JPH0637551A - Distortion compensation circuit - Google Patents
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- JPH0637551A JPH0637551A JP4190393A JP19039392A JPH0637551A JP H0637551 A JPH0637551 A JP H0637551A JP 4190393 A JP4190393 A JP 4190393A JP 19039392 A JP19039392 A JP 19039392A JP H0637551 A JPH0637551 A JP H0637551A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、高周波電力増幅器で発
生する非直線歪みを補償する歪み補償回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a distortion compensating circuit for compensating for non-linear distortion generated in a high frequency power amplifier.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、通信機器には、低廉化および小型
化が要求され、特に、運用時における消費電力を規定値
以下に抑えることが要求されるマイクロ波帯の送信装置
では、その最終段に非直線歪みの発生が少なく、かつ所
望の出力電力が得られる電力増幅器が用いられる。2. Description of the Related Art In recent years, communication devices have been required to be low in cost and downsized, and particularly in the microwave band transmitter which is required to keep the power consumption during operation below a specified value. In addition, a power amplifier that can generate a desired output power with less generation of nonlinear distortion is used.
【０００３】このような電力増幅器を実現する方法の
内、出力バックオフ方式は、一般に、入力信号が伝送情
報により変調されているときには増幅器の動作点が飽和
出力より低く設定されるので高い電力効率を得ることが
できず、かつ増幅素子として飽和出力レベルが十分高い
ものが得られないために採用できない場合が多い。さら
に、ＶＨＦ帯以下の領域で用いられる負帰還増幅方式
は、マイクロ波帯以上の周波数では、帰還路の位相回転
が大きくなるために安定な動作が期待できない。したが
って、マイクロ波帯の電力増幅器では、その増幅器で発
生する相互変調、ＡＭ−ＰＭ変換その他の非線型歪みを
補償する歪み補償回路が付加される。Among the methods for realizing such a power amplifier, the output back-off method generally has a high power efficiency because the operating point of the amplifier is set lower than the saturated output when the input signal is modulated by the transmission information. In many cases, it is not possible to employ the above because it is not possible to obtain the above, and it is not possible to obtain an amplifier element having a sufficiently high saturation output level. Further, the negative feedback amplification method used in the region below the VHF band cannot expect stable operation at frequencies above the microwave band because the phase rotation of the feedback path becomes large. Therefore, in the microwave power amplifier, a distortion compensating circuit for compensating for non-linear distortion such as intermodulation, AM-PM conversion and the like generated in the amplifier is added.
【０００４】図７は、従来のフィードフォワード型歪み
補償回路の構成例を示す図である。図において、入力信
号Ｓ1 は電力分配器７１の入力に与えられ、その一方の
出力は電力増幅器７２を介して電力合成器７３の一方の
入力に接続される。電力分配器７３の一方の出力は遅延
線７４を介して電力合成器７５の一方の入力に接続さ
れ、その出力はアンテナ系に接続される。電力分配器７
１の他方の出力は遅延線７６、可変減衰器７７および可
変移相器７８を介して電力合成器７３の他方の入力に接
続され、その他方の出力は可変減衰器７９、可変移相器
８０および補償増幅器８１を介して電力合成器７５の他
方の入力に接続される。FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of a conventional feedforward type distortion compensation circuit. In the figure, an input signal S 1 is given to an input of a power distributor 71, and one output of the input signal S 1 is connected to one input of a power combiner 73 via a power amplifier 72. One output of the power distributor 73 is connected to one input of the power combiner 75 via the delay line 74, and its output is connected to the antenna system. Power distributor 7
The other output of 1 is connected to the other input of the power combiner 73 through the delay line 76, the variable attenuator 77 and the variable phase shifter 78, and the other output is connected to the variable attenuator 79 and the variable phase shifter 80. And the other input of the power combiner 75 via the compensation amplifier 81.
【０００５】このような構成の歪み補償回路では、電力
増幅器７２は電力分配器７１を介して与えられる入力信
号Ｓ1 の電力を増幅し、このような増幅により得られた
出力信号Ｓ2 は電力分配器７３および遅延線７４を介し
て電力合成器７５に与えられる。このような出力信号Ｓ
2 には、一般に、図８(a) に示すように、入力信号Ｓ 1
に周波数ｆ1 、ｆ2 の基本波成分が含まれるとすると、
これらの成分に応じて電力増幅器７２内で発生した周波
数(２ｆ1−ｆ2)、(２ｆ2 −ｆ1) の３次歪み成分が含ま
れる。さらに、このような３次歪み成分は、電力増幅器
７２の入出力特性の線型領域では、図８(b) に太線で示
すように、入力信号の電力レベルに対して基本波成分の
３倍の割合で変化する。In the distortion compensating circuit having such a configuration,
The amplifier 72 receives an input signal supplied via the power distributor 71.
Issue S1Amplifies the power of and obtained by such amplification
Output signal S2Via power divider 73 and delay line 74
Is supplied to the power combiner 75. Such an output signal S
2In general, as shown in FIG. 8 (a), the input signal S 1
At frequency f1, F2If the fundamental wave component of is included,
The frequency generated in the power amplifier 72 according to these components
Number (2f1-F2), (2f2-F1) Contains the third-order distortion component
Be done. Further, such a third-order distortion component is a power amplifier.
In the linear region of the input / output characteristics of 72, the thick line is shown in Fig. 8 (b).
The fundamental wave component of the input signal power level.
It changes at a rate of 3 times.
【０００６】一方、可変減衰器７７の減衰量と可変移相
器７８の移相量とは、所定の方法により予め取得された
電力増幅器７２の利得と移相量とに応じて、電力分配器
７１の入力端から電力増幅器７２および電力分配器７３
を介して可変減衰器７９の入力端に至る第一の信号経路
と、電力分配器７１の入力端から遅延線７６、可変減衰
器７７、可変移相器７８を介して可変減衰器７９の入力
端に至る第二の信号経路とにおいて、基本波成分に対す
る総合利得が同じであり、かつ移相量が逆相となる値に
設定される。On the other hand, the amount of attenuation of the variable attenuator 77 and the amount of phase shift of the variable phase shifter 78 depend on the gain and the amount of phase shift of the power amplifier 72 obtained in advance by a predetermined method. Power amplifier 72 and power distributor 73 from the input end of 71
Via the delay line 76, the variable attenuator 77, and the variable phase shifter 78 from the input end of the power distributor 71 to the input end of the variable attenuator 79. In the second signal path reaching the end, the total gain for the fundamental wave component is the same, and the phase shift amount is set to a value that is in opposite phase.
【０００７】したがって、可変減衰器７９の入力端に
は、基本波成分が相殺されて電力増幅器７２で発生した
非直線歪みの成分が得られる。なお、このような非直線
歪みの成分の主要な電力は、上述した３次歪み成分Ｓ3
である。Therefore, at the input terminal of the variable attenuator 79, the component of the nonlinear distortion generated by the power amplifier 72 by canceling the fundamental wave component is obtained. The main power of such a non-linear distortion component is the above-mentioned third-order distortion component S 3
Is.
【０００８】また、電力増幅器７２の出力信号Ｓ2 は、
上述した第二の信号経路の影響を受けずに電力合成器７
３を通過して遅延線７４に与えられる。可変減衰器７９
の減衰量と可変移相器８０の移相量とは、電力合成器７
５の出力信号Ｓ4 の電力レベルに応じて、電力分配器７
３の一方の出力から遅延線７４および電力合成器７５を
介してその出力端に至る第三の信号経路と、電力分配器
７３の他方の出力から可変減衰器７９、可変移相器８
０、補償増幅器８１および電力合成器７５を介してその
出力端に至る第四の信号経路とにおいて、上述した３次
歪み成分に対する総合利得が同じであり、かつ移相量が
逆相となる値に設定される。The output signal S 2 of the power amplifier 72 is
The power combiner 7 is not affected by the second signal path described above.
3 is provided to the delay line 74. Variable attenuator 79
And the amount of phase shift of the variable phase shifter 80 are
5 according to the power level of the output signal S 4 of
A third signal path from one output of the power supply circuit 3 to the output end thereof via the delay line 74 and the power combiner 75, and the other output of the power distributor 73 from the variable attenuator 79 and the variable phase shifter 8
0, the compensation amplifier 81, and the fourth signal path reaching the output terminal via the power combiner 75, the total gain for the above-mentioned third-order distortion component is the same, and the phase shift amount is the opposite phase value. Is set to.
【０００９】したがって、電力合成器７５の出力には、
電力増幅器７２の出力信号Ｓ2 からその信号に含まれる
３次歪み成分Ｓ3 が除去された出力信号Ｓ4 が得られ
る。また、補償増幅器８１では、その出力端にアイソレ
ータを備えることにより、アンテナ系とのインピーダン
ス不整合その他に起因した反射電力の影響を回避する。Therefore, the output of the power combiner 75 is:
An output signal S 4 obtained by removing the third-order distortion component S 3 contained in the output signal S 2 of the power amplifier 72 is obtained. In addition, the compensating amplifier 81 is provided with an isolator at its output end to avoid the influence of reflected power due to impedance mismatch with the antenna system and the like.
【００１０】図９は、従来のプリディストーション型歪
み補償回路の構成例を示す図である。図において、図７
に示すものと構成が同じものについては、同じ参照番号
を付与して示し、ここではその説明を省略する。FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a conventional predistortion type distortion compensation circuit. In the figure, FIG.
Components having the same configurations as those shown in are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted here.
【００１１】このような歪み補償回路と図９に示す歪み
補償回路との相違点は、電力増幅器７２を電力合成器７
５の後段に配置し、電力分配器７１の一方の出力を電力
合成器７３を介さずに遅延線７４の入力に直結し、遅延
線７６、可変減衰器７７、可変移相器７８および電力合
成器７３に代えて歪み発生回路９１を配置した点にあ
る。The difference between such a distortion compensating circuit and the distortion compensating circuit shown in FIG. 9 is that the power amplifier 72 is connected to the power combiner 7.
5, the output of one of the power distributor 71 is directly connected to the input of the delay line 74 without passing through the power combiner 73, and the delay line 76, the variable attenuator 77, the variable phase shifter 78 and the power combiner are combined. The distortion generating circuit 91 is arranged in place of the device 73.
【００１２】このような構成の歪み補償回路では、歪み
発生回路９１は、予め取得された電力増幅器７２の非直
線特性に基づいて、電力分配器７１および遅延線７６を
介して与えられる入力信号Ｓ1 に応じて電力増幅器７２
内で生じ得る非直線歪み成分と同じ歪み信号Ｓ3Pを生成
する。可変減衰器７９、可変移相器８０および補償増幅
器８１は、このような信号Ｓ3Pの電力レベルと位相とを
調整することにより、上述したように電力増幅器７２内
で生じ得る非直線歪み成分と同じ電力レベルでかつ逆相
の歪み信号Ｓ3 -を生成する。電力合成器７５は、その歪
み信号を電力分配器７１および遅延線７４を介して得ら
れる入力信号Ｓ1 に合成して電力増幅器７２に与える。In the distortion compensating circuit having such a configuration, the distortion generating circuit 91 receives the input signal S supplied via the power distributor 71 and the delay line 76 based on the non-linear characteristic of the power amplifier 72 acquired in advance. Power amplifier 72 depending on 1
It produces the same distortion signal S 3P as the non-linear distortion component that can occur within. The variable attenuator 79, the variable phase shifter 80, and the compensation amplifier 81 adjust the power level and phase of such a signal S 3P so that the nonlinear distortion component that may occur in the power amplifier 72 as described above is generated. Generate a distortion signal S 3 − at the same power level and in anti-phase. The power combiner 75 combines the distorted signal with the input signal S 1 obtained via the power distributor 71 and the delay line 74 and supplies the input signal S 1 to the power amplifier 72.
【００１３】したがって、電力増幅器７２の出力には、
その内部で発生する非直線歪みが上述した歪み信号Ｓ3 -
と相殺されて出力信号Ｓ4 が得られる。Therefore, the output of the power amplifier 72 is
Distorted signal S 3 to the non-linear distortion generated therein was above -
And the output signal S 4 is obtained.
【００１４】[0014]
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来の歪み補償回路では、補償増幅器８１は補償すべき
非直線歪み成分を所定の電力レベルで出力するために連
続動作を行って電力を消費していた。しかし、例えば、
このような歪み補償回路がマイクロ波帯の無線伝送装置
に搭載された場合には、同時に設定された複数の伝送チ
ャネルの変調波信号の合成波が入力信号Ｓ1 として与え
られ、かつ一般に、そのチャネルの数はトラフィック量
の変化に応じて刻々と変化する。By the way, in such a conventional distortion compensation circuit, the compensation amplifier 81 consumes power by performing continuous operation in order to output a nonlinear distortion component to be compensated at a predetermined power level. Was. But for example,
When such a distortion compensating circuit is mounted on a microwave band radio transmission device, a composite wave of modulated wave signals of a plurality of transmission channels set at the same time is given as an input signal S 1 , and in general, The number of channels changes every moment as the traffic volume changes.
【００１５】したがって、同時に設定された伝送チャネ
ルの数が少ない状態では、入力信号の電力レベルも小さ
くなり、図８(b) に太線で示すように、電力増幅器７２
の出力信号に含まれる３次歪み成分が基本波成分に対し
て小さなレベルとなって歪み補償の必要がないにもかか
わらず、補償増幅器８１は連続動作して無駄な電力を消
費していた。Therefore, when the number of transmission channels set at the same time is small, the power level of the input signal also becomes small, and as shown by the thick line in FIG.
Although the third-order distortion component included in the output signal of 1 has a smaller level than the fundamental wave component and distortion compensation is not required, the compensation amplifier 81 continuously operates and consumes useless power.
【００１６】本発明は、入力信号の電力レベルが小さな
状態において無駄な歪み補償を行うために消費される電
力を節減することができる歪み補償回路を提供すること
を目的とする。An object of the present invention is to provide a distortion compensating circuit capable of reducing the power consumed for performing unnecessary distortion compensation when the power level of the input signal is small.
【００１７】[0017]
【課題を解決するための手段】図１は、請求項１に記載
の発明の原理ブロック図である。本発明は、電力増幅器
１１の入力信号と出力信号との間の位相差および電力レ
ベルの差を補正して差分をとり、その差分から電力増幅
器１１内で発生する非直線歪みを抽出する歪み抽出手段
１３と、歪み抽出手段１３によって抽出された非直線歪
みを増幅してその非直線歪みの電力レベルを調整する補
償増幅器１５と、出力信号と補償増幅器１５によって増
幅された非直線歪みとを逆相加算してその出力信号に含
まれる非直線歪みを除去する歪み除去手段１７とを備え
た歪み補償回路において、入力信号または歪み除去手段
１７によって非直線歪みが除去された出力信号の何れか
一方の電力レベルに応じて、補償増幅器１５の動作点を
可変する動作点可変手段１９を備えたことを特徴とす
る。FIG. 1 is a block diagram showing the principle of the invention described in claim 1. In FIG. The present invention corrects the phase difference and the power level difference between the input signal and the output signal of the power amplifier 11 to obtain a difference, and extracts the nonlinear distortion generated in the power amplifier 11 from the difference. The means 13, the compensation amplifier 15 for amplifying the non-linear distortion extracted by the distortion extraction means 13 to adjust the power level of the non-linear distortion, and the output signal and the non-linear distortion amplified by the compensation amplifier 15 are reversed. In a distortion compensating circuit including a distortion removing means 17 for phase-adding and removing non-linear distortion included in the output signal, either the input signal or the output signal from which the non-linear distortion is removed by the distortion removing means 17 The operating point changing means 19 for changing the operating point of the compensation amplifier 15 is provided according to the power level.
【００１８】図２は、請求項２に記載の発明の原理ブロ
ック図である。本発明は、電力増幅器１１について予め
取得された入力信号に対する出力信号の非直線性に基づ
いて、その電力増幅器内で発生する非直線歪みを生成す
る歪み生成手段２１と、歪み生成手段２１によって生成
された非直線歪みを増幅してその非直線歪みの電力レベ
ルを調整する補償増幅器２３と、入力信号に補償増幅器
２３によって増幅された非直線歪みを逆相加算して電力
増幅器１１に与える歪み注入手段２５とを備えた歪み補
償回路において、入力信号または出力信号の何れか一方
の電力レベルに応じて補償増幅器２３の動作点を可変す
る動作点可変手段２７を備えたことを特徴とする。FIG. 2 is a block diagram showing the principle of the invention described in claim 2. The present invention is based on the non-linearity of the output signal with respect to the input signal acquired in advance for the power amplifier 11, the distortion generating means 21 for generating the non-linear distortion generated in the power amplifier, and the distortion generating means 21. A compensation amplifier 23 that amplifies the nonlinear distortion thus generated and adjusts the power level of the nonlinear distortion, and a distortion injection that adds the nonlinear distortion amplified by the compensation amplifier 23 to the input signal in anti-phase and gives the power amplifier 11 the distortion. In the distortion compensating circuit including the means 25, the operating point varying means 27 for varying the operating point of the compensation amplifier 23 according to the power level of either the input signal or the output signal is provided.
【００１９】[0019]
【作用】請求項１に記載の歪み補償回路では、動作点可
変手段１９が、電力増幅器１１の入力信号あるいは歪み
除去手段１７によって非直線歪みが除去された出力信号
の電力レベルに応じて、補償増幅器１５の動作点を可変
する。また、電力増幅器１１内で発生する非直線歪みの
各周波数成分は、一般に、その増幅器の入出力特性上に
おいて、その成分の入力信号に対する次数に比例した変
化率をとるので、入力信号の電力レベルが小さいほど出
力信号に含まれる非直線歪みの割合は小さくなる。In the distortion compensating circuit according to the first aspect, the operating point varying means 19 compensates for the input signal of the power amplifier 11 or the power level of the output signal from which the non-linear distortion is removed by the distortion removing means 17. The operating point of the amplifier 15 is changed. Further, each frequency component of the nonlinear distortion generated in the power amplifier 11 generally has a rate of change in proportion to the order of the input signal of the component on the input / output characteristics of the amplifier, so that the power level of the input signal is increased. The smaller is, the smaller the proportion of nonlinear distortion contained in the output signal.
【００２０】すなわち、入力信号の電力レベルが小さい
ために出力信号に含まれる非直線歪みの電力レベルが補
償されるべき下限値を下回る状態では、可変設定された
動作点において補償増幅器１５が歪み除去手段１７に伝
達し得る非直線歪みの範囲内で電力増幅器１１の出力信
号の歪み補償が行われ、さらに、その動作点が補償増幅
器１５のカットオフ領域に達しても歪み補償を行わずに
十分な線型性を有する増幅器が実現されるので、補償増
幅器１５を一定の動作点で連続的に動作させる従来例に
比べて、消費電力が低減される。That is, when the power level of the input signal is low and the power level of the non-linear distortion included in the output signal is below the lower limit value to be compensated, the compensation amplifier 15 removes the distortion at the variably set operating point. Distortion compensation of the output signal of the power amplifier 11 is performed within the range of the non-linear distortion that can be transmitted to the means 17, and even if the operating point reaches the cutoff region of the compensation amplifier 15, the distortion compensation is not performed sufficiently. Since an amplifier having excellent linearity is realized, the power consumption is reduced as compared with the conventional example in which the compensation amplifier 15 is continuously operated at a fixed operating point.
【００２１】図２は、請求項２に記載の発明の原理ブロ
ック図である。請求項２に記載の歪み補償回路では、歪
み生成手段２１によって入力信号の電力レベルに比例し
た電力で生成され、かつ補償増幅器２３を介して与えら
れる非直線歪みと、入力信号とを逆相加算して電力増幅
器１１に与えることにより歪み補償を行うので、その歪
み補償の方法は請求項１に記載の歪み補償回路と異な
る。FIG. 2 is a block diagram showing the principle of the invention described in claim 2. In the distortion compensating circuit according to claim 2, the non-linear distortion generated by the distortion generating means 21 with the power proportional to the power level of the input signal and given through the compensation amplifier 23 and the input signal are subjected to anti-phase addition. The distortion compensation method is different from that of the distortion compensation circuit according to claim 1 because the distortion compensation is performed by applying it to the power amplifier 11.
【００２２】しかし、電力増幅器１１の非直線性は同じ
であり、かつ歪み生成手段２１から出力される非直線歪
みは補償増幅器２３を介して歪み補償に用いられる点は
同じであるから、その増幅器の動作点を動作点可変手段
２７が入力信号あるいは出力信号の電力レベルに応じて
可変することにより、請求項１に記載の歪み補償回路と
同様に消費電力の低減がはかられる。However, since the power amplifier 11 has the same non-linearity, and the non-linear distortion output from the distortion generating means 21 is the same in that it is used for distortion compensation through the compensation amplifier 23, the amplifier is the same. The operating point changing means 27 changes the operating point in accordance with the power level of the input signal or the output signal, so that the power consumption can be reduced similarly to the distortion compensating circuit according to the first aspect.
【００２３】[0023]
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図３は、請求項１に記載の発明に対
応した実施例を示す図である。Embodiments of the present invention will now be described in detail with reference to the drawings. FIG. 3 is a diagram showing an embodiment corresponding to the invention described in claim 1.
【００２４】図において、図７に示すものと機能および
構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。本発明の特徴とする
構成は、本実施例では、入力信号Ｓ1 が電力分配器７１
の入力に合わせて電力検出部３１に与えられ、その出力
が電源制御部３２を介して補償増幅器８１の電源端子に
接続された点にある。In the figure, parts having the same functions and configurations as those shown in FIG. 7 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted here. In the characteristic configuration of the present invention, in this embodiment, the input signal S 1 is the power distributor 71.
Is supplied to the power detection unit 31 in accordance with the input of, and its output is connected to the power supply terminal of the compensation amplifier 81 via the power supply control unit 32.
【００２５】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、電力分配器７１、電力増幅器７
２、電力合成器７３および遅延線７４は電力増幅器１１
に対応し、電力分配器７１、遅延線７６、可変減衰器７
７、可変移相器７８、電力合成器７３、可変減衰器７９
および可変移相器８０は歪み抽出手段１３に対応し、補
償増幅器８１は補償増幅器１５に対応し、電力合成器７
５は歪み除去手段１７に対応し、電力検出部３１および
電源制御部３２は動作点可変手段１９に対応する。The correspondence between the present embodiment and the block diagram shown in FIG. 1 is as follows.
2, the power combiner 73 and the delay line 74 are the power amplifier 11
Corresponding to the power distributor 71, delay line 76, variable attenuator 7
7, variable phase shifter 78, power combiner 73, variable attenuator 79
The variable phase shifter 80 corresponds to the distortion extracting means 13, the compensation amplifier 81 corresponds to the compensation amplifier 15, and the power combiner 7
Reference numeral 5 corresponds to the distortion removal means 17, and the power detection section 31 and the power supply control section 32 correspond to the operating point changing means 19.
【００２６】以下、本発明の動作を説明する。電力検出
部３１は、入力信号Ｓ1 を積分してその信号の電力レベ
ルを検出する。電源制御部３２は、図８(b) に太線で示
すように、電力増幅器７２で発生する３次歪み成分の電
力レベルが所定値（図８）以下となる（を下回る）入
力信号Ｓ1 の電力レベル（以下、「入力電力閾値」とい
う。）（図８）と、電力検出部３１によって検出され
た実際の入力信号Ｓ1 の電力レベルとの大小関係を判定
する。電源制御部３２は、このような判定を行うことに
より、入力信号Ｓ1 の電力レベルが入力電力閾値を超え
ている（以上である）と判断すると補償増幅器８１にそ
の増幅器の駆動電源を供給し、反対に入力電力閾値以下
である（を下回っている）と判断すると補償増幅器８１
に対する駆動電源の供給路を遮断する。なお、このよう
な状態における補償増幅器８１の出力と電力合成器７５
の他方の入力との間のインピーダンス整合については、
補償増幅器８１内でその出力端に配置されたアイソレー
タの終端抵抗器によって保たれるので、上述した駆動電
源の断続に伴うアンテナ系への影響はない。The operation of the present invention will be described below. The power detector 31 integrates the input signal S 1 and detects the power level of the signal. As indicated by the thick line in FIG. 8 (b), the power supply control unit 32 controls the input signal S 1 whose power level of the third-order distortion component generated in the power amplifier 72 becomes (below) a predetermined value (FIG. 8) or less. The magnitude relationship between the power level (hereinafter referred to as “input power threshold”) (FIG. 8) and the power level of the actual input signal S 1 detected by the power detection unit 31 is determined. When the power supply control unit 32 determines that the power level of the input signal S 1 exceeds (is equal to or more than) the input power threshold by performing such a determination, the power supply control unit 32 supplies the compensating amplifier 81 with the driving power for the amplifier. On the contrary, when it is determined that the input power is equal to or less than the threshold value (below), the compensation amplifier 81
The supply path of the driving power source for is cut off. In addition, in such a state, the output of the compensation amplifier 81 and the power combiner 75
For impedance matching with the other input of
Since it is maintained by the terminating resistor of the isolator arranged at the output end of the compensation amplifier 81, there is no influence on the antenna system due to the intermittent driving power supply described above.
【００２７】したがって、本実施例では、電力増幅器７
２を搭載した機器の仕様とその増幅器の入出力特性とに
基づいて上述した入力電力閾値を設定することにより、
電力増幅器７２の出力信号に要求される歪み特性を満足
しつつ、入力信号の電力の低下に伴って歪み補償が必要
がない状態に補償増幅器８１で無駄に消費される電力が
節減される。Therefore, in this embodiment, the power amplifier 7
By setting the above-mentioned input power threshold value based on the specifications of the device equipped with 2 and the input / output characteristics of the amplifier,
While satisfying the distortion characteristic required for the output signal of the power amplifier 72, the power wasted by the compensation amplifier 81 is saved in a state where the distortion compensation is not required due to the decrease in the power of the input signal.
【００２８】図４は、請求項２に記載の発明に対応した
実施例を示す図である。図において、図３および図９に
示すものと機能および構成が同じものについては、同じ
参照番号を付与して示し、ここではその説明を省略す
る。FIG. 4 is a diagram showing an embodiment corresponding to the invention described in claim 2. In FIG. In the figure, parts having the same functions and configurations as those shown in FIGS. 3 and 9 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted here.
【００２９】なお、本実施例と図２に示すブロック図と
の対応関係については、電力増幅器７２は電力増幅器１
１に対応し、電力分配器７１、遅延線７６、歪み発生回
路９１、可変減衰器７９および可変移相器８０は歪み生
成手段２１に対応し、補償増幅器８１は補償増幅器２３
に対応し、電力分配器７１、遅延線７４および電力合成
器７５は歪み注入手段２５に対応し、電力検出部３１お
よび電源制御部３２は動作点可変手段２７に対応する。Regarding the correspondence relationship between this embodiment and the block diagram shown in FIG. 2, the power amplifier 72 is
1, the power distributor 71, the delay line 76, the distortion generation circuit 91, the variable attenuator 79 and the variable phase shifter 80 correspond to the distortion generation means 21, and the compensation amplifier 81 corresponds to the compensation amplifier 23.
The power distributor 71, the delay line 74, and the power combiner 75 correspond to the distortion injection unit 25, and the power detection unit 31 and the power supply control unit 32 correspond to the operating point changing unit 27.
【００３０】本実施例と図３に示す実施例との構成上の
相違点は、電力検出部３１および電源制御部３２が図７
に示すフィードフォワード型歪み補償回路に代えて図９
に示すプリディストーション型歪み補償回路に付加され
た点にあり、電力検出部３１および電源制御部３２の動
作は図３に示す実施例と同じであるから、ここではその
説明を省略する。The difference in structure between this embodiment and the embodiment shown in FIG. 3 lies in that the power detector 31 and the power controller 32 are different from those in FIG.
In place of the feedforward type distortion compensation circuit shown in FIG.
The operation of the power detection unit 31 and the power supply control unit 32 is the same as that of the embodiment shown in FIG. 3, and the description thereof is omitted here.
【００３１】なお、上述した各実施例では、電力増幅器
７２で発生する歪み成分の電力レベルが小さいために歪
み補償を行う必要ない場合に、補償増幅器８１に対する
駆動電源の供給を停止して消費電力の節減をはかってい
るが、本発明は、このような方法に限定されず、例え
ば、補償増幅器８１について、入力信号Ｓ1 あるいは出
力信号Ｓ4 の電力レベルに応じて、動作点をシフトさせ
たり、駆動電源の電源電圧を可変したり、その駆動電源
の電流の最大値を可変する方法を用いてもよい。In each of the above-described embodiments, when it is not necessary to perform the distortion compensation because the power level of the distortion component generated in the power amplifier 72 is small, the power supply to the compensation amplifier 81 is stopped and the power consumption is reduced. However, the present invention is not limited to such a method. For example, in the compensation amplifier 81, the operating point may be shifted according to the power level of the input signal S 1 or the output signal S 4. Alternatively, a method of varying the power source voltage of the driving power source or varying the maximum value of the current of the driving power source may be used.
【００３２】また、電力検出部３１は、図３および図４
に破線で示すように、歪み補償回路の出力端に接続して
もよく、電力増幅器７２の入力信号の電力レベルが何ら
かの制御装置によって可変設定されて設定値を示す制御
信号が与えられる場合には、その制御信号に応じて上述
した補償増幅器の制御を行う手段を電源制御部３２に代
えて設けてもよい。In addition, the power detection unit 31 is similar to that shown in FIGS.
As shown by the broken line in FIG. 3, the output signal may be connected to the output end of the distortion compensation circuit, and when the power level of the input signal of the power amplifier 72 is variably set by some control device and a control signal indicating the set value is given. The power supply control unit 32 may be provided with a unit that controls the compensation amplifier according to the control signal.
【００３３】さらに、上述した各実施例では、マイクロ
波帯の無線伝送装置の送信用電力増幅器に付加された歪
み補償回路を示したが、本発明は、このような装置に限
定されず、稼働中に電力増幅の対象となる入力信号の電
力レベルが変化するならば、その入力信号の変調方式や
変調の有無の如何にかかわらずどのような機器にも適用
可能である。Further, in each of the above-described embodiments, the distortion compensation circuit added to the transmission power amplifier of the microwave band radio transmission device is shown, but the present invention is not limited to such a device and operates. If the power level of the input signal subject to power amplification changes, it can be applied to any device regardless of the modulation method of the input signal and the presence or absence of modulation.
【００３４】また、補償増幅器の構成については、上述
したように、出力端にアイソレータが配置された増幅器
に限定されず、例えば、図５に示すように、９０度ハイ
ブリッド５１1 を介して入力信号を互いに逆相の２つの
信号に変換してそれぞれ増幅回路５２1 、５２2 により
並行して増幅し、これらの増幅回路の出力を９０度ハイ
ブリッド５１2 を介して合成するバランス増幅器を用い
てもよい。このようなバランス増幅器では、補償増幅器
８１について駆動電源の断続や動作点の可変設定が行わ
れても、増幅回路５２1 、５２2 の特性が揃っている限
り上述したアイソレータと同様の効果が得られる。Further, the configuration of the compensating amplifier, as described above, is not limited to the isolator is arranged to output amplifier, for example, as shown in FIG. 5, the input signal through a 90 degree hybrid 51 1 Can also be used as a balanced amplifier that converts the two signals into mutually opposite-phase signals, amplifies them in parallel by the amplifier circuits 52 1 and 52 2 , and combines the outputs of these amplifier circuits via the 90-degree hybrid 51 2. Good. In such a balance amplifier, even when the driving power supply is intermittently set or the operating point is variably set for the compensation amplifier 81, the same effect as the isolator described above can be obtained as long as the characteristics of the amplifier circuits 52 1 and 52 2 are uniform. To be
【００３５】さらに、上述した各実施例では、電力合成
器７５としてハイブリットを用いたが、本発明は、この
ような電力合成器に限定されず、例えば、図６に示す同
相合成器を配置してもよい。このような同相合成器で
は、遅延線７４の出力と補償増幅器８１の出力とが、特
性インピーダンス（＝Ｚ0)および線路長（＝ｌ) が同じ
ストリップライン６１1 、６１2 を介して形成される合
成回路を介してアンテナ系に同相で接続され、かつアイ
ソレーション抵抗器６２を介して直結されるが、補償増
幅器８１に上述した制御を施すことにより、その増幅器
の出力インピーダンスが変動してもアイソレーション抵
抗器６２を介してその変動に伴う影響が緩和されるの
で、補償増幅器としてその出力端にアイソレータを含ま
ない増幅器を用いることも可能である。Further, in each of the above-described embodiments, the hybrid is used as the power combiner 75, but the present invention is not limited to such a power combiner, and for example, the in-phase combiner shown in FIG. 6 is arranged. May be. In such an in-phase combiner, the output of the delay line 74 and the output of the compensation amplifier 81 are formed via strip lines 61 1 and 61 2 having the same characteristic impedance (= Z 0 ) and line length (= 1). Although it is connected in the same phase to the antenna system via the combining circuit and directly connected via the isolation resistor 62, even if the output impedance of the amplifier is changed by performing the above-described control on the compensation amplifier 81. Since the influence of the fluctuation is mitigated through the isolation resistor 62, it is also possible to use an amplifier that does not include an isolator at its output end as a compensation amplifier.
【００３６】また、上述したアイソレータ、バランス増
幅器、および同相合成器を用いた各方法に代えて、補償
増幅器の駆動電源の断続制御に連動して補償増幅器の出
力とこれに代わる終端器との何れか一方に、電力合成器
の他方の入力を切り換え接続する方法を用いてもよい。Further, instead of each method using the isolator, the balance amplifier, and the in-phase combiner described above, either the output of the compensating amplifier or the terminator in place of it is interlocked with the intermittent control of the driving power supply of the compensating amplifier. Alternatively, a method of switching and connecting the other input of the power combiner may be used.
【００３７】[0037]
【発明の効果】以上説明したように本発明では、フィー
ドフォワード型歪み補償回路やプリディストーション型
歪み補償回路において、補償すべき非直線歪みの電力レ
ベルを調整する補償増幅器の動作点を入力信号あるいは
出力信号の電力レベルに応じて可変する。As described above, according to the present invention, in the feedforward type distortion compensating circuit or the predistortion type distortion compensating circuit, the operating point of the compensating amplifier for adjusting the power level of the non-linear distortion to be compensated is set to the input signal or It varies according to the power level of the output signal.
【００３８】すなわち、入力信号レベルが小さな値とな
った状態では、補償増幅器の動作点が下げられるが、出
力信号に含まれる非直線歪みの電力レベルも低いのでこ
のような動作点においても歪み補償を行うことができ、
さらに、その非直線歪みの出力信号に対する電力比が所
定の閾値より小さなときには動作点が補償増幅器のカッ
トオフ領域に達した場合にも、十分な線型性を有する増
幅器が実現され、かつ補償増幅器の消費電力が節減され
る。That is, when the input signal level is a small value, the operating point of the compensation amplifier is lowered, but the power level of the non-linear distortion included in the output signal is also low, so distortion compensation is also performed at such operating point. Can be done
Further, even when the operating point reaches the cutoff region of the compensation amplifier when the power ratio of the nonlinear distortion to the output signal is smaller than a predetermined threshold value, an amplifier having sufficient linearity is realized and the compensation amplifier Power consumption is reduced.
【００３９】したがって、本発明にかかわる歪み補償回
路を付加した電力増幅器では、入力信号レベルが大きな
状態における線型性を保持しつつ節電がはかられ、性能
が高められる。Therefore, in the power amplifier to which the distortion compensating circuit according to the present invention is added, power saving can be achieved while maintaining linearity in a state where the input signal level is large, and performance can be improved.
【図１】請求項１に記載の発明の原理ブロック図であ
る。FIG. 1 is a principle block diagram of the invention according to claim 1.
【図２】請求項２に記載の発明の原理ブロック図であ
る。FIG. 2 is a principle block diagram of the invention described in claim 2.
【図３】請求項１に記載の発明に対応した実施例を示す
図である。FIG. 3 is a diagram showing an embodiment corresponding to the invention described in claim 1.
【図４】請求項２に記載の発明に対応した実施例を示す
図である。FIG. 4 is a diagram showing an embodiment corresponding to the invention described in claim 2.
【図５】補償増幅器の他の構成例を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing another configuration example of a compensation amplifier.
【図６】同相合成器の構成例を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of an in-phase combiner.
【図７】従来のフィードフォワード型歪み補償回路の構
成例を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of a conventional feedforward type distortion compensation circuit.
【図８】電力増幅器で発生する非線形歪みを示す図であ
る。FIG. 8 is a diagram showing non-linear distortion generated in a power amplifier.
【図９】従来のプリディストーション型歪み補償回路の
構成例を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a conventional predistortion type distortion compensation circuit.
１１，７２ 電力増幅器 １３ 歪み抽出手段 １５，２３，８１ 補償増幅器 １７ 歪み除去手段 １９，２７ 動作点可変手段 ２１ 歪み生成手段 ２５ 歪み注入手段 ３１ 電力検出部 ３２ 電源制御部 ５１ ９０度ハイブリッド ５２ 増幅回路 ６１ ストリップライン ６２ アイソレーション抵抗器 ７１ 電力分配器 ７３，７５ 電力合成器 ７４，７６ 遅延線 ７７，７９ 可変減衰器 ７８，８０ 可変移相器 ９１ 歪み発生回路 11, 72 Power amplifier 13 Distortion extracting means 15, 23, 81 Compensation amplifier 17 Distortion removing means 19, 27 Operating point changing means 21 Distortion generating means 25 Distortion injecting means 31 Power detection section 32 Power control section 51 90 degree hybrid 52 Amplification circuit 61 Stripline 62 Isolation Resistor 71 Power Divider 73,75 Power Combiner 74,76 Delay Line 77,79 Variable Attenuator 78,80 Variable Phase Shifter 91 Distortion Generation Circuit
Claims (2)
号との間の位相差および電力レベルの差を補正して差分
をとり、その差分から前記電力増幅器（１１）内で発生
する非直線歪みを抽出する歪み抽出手段（１３）と、 前記歪み抽出手段（１３）によって抽出された非直線歪
みを増幅してその非直線歪みの電力レベルを調整する補
償増幅器（１５）と、 前記出力信号と前記補償増幅器（１５）によって増幅さ
れた非直線歪みとを逆相加算してその出力信号に含まれ
る非直線歪みを除去する歪み除去手段（１７）とを備え
た歪み補償回路において、 前記入力信号または前記歪み除去手段（１７）によって
非直線歪みが除去された出力信号の何れか一方の電力レ
ベルに応じて、前記補償増幅器（１５）の動作点を可変
する動作点可変手段（１９）を備えたことを特徴とする
歪み補償回路。1. A non-linear line generated in the power amplifier (11) by correcting a phase difference and a power level difference between an input signal and an output signal of the power amplifier (11) and taking a difference from the difference. Distortion extracting means (13) for extracting distortion, a compensation amplifier (15) for amplifying the nonlinear distortion extracted by the distortion extracting means (13) and adjusting the power level of the nonlinear distortion, the output signal And a non-linear distortion amplified by the compensating amplifier (15) in reverse phase to remove non-linear distortion included in the output signal of the distortion compensating circuit (17). Operating point varying means (19) for varying the operating point of the compensation amplifier (15) according to the power level of either the signal or the output signal from which the non-linear distortion has been removed by the distortion removing means (17). ) Is provided, the distortion compensation circuit characterized by including.
れた入力信号に対する出力信号の非直線性に基づいて、
その電力増幅器内で発生する非直線歪みを生成する歪み
生成手段（２１）と、 前記歪み生成手段（２１）によって生成された非直線歪
みを増幅してその非直線歪みの電力レベルを調整する補
償増幅器（２３）と、 前記入力信号に前記補償増幅器（２３）によって増幅さ
れた非直線歪みを逆相加算して前記電力増幅器（１１）
に与える歪み注入手段（２５）とを備えた歪み補償回路
において、 前記入力信号または前記出力信号の何れか一方の電力レ
ベルに応じて前記補償増幅器（２３）の動作点を可変す
る動作点可変手段（２７）を備えたことを特徴とする歪
み補償回路。2. Based on the non-linearity of the output signal with respect to the input signal previously obtained for the power amplifier (11),
Distortion generating means (21) for generating non-linear distortion generated in the power amplifier, and compensation for amplifying the non-linear distortion generated by the distortion generating means (21) to adjust the power level of the non-linear distortion. An amplifier (23), and the power amplifier (11) that adds the nonlinear distortion amplified by the compensation amplifier (23) to the input signal in anti-phase
A distortion compensating circuit including a distortion injecting means (25) for controlling the operating point of the compensating amplifier (23) according to the power level of either the input signal or the output signal. A distortion compensation circuit comprising (27).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4190393A JPH0637551A (en) | 1992-07-17 | 1992-07-17 | Distortion compensation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4190393A JPH0637551A (en) | 1992-07-17 | 1992-07-17 | Distortion compensation circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0637551A true JPH0637551A (en) | 1994-02-10 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4190393A Withdrawn JPH0637551A (en) | 1992-07-17 | 1992-07-17 | Distortion compensation circuit |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0637551A (en) |
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- 1992-07-17 JP JP4190393A patent/JPH0637551A/en not_active Withdrawn
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