a main amplifier output signal path 15 and a distortion injection path 16. Further, the main amplifier signal path 13 is composed of the main amplifier 17, and the linear signal path 14 is a variable attenuator 18
And variable delay line 19. The main amplifier main signal path 15 is composed of a transmission line, and the distortion injection path 16 is a variable attenuator 21.
And a variable delay line 22 and an auxiliary amplifier 23. Since there is no large difference in characteristics here, the variable attenuator 18 and the variable delay line 19 may be provided in the main amplifier signal path 13 both or only in one form. Similarly, the variable attenuator 21 and the variable delay line 22 may be included in the main amplifier output signal path 15 in some cases. The power distributor 24 and the power combiners 25 and 26 are simple lossless power distributors / combiners composed of a transformer circuit, a hybrid circuit, or the like. First, this operation will be described.
入力端子27に印加された入力信号は、まず電力分配器24
により経路13と経路14とに分配された後、合成器25によ
り電力合成される。ここで可変減衰器18及び可変遅延線
路19は、合成器25の経路16の側に出力される二つの経路
13と14との信号成分に関して互いに振幅、遅延量が等し
くかつ位相が逆相となるように調整される。但し、逆相
の条件は分配器24もしくは合成器25における入出力端子
間の移相量を適当に設定することにより実現するか、も
しくは主増幅器17での位相反転を利用するか、もしくは
第６図に示すようにサーキュレータ28の一つの端子に短
絡終端29を具備した位相反転回路を13か14かのいずれか
の経路に挿入することにより実現する。このように歪検
出ループ11は構成されているから、合成器25の経路16の
側の出力として、結局二つの経路13と14との二つの信号
の差成分が検出されることになる。この差の成分は、ま
さに主増幅器17が発生する歪成分そのものであり、この
ことからこのループは歪検出ループと呼ばれる。The input signal applied to the input terminal 27 is the power distributor 24
After being distributed to the paths 13 and 14 by means of, the power is combined by the combiner 25. Here, the variable attenuator 18 and the variable delay line 19 are two paths output to the path 16 side of the combiner 25.
The signal components of 13 and 14 are adjusted so that their amplitudes and delay amounts are equal to each other and their phases are opposite to each other. However, the condition of the negative phase is realized by appropriately setting the amount of phase shift between the input and output terminals of the distributor 24 or the combiner 25, or the phase inversion in the main amplifier 17 is used, or the sixth As shown in the figure, it is realized by inserting a phase inverting circuit having a short-circuit termination 29 at one terminal of the circulator 28 into one of the paths 13 or 14. Since the distortion detection loop 11 is configured in this way, the difference component between the two signals on the two paths 13 and 14 is eventually detected as the output on the path 16 side of the combiner 25. This difference component is exactly the distortion component generated by the main amplifier 17, and for this reason this loop is called the distortion detection loop.
さて次に可変減衰器21と可変遅延線路22は、経路13につ
いての合成器25の入力端子25aから合成器26の出力端子3
1までの二つの経路15と16との伝達関数が、互いに振
幅、遅延量に関して等しくかつ位相に関して逆相となる
ように調整される。ここで経路16の入力信号は、歪検出
ループ11で検出された主増幅器17の歪成分であるから、
経路16は電力合成器26の出力端子31において、主増幅器
17の出力信号に歪成分を逆相等振幅で注入することにな
り、結局、回路全体の出力における歪成分の相殺が実現
される。Next, the variable attenuator 21 and the variable delay line 22 are connected from the input terminal 25a of the combiner 25 to the output terminal 3 of the combiner 26 for the path 13.
The transfer functions of the two paths 15 and 16 up to 1 are adjusted so as to be equal to each other in amplitude and amount of delay and opposite in phase. Here, the input signal of the path 16 is the distortion component of the main amplifier 17 detected by the distortion detection loop 11,
Path 16 is connected to the main amplifier at output terminal 31 of power combiner 26.
Distortion components are injected into the output signal of 17 with the antiphase equal amplitude, and the distortion components in the output of the entire circuit are canceled out.
以上がフィードフォワード増幅器構成の理想的な動作で
ある。動作原理を簡略的に述べれば、主増幅器17の発生
する歪成分を歪検出ループ11で検出した後、補助増幅器
23でそのレベルを増大し、歪除去ループ12により逆相等
振幅で主増幅器出力に再注入することによって歪を抑圧
し、線型性の高い増幅器を実現するものである。The above is the ideal operation of the feedforward amplifier configuration. To briefly describe the operating principle, the distortion component generated by the main amplifier 17 is detected by the distortion detection loop 11, and then the auxiliary amplifier is detected.
The level is increased at 23, and distortion is suppressed by reinjecting into the output of the main amplifier with the anti-phase equal amplitude by the distortion elimination loop 12 to realize a highly linear amplifier.
第７図に示すスペクトラム図は、等振幅２信号を入力し
た場合のフィードフォワード構成素子各点におけるスペ
クトラム例を表すものである。まず第７図Ａは主増幅器
17の出力スペクトラムである。図中f1,f2は入力信号が
線型増幅された基本波出力成分であり、2f1−f2と2f2−
f1は３次相互変調歪成分、3f1−2f2と3f2−2f1は５次相
互変調歪成分である。次に第７図Ｂは歪検出ループ11の
出力スペクトラムであり、基本波成分が十分抑圧された
歪成分が得られている状態を示す。さらに第７図Ｃは補
助増幅器23の理想的な出力スペクトラムであり、検出さ
れた歪成分が線型増幅された状態を示す。この第７図Ｃ
に示す歪成分が歪除去ループ12で主増幅器出力に注入さ
れ、第７図Ａの歪成分の相殺が達成され、第７図Ｄに示
すように主増幅器が発生した歪成分の存在しない線型出
力が得られる。The spectrum diagram shown in FIG. 7 represents an example of a spectrum at each point of the feedforward constituent element when two signals of equal amplitude are input. First, Fig. 7A shows the main amplifier.
17 is the output spectrum. In the figure, f 1 and f 2 are the fundamental wave output components obtained by linearly amplifying the input signal, and 2f 1 −f 2 and 2f 2 −
f 1 is a third-order intermodulation distortion component, and 3f 1 −2f 2 and 3f 2 −2f 1 are fifth-order intermodulation distortion components. Next, FIG. 7B is an output spectrum of the distortion detection loop 11, and shows a state in which a distortion component in which the fundamental wave component is sufficiently suppressed is obtained. Further, FIG. 7C shows an ideal output spectrum of the auxiliary amplifier 23, and shows a state in which the detected distortion component is linearly amplified. This FIG. 7C
The distortion component shown in FIG. 7 is injected into the output of the main amplifier in the distortion elimination loop 12, the cancellation of the distortion component of FIG. 7A is achieved, and the linear output generated by the main amplifier without the distortion component is generated as shown in FIG. 7D. Is obtained.
「発明が解決しようとする課題」 以上が理想的なフィードフォワード増幅器の動作である
が、実際には二つのループの平衡性を完全にすることは
容易ではなく、また仮に初期設定が完全であっても周囲
温度等の変動によって増幅器の特性が変動するために時
間的に安定して良好な平衡性を維持することは通常極め
て困難である。第８図はループを構成する二つの経路の
振幅と位相が等振幅逆相条件からずれた偏差量と信号の
圧縮量との関係を計算した結果である。図から例えば30
dB以上の圧縮量を得るためには位相及び振幅の偏差がそ
れぞれ±２°以内及び±0.3dB以内であることが必要で
あり、二つの経路の伝送特性の平衡度及び調整の完全性
について厳しい条件が要求されることがよく分かる。歪
検出ループ11の平衡性が劣化すると補助増幅器23の入力
に歪成分よりも大きなレベルで主信号が相加するために
不要な歪を発生させ、また歪除去ループ12の平衡性が劣
化すると圧縮量の劣化した分フィードフォワード増幅器
としての歪改善量を劣化させる。このように従来のフィ
ードフォワード増幅器では、ループの安定性が十分でな
かったために良好な線型増幅器を実現できない基本的な
欠点があった。"Problems to be Solved by the Invention" The above is the ideal operation of the feedforward amplifier, but in reality, it is not easy to complete the balance of the two loops, and even if the initial settings are perfect. However, since the characteristics of the amplifier fluctuate due to fluctuations in the ambient temperature and the like, it is usually extremely difficult to maintain stable time-stable and good balance. FIG. 8 shows the result of calculation of the relationship between the amount of deviation of the amplitude and the phase of the two paths forming the loop from the equi-amplitude anti-phase condition and the amount of signal compression. 30 from the figure
To obtain a compression amount of dB or more, it is necessary that the phase and amplitude deviations are within ± 2 ° and ± 0.3 dB, respectively, and the degree of balance between the transmission characteristics of the two paths and the completeness of adjustment are severe. It is clear that the conditions are required. When the balance of the distortion detection loop 11 is deteriorated, unnecessary distortion is generated because the main signal is added to the input of the auxiliary amplifier 23 at a level larger than the distortion component, and when the balance of the distortion removal loop 12 is deteriorated, compression is performed. The amount of deterioration of the amount deteriorates the amount of distortion improvement as a feedforward amplifier. As described above, the conventional feedforward amplifier has a basic drawback that a good linear amplifier cannot be realized because the loop stability is not sufficient.
この発明の目的は、このようなフィードフォワード増幅
器の特性の不安定性を解決する自動調整回路を提供する
ことにある。An object of the present invention is to provide an automatic adjustment circuit that solves the instability of the characteristics of such a feedforward amplifier.
「課題を解決するための手段」 この発明によれば、主増幅器の非線型歪成分を検出する
歪検出ループと、その検出した歪成分を補助増幅器を用
いて増幅した後主増幅器出力に再び注入することによっ
て歪成分の相殺を行う歪除去ループとを有するフィード
フォワード増幅器において、歪検出ループに第１電気的
可変減衰器及び第１電気的可変移相器が挿入され、歪除
去ループに第２電気的可変減衰器及び第２電気的可変移
相器が挿入され、補助増幅器の信号経路に信号レベルを
検出するレベル検出手段が設けられ、フィードフォワー
ド増幅器出力経路に歪成分のレベルを検出する歪検出手
段が設けられ、レベル検出手段の検出レベルが最小にな
るように第１電気的可変減衰器及び第１電気的可変移相
器が制御回路で制御され、かつ歪検出手段の検出レベル
が最小になるように第２電気的可変減衰器及び第２電気
的可変移相器が制御回路で制御される。[Means for Solving the Problem] According to the present invention, a distortion detection loop for detecting a non-linear distortion component of a main amplifier, and a detected distortion component are amplified by an auxiliary amplifier and then reinjected into the main amplifier output. In a feedforward amplifier having a distortion removal loop for canceling the distortion component by doing so, the first electrical variable attenuator and the first electrical variable phase shifter are inserted in the distortion detection loop, and the second electrical variable phase shifter is inserted in the distortion removal loop. An electrically variable attenuator and a second electrically variable phase shifter are inserted, level detection means for detecting the signal level is provided in the signal path of the auxiliary amplifier, and distortion for detecting the level of the distortion component is provided in the output path of the feedforward amplifier. Detection means is provided, the first electrically variable attenuator and the first electrically variable phase shifter are controlled by a control circuit so that the detection level of the level detection means is minimized, and the distortion detection means The second electrically variable attenuator and the second electrically variable phase shifter are controlled by the control circuit so that the detection level of the signal is minimized.
歪検出手段に代えて、歪検出ループに特定周波数のパイ
ロット信号を注入する手段が設けられ、かつフィードフ
ォワード増幅器出力経路にパイロット信号を検出する手
段が設けられ、その検出したパイロット信号のレベルが
最小になるように第２電気的可変減衰器及び第２電気的
可変移相器が制御回路により制御される。In place of the distortion detecting means, means for injecting a pilot signal of a specific frequency is provided in the distortion detecting loop, and means for detecting a pilot signal is provided in the feedforward amplifier output path, and the level of the detected pilot signal is minimum. The second electrically variable attenuator and the second electrically variable phase shifter are controlled by the control circuit.
レベル検出手段に代え、フィードフォワード増幅器の入
力経路に特定周波数のパイロット信号を注入する手段が
設けられ、かつ補助増幅器出力経路にパイロット信号を
検出する手段が設けられ、その検出したパイロット信号
のレベルが最小になるように第１電気的可変減衰器及び
第１電気的可変移相器が制御回路により制御される。In place of the level detecting means, means for injecting a pilot signal of a specific frequency is provided in the input path of the feedforward amplifier, and means for detecting the pilot signal is provided in the auxiliary amplifier output path, and the level of the detected pilot signal is The first electrically variable attenuator and the first electrically variable phase shifter are controlled by the control circuit so as to be minimized.
「作用」 フォードフォワード増幅器の二つのループの信号相殺条
件の不完全性に起因して生じる残留信号成分がレベル検
出手段、歪検出手段、又はパイロット信号検出手段によ
り検出され、これらの検出レベルを監視しつつ、それが
最小値をとるようにループの伝送特性が自動調整され
る。"Function" A residual signal component generated due to incompleteness of the signal cancellation conditions of the two loops of the Ford forward amplifier is detected by the level detection means, the distortion detection means, or the pilot signal detection means, and these detection levels are monitored. At the same time, the transmission characteristics of the loop are automatically adjusted so that it takes the minimum value.
「実施例」 第１図はこの発明の実施例を示し、第５図と対応する部
分には同一符号を付けてある。歪検出ループ11の線形信
号線路14に電気的に調整可能な可変減衰器33と電気的に
調整可能な可変移相器（可変遅延線路でもよい）34とが
挿入される。歪除去ループ12の歪注入経路16に電気的に
調整可能な可変減衰器35と電気的に調整可能な可変移相
器36とが挿入される。これらはPINダイオードとバラク
タダイオードとを用いて容易に構成でき、市販の製品も
利用できる。補助増幅器23の出力経路に方向性結合器37
を介してレベル検出器38が結合される。フィードフォワ
ード増幅器出力経路に方向性結合器41を介して歪検出器
42が結合される。レベル検出器38、歪検出器42の各出力
が制御回路43に入力され、制御回路43は可変減衰器33,3
5、可変移相器34,36を制御する。[Embodiment] FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, in which parts corresponding to those in FIG. An electrically adjustable variable attenuator 33 and an electrically adjustable variable phase shifter (may be a variable delay line) 34 are inserted in the linear signal line 14 of the distortion detection loop 11. An electrically adjustable variable attenuator 35 and an electrically adjustable variable phase shifter 36 are inserted in the strain injection path 16 of the distortion removal loop 12. These can be easily configured using PIN diodes and varactor diodes, and commercially available products can also be used. Directional coupler 37 in the output path of auxiliary amplifier 23
A level detector 38 is coupled via. Distortion detector via feed-forward amplifier output path via directional coupler 41
42 are combined. The outputs of the level detector 38 and the distortion detector 42 are input to the control circuit 43, and the control circuit 43 controls the variable attenuators 33, 3
5. Control the variable phase shifters 34 and 36.
レベル検出器38は入力信号の全電力レベルを検出するよ
うに構成する場合と、入力信号の特定の周波数成分のみ
のレベルを検出するような、周波数変換器と狭帯域フィ
ルタ及び検波器を具備した選択レベル計のように構成す
る場合とがある。また歪検出器42は選択レベル計で構成
され、主増幅器17が発生した歪成分のうち、本来の信号
の占有周波数の隙間もしくは帯域外に落ち込む成分のレ
ベルを検出する機能を有する。制御回路43は基本回路と
してのA/D変換器、マイクロプロセッサ、D/A変換器から
構成され、レベル検出器38及び歪検出器42からの入力信
号を監視しつつ、可変減衰器33,35及び可変移相器34,36
の設定点を調整する機能を有する。The level detector 38 includes a frequency converter, a narrow band filter and a detector for detecting the total power level of the input signal and for detecting the level of only a specific frequency component of the input signal. It may be configured like a selection level meter. The distortion detector 42 is composed of a selective level meter, and has a function of detecting the level of the distortion component generated by the main amplifier 17 that falls into the gap of the original signal occupied frequency or falls outside the band. The control circuit 43 is composed of an A / D converter as a basic circuit, a microprocessor, and a D / A converter, while monitoring the input signals from the level detector 38 and the distortion detector 42, the variable attenuators 33, 35. And variable phase shifters 34, 36
It has the function of adjusting the set point of.
この調整制御動作は次のようになる。まず最初にフィー
ドフォワード増幅器に信号を入力する。入力信号として
は、例えば周波数が特定した幾つかの連続信号の組み合
わせを用いる。この時レベル検出器38は、歪検出ループ
11で抑圧しきれなかった信号を含む主増幅器の歪成分を
検出する。ここで選択レベル計でレベル検出器38を構成
した場合には、選択周波数を前記連続信号に設定してお
くことにより、歪検出ループ11で抑圧しきれなかった信
号のレベルのみを検出できる。制御回路43は、レベル検
出器38の出力が最小値をとるように可変減衰器33と可変
移相器34との設定点を調整する。この制御法としては、
例えば設定点を僅かずつステップ的に変化させ、レベル
検出器38の出力が最小となる点を検出した後その点の制
御電圧を保持する方法が適用できる。これにより補助増
幅器23の出力が最小となる条件、すなわち歪検出ループ
11の抑圧量が最大となる状態を実現できる。なおレベル
検出器38で歪成分をも検出しても、可変減衰器33、可変
移相器34で制御されるのは信号成分のみであり、レベル
検出器38で一定レベルの歪成分を加えた状態でこれが最
小になるように調整することになる。This adjustment control operation is as follows. First, the signal is input to the feedforward amplifier. As the input signal, for example, a combination of several continuous signals whose frequencies are specified is used. At this time, the level detector 38 is a distortion detection loop.
The distortion component of the main amplifier including the signal that could not be suppressed in 11 is detected. In the case where the level detector 38 is composed of the selective level meter, by setting the selective frequency to the continuous signal, it is possible to detect only the level of the signal that cannot be suppressed by the distortion detection loop 11. The control circuit 43 adjusts the set points of the variable attenuator 33 and the variable phase shifter 34 so that the output of the level detector 38 takes the minimum value. As this control method,
For example, it is possible to apply a method in which the set point is changed stepwise little by little, the point at which the output of the level detector 38 is minimized is detected, and then the control voltage at that point is held. As a result, the condition that the output of the auxiliary amplifier 23 becomes the minimum, that is, the distortion detection loop
It is possible to realize a state in which the suppression amount of 11 is maximum. Even if the distortion component is detected by the level detector 38, only the signal component is controlled by the variable attenuator 33 and the variable phase shifter 34, and the distortion component of a constant level is added by the level detector 38. It will be adjusted to minimize this in the state.
次に、歪検出器42はフィードフォワード増幅器出力中
の、本来の信号の占有周波数の隙間もしくは帯域外に落
ち込む残留歪成分を検出するから、この歪検出レベルに
ついて最小値をとるように可変減衰器35、可変移相器36
について歪検出ループの制御と同様な制御を実行するこ
とにより、歪除去ループ12の抑圧量が最小となる状態を
実現できる。Next, the distortion detector 42 detects a residual distortion component in the output of the feedforward amplifier, which falls into the gap of the occupied frequency of the original signal or falls out of the band. Therefore, the variable attenuator is set to take the minimum value for this distortion detection level. 35, variable phase shifter 36
By executing the same control as the control of the distortion detection loop with respect to, the state in which the suppression amount of the distortion removal loop 12 is minimized can be realized.
以上の二つの制御を常時または間欠的に実行することに
より、フィードフォワード増幅器の最適動作条件を実現
できる。またこの説明では、制御実行時の入力信号とし
て、周波数の特定した連続波の組み合わせを用いるとし
たが、例えば自動車電話の基地局送信信号のように、周
波数の特定したチャネル信号を常時含むものがあり、そ
のような場合には実際の送信信号を制御用信号として直
接用いることができる。The optimum operating conditions of the feedforward amplifier can be realized by constantly or intermittently executing the above two controls. Further, in this description, a combination of continuous waves having a specified frequency is used as the input signal at the time of executing the control, but there is one that always includes a channel signal with a specified frequency, such as a base station transmission signal of a car telephone. In such a case, the actual transmission signal can be directly used as the control signal.
第２図はこの発明の他の実施例を示す。周波数の特定し
たパイロット信号を発生するための周波数シンセサイザ
等の発振器44が方向性結合器45を介して主増幅器17の出
力側に結合される。方向性結合器41には同期検波回路46
が結合され、同期検波回路46はミクサ47、低域ろ波器48
及び直流増幅器40から構成され、発振器44からのローカ
ル信号で同期検波することによりフィードフォワード増
幅器出力信号中のパイロット信号レベルを高感度に検出
することができる。同期検波回路46の機能はパイロット
信号レベルを高感度に検出することであり、同期検波回
路の他にも選択レベル計を用いることもできる。FIG. 2 shows another embodiment of the present invention. An oscillator 44 such as a frequency synthesizer for generating a frequency-specific pilot signal is coupled to the output side of the main amplifier 17 via a directional coupler 45. The directional coupler 41 has a synchronous detection circuit 46
, The synchronous detection circuit 46 includes a mixer 47 and a low-pass filter 48.
Further, the pilot signal level in the output signal of the feedforward amplifier can be detected with high sensitivity by synchronous detection with the local signal from the oscillator 44. The function of the synchronous detection circuit 46 is to detect the pilot signal level with high sensitivity, and a selective level meter can be used in addition to the synchronous detection circuit.
さてこの回路の動作は、第１図の場合と同様に信号が入
力されるとまずレベル検出器38が補助増幅器出力全電力
レベルもしくは特定の周波数成分の信号レベルを検出す
る。このレベルが最小となるように制御回路43は前述に
おける制御動作と同様にして電気的可変減衰器33と電気
的可変移相器34との設定点を調整し、歪検出ループ11の
動作について、これを構成する二つの経路の伝送特性が
互いに等振幅、逆位相となる所望の平衡状態になるよう
にする。次に制御回路43は同期検波回路46の出力レベル
が最小値をとるように同様に電気的可変減衰器35と電気
的可変移相器36の設定点を調整する。これは主増幅器17
がパイロット信号と同一成分の歪を発生したと見なせる
からこの制御が有効であり、歪除去ループ12についてこ
れを構成する二つの経路の伝送特性が互いに等振幅、逆
位相となる所望の平衡状態を実現することになる。この
結果二つのループの最適調整点が自動的に設定され、線
型性の良好なフィードフォワード増幅動作が実現され
る。特に歪除去ループ12を自動調整するに際して、前記
したように周波数の特定したパイロット信号の狭帯域検
波出力を利用する高感度検波を行っているため、主増幅
器17の歪電力レベルより低レベルのパイロット信号を利
用することができる。従って本来の信号成分の周波数ス
ペクトラムの間隙や帯域外に前記パイロット周波数を配
置することにより、信号に影響を与えることなく制御を
実行することができる。In the operation of this circuit, the level detector 38 first detects the total power level of the auxiliary amplifier output or the signal level of a specific frequency component when a signal is input as in the case of FIG. In order to minimize this level, the control circuit 43 adjusts the set points of the electrically variable attenuator 33 and the electrically variable phase shifter 34 in the same manner as the above-described control operation, and regarding the operation of the distortion detection loop 11, The transmission characteristics of the two paths constituting this are set to a desired equilibrium state in which they have equal amplitudes and opposite phases. Next, the control circuit 43 similarly adjusts the set points of the electrically variable attenuator 35 and the electrically variable phase shifter 36 so that the output level of the synchronous detection circuit 46 takes the minimum value. This is the main amplifier 17
This control is effective because it can be regarded that the distortion of the same component as the pilot signal is generated, and the distortion elimination loop 12 has a desired balanced state in which the transmission characteristics of the two paths forming the same have the same amplitude and opposite phases. Will be realized. As a result, the optimum adjustment points of the two loops are automatically set, and the feedforward amplification operation with good linearity is realized. In particular, when automatically adjusting the distortion removal loop 12, as described above, since the high-sensitivity detection utilizing the narrow band detection output of the pilot signal of which the frequency is specified is performed, the pilot having a level lower than the distortion power level of the main amplifier 17 is used. Signals are available. Therefore, by arranging the pilot frequency in the gap of the frequency spectrum of the original signal component or outside the band, control can be executed without affecting the signal.
第３図に示すようにパイロット発振器44とパイロット信
号を注入する方向性結合器45を線形信号経路14に挿入し
てもよい。A pilot oscillator 44 and a directional coupler 45 for injecting a pilot signal may be inserted in the linear signal path 14 as shown in FIG.
第４図にこの発明の更に他の実施例を示す。この実施例
では第３図の構成にさらにフィードフォワード増幅器入
力経路にパイロット注入用の方向性結合器51が挿入さ
れ、更に信号切り換え器52,53が新たに設けられてい
る。切り換え器52,53は発振器44と同期検波回路46を共
用するために用いるもので、それぞれ別にもう一系統設
けた場合には不要となる。切り換え器52と53が実線の如
く接続された場合は、動作は第３図におけるものと同様
であり、歪除去ループ11の自動調整を実行できる。また
切り換え器52,53が破線の如く接続された場合は、方向
性結合器51で注入されたパイロットについて方向性結合
器37で分岐出力し、同期検波回路46でレベル検出を行
う。このようにして検出されるパイロットは、歪検出ル
ープ11の二つの経路13,14の等振幅逆相条件からのずれ
によって生ずる、本来完全に抑圧されるべき信号成分と
同じ性質を有する。従ってこの検出レベルが最小となる
ような可変減衰器33と可変移相器34の調整点を検出しそ
の状態にそれらを設定することにより、歪検出ループ11
の不平衡に起因する残留信号成分を良好に低減すること
が可能となりループの最適動作状態を実現できる。FIG. 4 shows still another embodiment of the present invention. In this embodiment, a directional coupler 51 for pilot injection is further inserted in the input path of the feedforward amplifier in the configuration of FIG. 3, and signal switches 52 and 53 are newly provided. The switches 52 and 53 are used to share the oscillator 44 and the synchronous detection circuit 46, and are unnecessary when another system is separately provided for each. When the switches 52 and 53 are connected as shown by the solid line, the operation is the same as that in FIG. 3, and the automatic adjustment of the distortion elimination loop 11 can be executed. When the switches 52 and 53 are connected as indicated by the broken line, the pilot injected by the directional coupler 51 is branched and output by the directional coupler 37, and the level is detected by the synchronous detection circuit 46. The pilot thus detected has the same property as the signal component that should be completely suppressed originally due to the deviation from the equal amplitude antiphase condition of the two paths 13 and 14 of the distortion detection loop 11. Therefore, by detecting the adjustment points of the variable attenuator 33 and the variable phase shifter 34 that minimize the detection level and setting them in that state, the distortion detection loop 11
It is possible to favorably reduce the residual signal component caused by the imbalance of the above, and it is possible to realize the optimum operating state of the loop.
「発明の効果」 以上説明したようにこの発明により、温度変化、電源変
動等によって生じるフィードフォワード増幅器の特性劣
化を救済することが可能となるから、無線通信、放送等
における送信用高出力増幅器はもとより有線通信中継
器、オーディオ機器等の実用的な線型増幅器としてフィ
ードフォワード増幅器を広範に適用することが可能とな
る。[Advantages of the Invention] As described above, according to the present invention, it is possible to remedy the characteristic deterioration of the feedforward amplifier caused by temperature change, power supply fluctuation, and the like. In addition, the feedforward amplifier can be widely applied as a practical linear amplifier for wired communication repeaters and audio equipment.
第１図はこの発明の実施例を示すブロック図、第２図乃
至第４図はそれぞれこの発明の他の実施例を示すブロッ
ク図、第５図はフィードフォワード増幅器を示すブロッ
ク図、第６図はサーキュレータを用いた位相反転回路を
示す図、第７図はフィードフォワード増幅器の動作原理
を説明するための信号スペクトラム図、第８図はループ
の振幅、位相不平衡度と圧縮量の計算例を示す図であ
る。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIGS. 2 to 4 are block diagrams showing another embodiment of the present invention, FIG. 5 is a block diagram showing a feedforward amplifier, and FIG. Is a diagram showing a phase inversion circuit using a circulator, FIG. 7 is a signal spectrum diagram for explaining the operation principle of a feedforward amplifier, and FIG. 8 is an example of calculation of loop amplitude, phase imbalance and compression amount. FIG.
Claims (3)
ループと、その検出した歪成分を補助増幅器を用いて増
幅した後主増幅器出力に再び注入することによって歪成
分の相殺を行う歪除去ループとを有するフィードフォワ
ード増幅器において、 上記歪検出ループに挿入された第１電気的可変減衰器及
び第１電気的可変移相器と、 上記歪除去ループに挿入された第２電気的可変減衰器及
び第２電気的可変移相器と、 上記補助増幅器の出力信号経路の信号レベルを検出する
レベル検出手段と、 上記フィードフォワード増幅器出力経路の歪成分のレベ
ルを検出する歪検出手段と、 上記レベル検出手段の検出レベルが最小になるように上
記第１電気的可変減衰器及び上記第１電気的可変移相器
を制御し、かつ上記歪検出手段の検出レベルが最小にな
るように上記第２電気的可変減衰器及び上記第２電気的
可変移相器を制御する制御回路とを具備するフィードフ
ォワード増幅器の自動調整回路。1. A distortion detection loop for detecting a non-linear distortion component of a main amplifier, and a distortion for canceling the distortion component by amplifying the detected distortion component using an auxiliary amplifier and then reinjecting the amplified distortion component to the output of the main amplifier. In a feedforward amplifier having a cancellation loop, a first electrically variable attenuator and a first electrically variable phase shifter inserted in the distortion detection loop, and a second electrically variable attenuation inserted in the distortion removal loop. And a second electrically variable phase shifter, level detection means for detecting the signal level of the output signal path of the auxiliary amplifier, distortion detection means for detecting the level of the distortion component of the feedforward amplifier output path, and The first electric variable attenuator and the first electric variable phase shifter are controlled so that the detection level of the level detection means becomes minimum, and the detection level of the distortion detection means becomes minimum. So as to the second electrical variable attenuator and an automatic adjustment circuit of the feedforward amplifier and a control circuit for controlling the second electrical variable phase shifter.
プに特定周波数のパイロット信号を注入する手段と、上
記フィードフォワード増幅器出力経路のパイロット信号
を検出する手段とが設けられ、その検出したパイロット
信号のレベルが最小になるように上記第２電気的可変減
衰器及び上記第２電気的可変移相器が上記制御回路によ
り制御されることを特徴とする請求項１に記載のフィー
ドフォワード増幅器の自動調整回路。2. A means for injecting a pilot signal of a specific frequency into the distortion detecting loop and a means for detecting a pilot signal on the output path of the feedforward amplifier are provided in place of the distortion detecting means. The feedforward amplifier according to claim 1, wherein the second electrically variable attenuator and the second electrically variable phase shifter are controlled by the control circuit so that the level of the pilot signal is minimized. Automatic adjustment circuit.
ドフォワード増幅器の入力経路に特定周波数のパイロッ
ト信号を注入する手段と、上記補助増幅器の出力経路の
パイロット信号を検出する手段とが設けられ、その検出
したパイロット信号のレベルが最小になるように上記第
１電気的可変減衰器及び上記第１電気的可変移相器が上
記制御回路により制御されることを特徴とする請求項１
又は２に記載のフィードフォワード増幅器の自動調整回
路。3. In place of the level detecting means, means for injecting a pilot signal of a specific frequency into the input path of the feedforward amplifier and means for detecting a pilot signal in the output path of the auxiliary amplifier are provided. 2. The control circuit controls the first electrically variable attenuator and the first electrically variable phase shifter so that the level of the detected pilot signal is minimized.
Or an automatic adjustment circuit of the feedforward amplifier according to item 2.
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| JP63023574A JPH0777330B2 (en) | 1988-02-03 | 1988-02-03 | Feedforward amplifier automatic adjustment circuit |
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| JPH01198809A JPH01198809A (en) | 1989-08-10 |
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Family Applications (1)
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Country Status (1)
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| US5023565A (en) * | 1990-01-26 | 1991-06-11 | At&T Bell Laboratories | Linear amplifier with automatic adjustment of feed forward loop gain and phase |
| JP2711413B2 (en) * | 1990-12-28 | 1998-02-10 | 日本電信電話株式会社 | Feedforward amplifier |
| JP2711414B2 (en) * | 1990-12-28 | 1998-02-10 | 日本電信電話株式会社 | Feedforward amplifier |
| JP2799911B2 (en) * | 1991-03-14 | 1998-09-21 | 日本電信電話株式会社 | Feedforward amplifier |
| JP2541119B2 (en) * | 1993-08-20 | 1996-10-09 | 日本電気株式会社 | Linear amplifier |
| JPH07147547A (en) * | 1993-11-24 | 1995-06-06 | Nec Corp | Feedforward type distortion compensation circuit |
| JP2699864B2 (en) * | 1994-03-10 | 1998-01-19 | 日本電気株式会社 | Feedforward distortion compensation circuit |
| JP3320210B2 (en) * | 1994-05-31 | 2002-09-03 | 富士通株式会社 | Unnecessary wave output prevention type feedforward amplifier at initial operation |
| JP2697625B2 (en) | 1994-08-31 | 1998-01-14 | 日本電気株式会社 | Feedforward amplifier |
| JP3753494B2 (en) * | 1997-02-20 | 2006-03-08 | 富士通株式会社 | Feed forward amplifier |
| JPH1168470A (en) * | 1997-08-11 | 1999-03-09 | Hitachi Ltd | Feed forward amplifier |
| JP3352929B2 (en) * | 1997-12-12 | 2002-12-03 | 三菱電機株式会社 | Feed forward amplifier |
| JP2000004124A (en) * | 1998-06-17 | 2000-01-07 | Nec Corp | Feedforward amplifier |
| JP2000252758A (en) | 1999-03-01 | 2000-09-14 | Fujitsu Ltd | Phase correction amplifier and feedforward amplifier using the phase correction amplifier |
| US6515544B1 (en) | 1999-09-17 | 2003-02-04 | Ntt Docomo, Inc. | Multi-terminal power combining feed-forward amplifier |
| JP3533351B2 (en) | 1999-12-28 | 2004-05-31 | 日本無線株式会社 | Feed forward amplifier and control circuit thereof |
| KR100421622B1 (en) * | 2002-01-22 | 2004-03-11 | 세원텔레텍 주식회사 | Feedforward linear method and apparatus of power amplifier |
| JP3767518B2 (en) * | 2002-05-24 | 2006-04-19 | 三菱電機株式会社 | High frequency circuit |
| EP1560328B1 (en) | 2004-01-28 | 2010-09-15 | NTT DoCoMo, Inc. | Multi-band feed-forward amplifier and adjustment method therefor |
| JP2006203456A (en) * | 2005-01-19 | 2006-08-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Eer system and method of delay adjusting in eer system |
| CN100576767C (en) | 2005-06-03 | 2009-12-30 | 株式会社Ntt都科摩 | Feed forward amplifier for multiple frequency bands |
| EP1732206B1 (en) | 2005-06-03 | 2007-09-26 | NTT DoCoMo INC. | Band selection type feed forward amplifier |
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1988
- 1988-02-03 JP JP63023574A patent/JPH0777330B2/en not_active Expired - Lifetime
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