JPH07226793A

JPH07226793A - 信号伝達系の応答の変化を検出する装置

Info

Publication number: JPH07226793A
Application number: JP6037984A
Authority: JP
Inventors: Kensaku Fujii; 健作藤井; Toshiro Oga; 寿郎大賀
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1994-02-10
Filing date: 1994-02-10
Publication date: 1995-08-22

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】特性が未知の信号伝達系に送出した既知の信号
とその応答とからその信号伝達系の特性を推定するシス
テムに関し、ダドルトークとエコー経路変動を区別する
検出を、短時間のうちに、小さい回路規模と演算量で、
精度よく行えるようにする。【構成】特性が未知の信号伝達系の応答と装置内で合成
した疑似応答との差分と、疑似応答との相関値を求める
相関計算手段１０１と、疑似応答または応答のパワーを
求めるパワー計算手段１０２と、相関値をパワーで正規
化する正規化手段１０３と、正規化値を所定の第１の検
出閾値Ｅ_Fと比較して信号伝達系の応答の変化が信号伝
達系の応答特性の変化によるものであることを判定する
判定手段１０４とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、特性が未知の信号伝達
系に送出した既知の信号とその応答とからその信号伝達
系の特性を推定するシステムに関し、信号伝達系の応答
の変化、すなわち応答に未知の信号が重畳されたこと
（エコーキャンセラにおいてはダブルトークと呼ばれ
る）と信号伝達系の特性が変動したこと（同エコー経路
変動）とを区別して検出する装置の改良に関する。

【０００２】図１４は本発明の適用によって動作の改善
が期待される装置の構成例である。この装置は会議電話
装置と呼ばれ、手放しで双方向同時に通話できるように
スピーカ１とマイクロホン２の間の音響結合を低減する
目的で音響エコーキャンセラ２１’が導入されている。
そして、回路２０’はマイクロホン２に入力した音響伝
達系の応答の変化（未知信号の重畳＝ダブルトークの発
生、応答特性の変化＝エコー経路変動）を検出する回路
で、フィルタ係数更新回路４に対して係数更新の休止、
続行、再開を指示し、音響エコーキャンセラ２１’によ
る上記音響結合の低減量を大きく保つ機能を持つ。

【０００３】この装置において、エコーｇ_j＝Σｈ_j(i) Ｘ_j(i) （１）ｊ：時刻（サンプルタイム・インデックス、イタレーシ
ョン） Σ：ｉ＝１〜Ｉの加算ｈ_j(i) ：スピーカからマイクロホンに至る音響伝達系
のインパルス応答Ｘ_j(i) ：遠端話者音声は、音響伝達系の応答（マイクロホン出力）Ｙ_j＝ｇ_j＋Ｓ_j （２）Ｓ_j：近端話者音声から疑似エコー生成フィルタ３の出力（疑似エコー）Ｇ_j＝ΣＨ_j(i) Ｘ_j(i) （３）Ｈ_j(i) ：疑似エコー生成フィルタの係数を差し引くことによって相殺され、その結果として得ら
れる相殺の程度は、フィルタ係数更新回路４によって与
えられるフィルタの係数Ｈ_j(i) とインパルス応答ｈ_j
(i) との差 Δ_j(i) ＝ｈ_j(i) −Ｈ_j(i) （４）によって測られる。また、このエコーキャンセラ導入の
効果は、差分（残留エコー）ｅ_j＝Ｙ_j−Ｇ_j （５）＝ΣΔ_j(i) Ｘ_j(i) ＋Ｓ_j （６）が最も小さくなるときにおいて最大となり、フィルタ係
数更新回路４はこの差分ｅ_jが最小となるように疑似エ
コー生成フィルタ３の係数を更新する。

【０００４】ここで問題となるのは、フィルタ係数Ｈ_j
(i) の修正に必要な情報を含む上記Δ_j(i) の正確な観
測を妨害する雑音としての効果を近端話者音声Ｓ_jが持
つことである。明らかに、その差Δ_j(i) が精度よく観
測されなければ、係数Ｈ_j(i) の修正に参考となる情報
は得られず、その正確な情報が得られなければ、差Δ_j
(i) を十分に小さくしてエコーの消去量を大きくするこ
とはできない。エコーキャンセラでは応答Ｙ_jに近端話
者音声Ｓ_jが重畳されて得られることをダブルトークと
呼び、このダブルトークの発生があっても疑似エコー生
成フィルタ３の係数が乱れる（差Δ_j(i) が大きくな
る）ことなく、シングルトーク（遠端話者だけが発生し
ている状態：Ｓ_j＝０）時のエコー消去量がそのまま維
持されるように処置することが不可欠となっている。

【０００５】この処置は、図１５に示す能動騒音制御シ
ステムにおいても同様に必要であることが指摘される。
すなわち、能動騒音制御システムはエコーキャンセラと
同様の原理に従い、騒音制御フィルタ３で合成した疑似
騒音（疑似エコーに相当）Ｇ_jを騒音（エコーに相当）
ｇ_jに逆位相で重ね合わせる（減算する）ことによって
相殺する。また、その騒音制御フィルタ３の係数は誤差
採取マイクロホン３０３位置において生じる差分ｅ
_j（＝ｇ_j−Ｇ_j）が最小となるように調整される。従
って、この差分ｅ_jにダクト３００の出口から入り込ん
だ室内騒音Ｎ_jが重畳するとき、その室内騒音Ｎ_jは明
らかに騒音制御フィルタ３のフィルタ係数の更新に対し
て音響エコーキャンセラ２１における近端話者音声Ｓ_j
と同様な効果をもたらす。

【０００６】このため、エコーキャンセラや能動騒音制
御システムでは、通常、ダブルトーク検出回路５を別に
設け、同回路がダブルトークの発生（近端話者音声や室
内騒音）を検出した時には、疑似エコー生成フィルタ
（騒音制御フィルタ）の係数更新を休止する構成をと
る。

【０００７】このダブルトーク検出法については従来よ
り種々の方法が知られている。その一つは、図２に示す
『マイクロホン出力Ｙ_jと遠端話者音声Ｘ_jの短時間平
均パワー比の変化からダブルトークを検出する方法』
（例えば後掲の参考文献１）である。すなわち、この構
成において、上記短時間平均パワー比Ｒ_YX＝Ｐ_Y／Ｐ_X （７）Ｐ_Y：マイクロホン出力Ｙ_jの短時間平均パワーＰ_X：遠端話者音声Ｘ_jの短時間平均パワーは、遠端話者音声Ｘ_jと近端話者音声Ｓ_jを互いに独立
と仮定し、加算項数Ｊを十分に大きくとることによりＲ_YX＝σ_h ²＋σ_S ²／σ_X ² （８） σ_h ²：エコー経路のパワー利得 σ_S ²：近端話者音声の平均パワー σ_X ²：遠端話者音声の平均パワーと近似される。また、当然ながらシングルトーク時にお
いて同パワー比はＲ_YX＝σ_h ² （９）となり、この両式を比較すればダブルトークはパワー比
Ｒ_YXの増大からその発生が検出されることは明らかであ
る。

【０００８】ところが、この方法には次の欠点があるこ
とが指摘される。すなわち、エコーが近端話者音声に比べて大きいときには、近
端話者音声がエコーに埋もれて検出されにくい場合があ
る．伝達系のインパルス応答の持続時間が長いときに
は、エコーを近端話者音声と誤判定することがないよう
に加算項数Ｊを十分に大きくとる必要から検出に時間が
かかり、その間にフィルタ係数が大きく乱れてしまう．音響結合が増大（σ_h ²の増大）するエコー経路変
動をもダブルトークと判定し、係数更新を休止する誤動
作を引き起こす．ことである。これらの欠点が、ダブル
トークの判定にエコーを含む信号のパワーを用いた点に
起因することは、式（８）を構成する成分（エコー経路
のパワー利得の存在）から容易に推察される。

【０００９】そこで、この欠点、を解消する第２の
方法として、残留エコーｅ_jと遠端話者音声Ｘ_jの瞬時
パワーの比の変化からダブルトークを検出する方法（参
考文献２）が提案されている。すなわち、上記瞬時パワ
ー比Ｒ_EX＝ｐ_E／ｐ_X （１０）ｐ_E：残留エコーｅ_jの瞬時パワーｐ_X：遠端話者音声Ｘ_jの瞬時パワーに対して、遠端話者音声Ｘ_jと近端話者音声Ｙ_jを互い
に独立と仮定すれば、同瞬時パワー比はＲ_EX＝ｐ_d＋ｐ_S／ｐ_X （１１）ｐ_d：推定誤差Δ_jの瞬時パワーｐ_S：近端話者音声Ｘ_jの瞬時パワーと近似され、シングルトーク時において同瞬時パワー比
はＲ_EX＝ｐ_d となることから、この瞬時パワー比Ｒ_EXの増加によりダ
ブルトークを検出できる

【００１０】ここにおいて、エコーが十分に相殺されて
おれば、この瞬時パワー比Ｒ_EXと式（８）として与えた
短時間平均パワー比Ｒ_YXとの比較において、ｐ_d≪σ_h ² （１２）の関係が成立することから、上記短時間平均パワー比Ｒ
_YXを用いるダブルトーク検出方法の欠点は、この瞬時
パワー比Ｒ_EXを用いるダブルトーク検出方法によって解
決されることは明らかである。さらに、欠点もこの方
法においてはエコーが除かれていることから、エコーを
ダブルトークと判定する危険は小さく、従って、加算項
数が少なくて済む瞬時パワーの採用が可能となることか
ら解決され、検出に要する時間の大幅な短縮が実現され
る。

【００１１】問題は、エコー経路変動による残留エコー
の増加とダブルトークによる残留エコーの増加とが区別
できないことである。また当然ながら、この方法によっ
ても上記欠点は解消されない。エコーキャンセラにお
いて、係数更新は、エコー経路変動が起こった場合には
休止してはならず、ダブルトークの場合には休止しなけ
ればならない。この区別が明確にできなければ、エコー
キャンセラはその消去量を常時十分な大きさで維持する
ことが困難となる。

【００１２】しかしながら、この瞬時パワー比Ｒ_EXを用
いるダブルトーク検出方法は、エコー経路変動の検出法
さえ見出されるならば、上記欠点も併せて解決できる
検出遅延の少ない優れた方法となり得る。また、これば
かりでなく、エコー経路変動が検出できれば、収束の高
速化を実現する手法（例えば参考文献３あるいは参考文
献４）の採用も可能となる。

【００１３】以上、信号伝達系の応答の変化、すなわ
ち、ダブルトークの発生とエコー経路変動とを区別して
検出できる手法の確立が強く望まれている所以である。

【００１４】

【従来の技術および発明が解決しようとする課題】従来
より、そのダブルトークとエコー経路変動を区別して検
出する方法（エコー経路変動検出法）はいくつか提案さ
れている。第１の方法として、継続時間の統計的性質を
利用したダブルトーク検出方法（参考文献５）がある。
すなわち、ダブルトークが３秒を超えて継続することが
まれであることを利用し、瞬時パワー比Ｒ_EXの増加が３
秒以上継続した場合は、エコー経路変動と判定して係数
更新の休止を解除する方法である。しかしながら、この
方法は必然的に、３秒以上の継続時間を持つダブルトー
クはエコー経路変動と誤判定されること、そして、エコ
ー経路変動と判定するまでに要する時間が３秒と長いこ
とを欠点として持つ。エコーキャンセラはエコー経路変
動と判定されるまでの時間が長いと、エコーの消去量を
十分に大きくとることができず、この間においてハウリ
ングが発生する可能性を無視することはできない。

【００１５】第２の方法として、小型の検出用エコーキ
ャンセラを併用する方法（参考文献６）が提案されてい
る。すなわち、検出用エコーキャンセラを別に用意し、
上記瞬時パワー比Ｒ_EXの増加に対しては、直ちにダブル
トークと判定して主エコーキャンセラの係数更新を休止
する方法である。但し、検出用エコーキャンセラはダブ
ルトークと判定されたときにおいても係数更新を続行す
るように構成される。このとき、その検出用エコーキャ
ンセラで観測される瞬時パワー比Ｒ_EXはその増加がエコ
ー経路変動によるものであれば、フィルタ係数の更新に
連れて減少し、ダブルトークによるものであれば大きい
まま減少しない。すなわち、この反応の違いからエコー
経路変動とダブルトークの判別が可能となる。

【００１６】この方法の欠点は二重にエコーキャンセラ
を用意しなければならず、従って、回路規模が大きくな
ること、また、タップ長の長いエコーキャンセラでは収
束が遅く、瞬時パワー比Ｒ_EXの減少の程度からエコー経
路変動と判定できるまでには時間がかかるため、主エコ
ーキャンセラに対して係数更新の再開が遅くなることで
ある。

【００１７】この検出の高速化を実現する方法として本
発明者等によって提案された第３の方法が、残響特性が
指数関数的に減少することを利用して検出する方法（参
考文献７）である。すなわち、マイクロホン出力Ｙ_jに
タップｍを除いて合成した疑似エコーを加えるとき、同
出力は、Ｙ_j(m) ＝ｈ_j(m) Ｘ_j(m) ＋Σ_mΔ_j(i) Ｘ_j(i) ＋Ｓ_j （１３） Σ_m：Ｉ＝ｍを除くＩ＝１〜Ｉの加算となって：エコーの第ｍ番目の成分が残されることを利
用するのである。この手法において、疑似エコーの第ｍ
番目の成分との積Ｙ_j(m) Ｈ_j(m) Ｘ_j(m) ＝〔ｈ_j(m) Ｘ_j(m) ＋Σ_mΔ_j(i) Ｘ_j(i) ＋Ｓ_j〕Ｈ_j(m) Ｘ_j(m) （１４）は、遠端話者音声Ｘ_jと近端話者音声Ｓ_jの間に相関が
ないと仮定されること、また、フィルタ係数の更新過程
が収束した後においては、Ｈ_j(m) ≒ｈ_j(m) （１５）と近似されること、そして、タップｍを除く推定誤差Δ
_j(i) とフィルタ係数Ｈ_j(m) とも互いに独立であるこ
とから、平均値Ｐ(m) ≒ｈ_j ²(m) Ｘ_j ²(m) （１６）を中心とする確率変数となる。

【００１８】そこで、この積をｍ＝１〜Ｉ／２とＩ／２
＋１〜Ｉについて加算し、その確率変数としての分散を
抑えて近端話者音声Ｓ_jの影響を小さくし、その比Ｒ＝¹Σｈ_j ²(m) Ｘ_j ²(m) ／²Σｈ_j ²(m) Ｘ_j ²(m) （１７）¹ Σ：ｍ＝１〜Ｉ／２の加算² Σ：ｍ＝Ｉ／２＋１〜Ｉの加算を計算すれば、その結果は、残響特性が指数関数的に減
少する（文献８）ことから、収束後においてＲ＜１の関
係を満たす。これは遅延の大きい部分ほどエコーのパワ
ーが小さくなるためである。反対に、エコー経路が変動
し、ｈ_j(m) とＨ_j(m) が異なる値をとれば、明らかに
式（１４）の平均値は０となり、従って、比Ｒに対して
エコー経路変動が生じたときにおいては、Ｒ＜１の関係
が大きく崩されることになる。加えて、エコー経路変動
は一瞬の間にこのＲ＜１の関係を崩すことから、この方
法の採用によって検出遅延の大幅な短縮が可能となる。

【００１９】この方法の欠点は音声のパワー変化が比Ｒ
に現れ、音声のパワー変化をエコー経路変動と判定する
誤動作を引き起こす危険があること、第ｍ番目の成分を
除く疑似エコーの加算と疑似エコーの各成分との積を求
める計算量が多く、演算量の削減がこの方法によっては
実現されないことである。

【００２０】本発明はこれらの問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、ダブルトークと
エコー経路変動を区別する検出を、短時間のうちに、小
さい回路規模と演算量で、精度よく行えるようにするこ
とにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段および作用】図１は本発明
の原理説明図である。上述の課題を解決するために、本
発明においては、特性が未知の信号伝達系の特性を推定
する演算回路を備えて、この演算回路によって信号伝達
系の応答の疑似応答を生成する装置における信号伝達系
の応答の変化を検出する装置であって、特性が未知の信
号伝達系の応答と装置内で合成した疑似応答との差分
と、疑似応答との相関値を求める相関計算手段１０１
と、疑似応答または応答のパワーを求めるパワー計算手
段１０２と、相関計算手段１０１の相関値をパワー計算
手段１０２で求めたパワーで正規化する正規化手段１０
３と、正規化手段で求めた値を所定の第１の検出閾値Ｅ
_Fと比較して第１の検出閾値Ｅ_Fを超えたことをもって
信号伝達系の応答の変化が信号伝達系の応答特性の変化
によるものであることを判定する判定手段１０４とを備
えたことを特徴とする信号伝達系の応答の変化を検出す
る装置が提供される。

【００２２】この装置においては、相関計算手段１０１
で差分と疑似応答との相関値（すなわち積）を求め、一
方、パワー計算手段１０２で疑似応答（または応答）の
パワーを求め、正規化手段１０３で上記パワーにより相
関値を正規化し（すなわち比を求め）、この正規化した
値（比）が所定の第１の閾値Ｅ_Fを超えたことを判定手
段１０４で判定することで、信号伝達系の応答特性の変
化があったことを検出する。

【００２３】パワー計算手段１０２で計算するパワーは
疑似応答のパワーに代えて応答のパワーとすることもで
き、その場合、信号伝達系の応答特性の変化による場合
と応答に未知の信号が重畳した結果による場合との識別
間隔が広がり、一層確実に検出が行えるようになる。

【００２４】また本発明においては、信号伝達系の応答
の変化を、応答に未知の信号が重畳した結果によるもの
と信号伝達系の応答特性の変化によるものとを含めて検
出する第２の検出装置を更に備え、請求項１記載の装置
による検出結果と組み合わせることで、上記信号伝達系
の応答の変化の要因を区別して検出できるようにしたこ
とを特徴とする信号伝達系の応答の変化を検出する装置
が提供される。

【００２５】この装置においては、第２の検出装置によ
り信号伝達系の応答の変化が検出された場合、当該信号
伝達系の応答の変化は、請求項１の装置により信号伝達
系の応答特性の変化が検出されている場合には信号伝達
系の応答特性の変化によるものと判定され、一方、応答
特性の変化が検出されていない場合には、応答に未知の
信号が重畳した結果によるものと判定され、両者を区別
することが可能となる。

【００２６】この第２の検出装置は、信号伝達系の応答
の変化を、信号伝達系の応答および装置内で合成した疑
似応答の差分と該信号伝達系へ送出した信号とのパワー
比、応答と信号伝達系へ送出した信号とのパワー比、あ
るいは差分と疑似応答のパワー比をパラメータとしてそ
れを所定の第２の検出閾値（Ｅ_S）と比較することで、
検出するよう構成することができる。

【００２７】また上記第２の検出装置では、第２の検出
閾値（Ｅ_S）を、最低限確保すべき該応答の消去量程度
に選ぶよう構成することができる。

【００２８】また上記第２の検出装置で応答の変化の検
出に用いるパラメータとして、パワー比を立上りが急峻
で立下りが緩やかな時定数の低域フィルタに印加して得
られた出力を用いるよう構成することができる。

【００２９】このような低域フィルタを用いると、上記
パワー比の瞬間的な変動による誤判定を防止し、信頼性
の高い判定を行うことが可能となる。

【００３０】また信号伝達系の特性を推定する演算回路
の入力に、応答に未知の信号が重畳していることを見出
すに要する時間以上の遅延を与える遅延手段を更に備え
た構成とすることができる。

【００３１】かかる遅延手段を加えることで、応答に未
知の信号が重畳するなどして演算回路の係数更新を乱す
前に、その重畳を検出して演算回路の係数更新を停止す
ることが可能となる。

【００３２】また上記遅延手段に対して、応答の変化が
未知信号の重畳によるものと判定されたとき、あるいは
その重畳が解消されたと判断されたときには、その保持
内容をリセットする機能を付与した構成とすることがで
きる。

【００３３】かかるリセット機構を導入することで、未
知信号の重畳による演算回路への影響を遅延手段のリセ
ットにより無くすことができ、演算回路の係数更新が乱
されることを防止できる。

【００３４】また第２の検出装置に用いるパワーを計算
する加算数をｄ、上記遅延手段の遅延量をＤとした場合
に、該パワー比が検出閾値（Ｅ_S）を下回ってからＤ／
ｄ程度以上の時間は該応答の変化が継続していると判断
するよう構成することができる。

【００３５】かかる構成とすることで、パワー比の瞬間
的な変動に対して誤判定が生じることを防止でき、か
つ、遅延手段に未知信号の重畳による影響が残存するこ
とを防止できる。

【００３６】また第２の検出装置の検出閾値（Ｅ_S）と
して、パワー比を立上り時定数が長く、立下り時定数が
短い低域フィルタに印加したときの応答の定数倍を用い
るよう構成することができる。

【００３７】このようにすることで、周囲騒音の影響を
考慮して第２の検出閾値（Ｅ_S）を設定することができ
るようになる。

【００３８】また応答の変化を検出してから請求項１記
載の装置の正規化手段の正規化結果の算術平均を計算す
る算術平均計算手段と、第１の検出閾値（Ｅ_F）を除々
に小さくする閾値可変手段とを備え、閾値可変手段で該
第１の検出閾値を除々に小さくしつつ算術平均計算手段
の算術平均と比較することで、信号伝達系の応答特性の
変化の生起を検出するよう構成することができる。

【００３９】このようにすれば、信号伝達系の応答の変
化が、未知信号の重畳によるものか、応答特性の変化に
よるものかを一層確実に区別して検出することが可能と
なる。

【００４０】また応答の変化を検出してから請求項１記
載の装置の正規化手段の正規化結果の算術平均を計算す
る算術平均計算手段を備え、ある一定の時間をおいた後
に該第１の検出閾値（Ｅ_F）と比較することで、信号伝
達系の応答特性の変化の生起を検出するよう構成するこ
とができる。

【００４１】このようにすれば、信号伝達系の応答の変
化が、未知信号の重畳によるものか、応答特性の変化に
よるものかを一層確実に区別して検出することが可能と
なる。

【００４２】

【実施例】図２には本発明の実施例を示す図である。こ
の実施例は本発明の信号伝達系の応答の変化を検出する
装置をエコーキャンセラに適用した場合のものである。
図２において、１は遠端話者音声Ｘ_jを放音するスピー
カ、２は近端話者音声Ｓ_j等を入力するマイクロホン、
３は遠端話者音声Ｘ_jに基づいて疑似エコーＧ_jを合成
する疑似エコー生成フィルタ、４は疑似エコー生成フィ
ルタ３の係数を更新するフィルタ係数更新回路、７はマ
イクロホン２で収集した応答Ｙ_jから疑似エコー生成フ
ィルタ３で生成した疑似エコーＧ_jを差し引く減算器、
８は減算器７からの残留エコーｅ_jのフィルタ係数更新
回路４への入力をＤ標本化周期分だけ遅延させるシフト
レジスタ、９は遠端話者音声Ｘ_jのフィルタ係数更新回
路４への入力をＤ標本化周期分だけ遅延させるシフトレ
ジスタである。音響エコーキャンセラ２１はこれらの回
路で構成される。

【００４３】一方、２０は信号伝達系の応答の変化（す
なわちダブルトークとエコー経路変動）を検出する回路
であり、ダブルトーク検出回路５とエコー経路変動検出
回路６とで構成される。ダブルトーク検出回路５は従来
と同様にダブルトークとエコー経路変動を区別なく検出
する回路であり、この検出を残留エコーｅ_jと疑似エコ
ーＧ_jに基づいて行っている。このダブルトーク検出回
路５の検出出力はフィルタ係数更新回路４に対して更新
中断を指示する信号として用いられると共に、シフトレ
ジスタ８にその内容をリサットする信号として入力れれ
る。またエコー経路変動検出回路６は信号伝達系の応答
変化がエコー経路変動によるものか否かを検出する回路
であり、この検出を応答Ｙ_j、残留エコーｅ_j、疑似エ
コーＧ_jに基づいて行っており、このエコー経路変動検
出回路６の出力はフィルタ係数更新回路４にその係数更
新の中断を禁止する信号として入力される。

【００４４】図３には上述のエコー経路変動検出回路６
の構成例が示される。図示の如く、残留エコーｅ_jと疑
似エコーＧ_jの積（すなわち相関値）を求める乗算器６
１、乗算器６１の出力の累積加算を行う積分回路６２、
疑似エコーＧ_j（あるいは系の応答Ｙ_j）を自乗してそ
の瞬時パワーを求める乗算器６５、乗算器６５の瞬時パ
ワーの累積加算を行う積分回路６６、積分回路６２の出
力（相関値）を積分回路６６の出力（瞬時パワー）で正
規化するために除算して両積分結果の比Ｒ_GG（乗算器６
５への入力が応答Ｙ_jのときにはＲ_eY）を計算する比計
算回路６３、比計算回路６３の出力の比Ｒ_GGを所定の検
出閾値Ｅ_Fと比較してエコー経路変動の有無の判定を行
う判定回路６４、その判定結果の出力端子６０４、残留
エコーｅ_jの入力端子６０１、疑似エコーＧ_jの入力端
子６０２、疑似エコーＧ_j（または未知系の応答Ｙ_j）
の入力端子６０３を含み構成される。なお、正規化パワ
ーとして疑似エコーＧ_jの瞬時パワーを採用する場合は
端子６０３は端子６０２に共通となる。

【００４５】図４には上述のダブルトーク検出回路５の
構成例が示される。ダブルトーク検出回路５は、残留エ
コーｅ_jと疑似エコーＧ_jの瞬時パワー比Ｒ_eGを計算す
る瞬時パワー比計算回路５１と、瞬時パワー比Ｒ_eGを通
す低域フィルタ５２と、低域フィルタ５２の出力を所定
の検出閾値Ｅ_Sと比較してダブルトークを判定する比較
器５３を含み構成される。瞬時パワー比計算回路５１
は、残留エコーｅ_jを自乗し累積加算することで瞬時パ
ワーＰ_eを計算する乗算器５１１と積分回路５１３、疑
似エコーＧ_jを自乗し累積加算することで瞬時パワーＰ
_Gを計算する乗算器５１２と積分回路５１４、瞬時パワ
ーＰ_eとＰ_Gの比Ｒ_eGを計算する除算器５１５を含み構
成される。この積分回路５１３、５１４はＪ個分の累積
加算器からなる。また、低域フィルタ５２は、立上りが
速く、立下りが遅い入出力特性を持つもので、比較器５
２１、セレクタ５２２、１標本化周期遅延措置５２３、
加算器５２４、乗算器５２５、５２６を含み構成され
る。

【００４６】この実施例の回路では、エコー経路変動と
ダブルトークを確実に識別するため、そしてダブルトー
ク発生時においても安定したエコー消去量の維持を確実
にするために、各回路の具体的な構成に対して以下の内
容を折り込んでいる。

【００４７】（１）エコー経路変動検出回路６本エコー経路変動検出回路６でエコー経路変動を検出す
る原理は簡単である。まず、残留エコーｅ_jと疑似エコ
ーＧ_jとの積と、疑似エコーＧ_jの自乗値をｊ＝ｎＪ＋
１〜（ｎ＋１）Ｊまで加算することにより、Ｐ_eG＝³Σｅ_jＧ_j （１８）＝³Σ〔ΣΔ_j(i) Ｘ_j(i) ＋Ｓ_j〕ΣＨ_j(i) Ｘ_j(i) （１９）Ｐ_G＝³ΣＧ_j ² （２０）³ Σ：ｊ＝ｎＪ＋１〜（ｎ＋１）Ｊの加算、以下同じｎ：加算区間の番号Ｊ：瞬時パワーを計算する加算項数を得る。このとき、推定誤差Δ_j(i) は収束後において
十分に小さく、フィルタ係数Ｈ_j(i) と近端話者音声Ｓ
_jの間には相関はないと仮定できるので、この両者の比Ｒ_GG＝Ｐ_eG／Ｐ_G （２１）は収束後においてダブルトークが発生してもＲ_GG＝０（２２）と近似されると期待できる。一方、エコー経路が変動し
てインパルス応答ｈ_j(i) とフィルタ係数Ｈ_j(i) が不
一致となったときには、式（１９）は、Ｐ_eG＝³Σ〔Σｈ_j(i) Ｘ_j(i) −ΣＨ_j(i) Ｘ_j(i) ＋Ｓ_j〕ΣＨ_j(i) Ｘ_j(i) ＝³Σ〔Σｈ_j(i) Ｘ_j(i) ＋Ｓ_j〕ΣＨ_j(i) Ｘ_j(i) −Ｇ_j ² （２３）と置き換えられる。このとき、フィルタ係数Ｈ_j(i) と
インパルス応答ｈ_j(i)および近端話者音声Ｓ_jとは互
いに独立と仮定できるので、上記パワー比Ｒ_GGはエコー
経路変動時において、Ｒ_GG＝−１（２４）に近似される。従って、検出閾値Ｅ_Fをこの−１と０の
間におけば、Ｒ_GG≦Ｅ_F （２５）となるときには、エコー経路変動と判定することが可能
となる（請求項１）。

【００４８】また、この方法は次のように変更が可能で
ある。すなわち、相関Ｐ_eGの正規化を伝達系の応答（マ
イクロホン出力）Ｙ_jの瞬時パワーＰ_Y＝ΣＹ_j ² （２６）で行い、同比Ｒ_GGを、Ｒ_eY＝Ｐ_eG／Ｐ_Y （２７）と置き換えても同様の効果が得られる。この場合、瞬時
パワーＰ_Yはシングルトーク時においてエコーｇ_jの瞬
時パワーｇ_j ²に等しく、収束後においてはほぼ疑似エ
コーＧ_jの瞬時パワーＰ_Gに等しくなるので、この比Ｒ
_eYを用いて検出する場合でもエコー経路変動に対しては
疑似エコーの瞬時パワーで正規化したときと同じ結果が
得られる。反対に、ダブルトークのときにはマイクロホ
ン出力Ｙ_jに近端話者音声Ｓ_jが含まれることから瞬時
パワーＰ_Yが増大し、その結果として比Ｒ_eYは抑えられ
るため、ダブルトークとエコー経路変動の識別間隔が広
がるという利点が得られる（請求項１）。

【００４９】但し、Ｐ_eGは残留エコーｅ_jと疑似エコー
Ｇ_jの相関、Ｐ_Gは疑似エコーＧ_jの瞬時パワー、Ｐ_Y
は伝達系の応答の瞬時パワーを等価的に与えるものであ
ればよく、例えば、その加算をフィルタ係数ａ＜１の一
次巡回型フィルタで実行する構成とすることも可能であ
る。

【００５０】以上のエコー経路変動検出法は、後述する
本実施例のダブルトーク検出回路と併用する場合の他
に、例えば前述した残留エコーｅ_jと遠端話者音声Ｘ_j
との瞬時パワー比Ｒ_EXの増大により信号伝達系の応答変
化（ダブルトークとエコー経路変動）を検出する方法と
併用することができ、この場合、ダブルトークは、Ｒ_GG＞Ｅ_F （２８）となるから、この結果を用いて、ダブルトークをエコー
経路変動とを区別して高速に検出することが可能となる
（請求項３）。

【００５１】また、当然のことながら、このエコー経路
変動検出法を、前述したマイクロホン出力Ｙ_jと遠端話
者音声Ｘ_jとの短時間平均パワー比Ｒ_eYを用いる信号伝
達系の応答変化（ダブルトークとエコー経路変動）の検
出法と併用すれば、同検出法においても、前記欠点は
解消されることとなり、近端話者がマイクロホン近くに
位置し、マイクロホンとスピーカとの距離が十分である
（エコーに比べて近端話者音声の方が大）場合には、同
法も有効なダブルトーク検出法としての採用が可能とな
る（請求項３）。

【００５２】（２）シフトレジスタ８、９まず、ダブルトーク検出には時間がかかること、そし
て、そのダブルトークはエコー消去量を急減させるこ
と、しかもその急峻さは、その検出遅延が短い『残留エ
コーｅ_jと遠端話者音声Ｘ_jの瞬時パワー比Ｒ_EXを用い
た』ダブルトーク検出法においてもエコー消去量をその
まま維持することは困難であること（参考文献９）が指
摘される。図２に示す遅延がＤ標本化周期のシフトレジ
スタ８、９はこの検出遅延を補償するための素子であ
る。このように係数更新過程に遅延を挿入する構成（参
考文献）をとるとき、フィルタ係数Ｈ_j(i) の乱れは
その遅延分だけ遅れることになる。従って、その遅延を
ダブルトーク検出に要する時間以上に選び、その間にダ
ブルトークを検出して係数更新を休止すれば、ダブルト
ークに対してフィルタ係数の乱れが全くないエコーキャ
ンセラが実現される（請求項６）。

【００５３】この手法の動作については既に解析され、
一定の条件を満たせばその遅延の挿入によってもフィル
タ係数の更新は安定的に実行されることが明らかになっ
ている（文献１０）。

【００５４】（３）ダブルトーク検出回路５における瞬
時パワー比計算回路５１（３−１）ダブルトークは前述した式（７）のパワー比
Ｒ_YX、あるいは式（１０）の瞬時パワー比Ｒ_EXの変化か
ら検出する以外に、残留エコーｅ_jの瞬時パワーＰ_e＝³Σｅ_j ² （２９）と、式（２０）の疑似エコーＧ_jの瞬時パワーＰ_Gとの
比Ｒ_eG＝Ｐ_e／Ｐ_G （３０）を用いても検出することができる。また、その方が正確
である。

【００５５】すなわち、式（１）、（３）から分かるよ
うに、フィルタ係数Ｈ_j(i) の更新に利用される遠端話
者音声はエコーや疑似エコーを構成している成分Ｘ
_j(i) であり、フィルタ係数Ｈ_j(i) が乱れてエコーの
消去量が減少するのは、この遠端話者音声Ｘ_j(i) と近
端話者音声とのパワー比が低下したときである。ダブル
トークを検出して係数更新を休止しなければならないタ
イミングは、このパワー比が低下した時点なのである
が、スピーカとマイクロホン間の距離（遅延）を考えれ
ば、時刻ｊにおいてスピーカから出力された音声Ｘ_jは
その出力時点においてエコーや疑似エコーを構成してい
ない。もちろん、時刻ｊにおいてスピーカから出力され
た信号Ｘ_jもいずれエコーや疑似エコーを構成するので
あるから、パワー比を計算する加算項数Ｊを多くとれ
ば、信号Ｘ_jをもって正規化する近似も成り立つとは言
える。しかしながら、残留エコーをダブルトーク検出に
利用したいのは加算項数を減らしたいがためであり、こ
こで加算項数Ｊを多くとることは矛盾である。

【００５６】（３−２）上記のように、残留エコーｅ_j
と疑似エコーＧ_jの瞬時パワー比Ｒ_eGをパラメータとし
てダブルトークの検出を行うとき、検出閾値の設定が簡
単になる。すなわち、エコーの消去量は（ｇ_j−Ｇ_j）
とｇ_jのパワー比で測ることができ、周囲騒音が低い場
合には収束後において差分（ｇ_j−Ｇ_j）は残留エコー
ｅ_jに、またエコーｇ_jは疑似エコーＧ_jにほぼ等しい
ことから、同パワー比は式（３０）に与える比Ｒ_eGに近
似される。一方、エコーキャンセラの安定した動作の実
現に必要な最低限確保されるべきエコーの消去量Ｅ_Sは
エコーキャンセラの設定時に決定され、当然ながら、そ
の消去量Ｅ_Sはダブルトーク時においても確保されなけ
ればならない。従って、パワー比Ｒ_eGを監視し、Ｒ_eG＞Ｅ_S （３１）となった場合をダブルトークと判定して係数更新を休止
する（参考文献７）ように検出閾値を設定してダブルト
ーク検出回路を構成すれば、エコーキャンセラは常に所
要消去量Ｅ_Sが保証されることになる（請求項４）。も
ちろん、この効果は上記パワー比Ｒ_eGに代えてその逆数
であるＲ_Ge＝Ｐ_G／Ｐ_e （３２）を用いて構成しても同じであり、また、その検出閾値を
所要消去量Ｅ_Sに若干の余裕を持たせた値としても、本
発明の原理に変わりはない。

【００５７】よって、本実施例では、ダブルトーク検出
回路５には、図４に示すような、残留エコーｅ_jと疑似
エコーＧ_jの瞬時パワー比Ｒ_eGを瞬時パワー比計算回路
５１により計算して、これを比較器５３で所定の検出閾
値Ｅ_Sと比較する回路構成を用いている。なお、低域フ
ィルタ５２の効果については次に述べる。

【００５８】（４）ダブルトーク検出回路５における低
域フィルタ５２以上の構成によって特性が未知の信号伝達系の変化（応
答特性の変化＝エコー経路変動あるいは未知信号の重畳
＝ダブルトーク）の発生が検出されるが、例えば、式
（２７）の瞬時パワー比Ｒ_eYをパラメータとしてエコー
経路が変動したことを検出し、フィルタ係数Ｈ_j(i) の
更新を続行したとき、同比Ｒ_eYはフィルタ係数Ｈ_j(i)
が伝達系のインパルス応答ｈ_j(i) に近づくに連れて減
少するため、いずれ検出閾値Ｅ_Fを下回るようになる。
しかも、このときにおいてもエコーの消去量はまだ十分
得られていないために、Ｒ_eG＞Ｅ_S （３３）Ｒ_eY＜Ｅ_F （３４）となるときが来る。このとき、式（３３）でダブルトー
ク検出回路５はダブルトークと判定し、式（３４）でエ
コー経路変動検出回路６はエコー経路変動無しと判定す
るので、実際にはダブルトークは生じてないにもかかわ
らず、その伝達系の応答の変化は当然ながらダブルトー
クと判定され、エコーの消去量が十分に得られていない
（すなわち係数更新を続行したい）にもかかわらず、フ
ィルタ係数の更新が中止されることになる。

【００５９】この誤動作を防止するためには、エコー経
路変動と判定された後は、エコーの消去量が規定値以上
得られるまでダブルトークとしない処置が必要となる。
ところが、エコーの消去量が規定値以上となったかを判
断するパラメータとなる比Ｒ_eGは瞬時パワーで与えられ
ているために各時刻でのその変化は大きく、設定した閾
値Ｅ_Sを下回ったとしても瞬間的なもので、消去量はま
だ十分でない可能性が非常に高い。この可能性を小さく
抑える方法として瞬時パワーを計算する加算項数Ｊを大
きくする方法も有効ではあるが、それでは検出遅延が大
きくなって比Ｒ_eGを用いた効果が失われる。そこで、要
は立上りが速く、立下りが遅い低域フィルタに比Ｒ_eGを
印加し、瞬間的な比Ｒ_eGの低下に対して緩やかな反応と
なったその出力をパラメータとしてダブルトークを検出
する構成とすればよい（請求項５）。

【００６０】図４に示す低域フィルタ５２はこの特性を
実現する回路で、比較器５２１、セレクタ５２２、１標
本化周期遅延素子５２３、加算器５２４、乗算器５２
５、５２６とから構成される。すなわち、比較器５２１
は乗算器５２６の出力と除算器５１５の出力Ｒ_eGとを比
較し、比Ｒ_eGの方が大きいときには比Ｒ_eGを、小さいと
きには加算器５２４の出力を選択するようにセレクタ５
２２を指示するものである。また、αは１未満の定数と
している。このとき、低域フィルタ５２の立上り特性は
瞬時、立下りは定数αの大きさで決まる時定数で減少す
る特性となる。

【００６１】このような構成においては、瞬時パワー比
計算回路５１で算出した瞬時パワー比Ｒ_eGを低域フィル
タ５２に通してその低下を緩やかにし、この低域フィル
タ５２から出力された瞬時パワー比Ｒ_eG’を比較器５３
で所定の検出閾値Ｅ_Sと比較しているから、瞬時パワー
比Ｒ_eGの瞬間的な低下は無視され、よって、エコー経路
変動時におけるフィルタ係数の更新は、エコーの消去量
が初めに設定した大きさＥ_Sとなるまで続行されること
になる。

【００６２】図５、図６は上記（１）〜（４）の構成を
用いてエコー経路変動を検出するシミュレーションの結
果を示したものである。両図において、横軸はイタレー
ション、縦軸は上側が瞬時パワー比Ｒ_eG（Ｒ_eY’）と下
側が比Ｒ_eYを示し、図中の（イ）は瞬時パワー比計算回
路５１出力の瞬時パワー比Ｒ_eY、（ロ）はその瞬時パワ
ー比Ｒ_eYを低域フィルタ５２に通した瞬時パワー比
Ｒ_eY’である。また、両図の（ｂ）は瞬時パワー比Ｒ_eG
（Ｒ_eG’）を１０００倍に拡大して閾値Ｅ_S（ここでは
０．００１としている）付近の変化を分かりやすく示し
たものである。そして、図５は時刻ｔにおいてエコー経
路変動を発生させたときの、図６は同時刻ｔにおいてダ
ブルトーク（周囲騒音を約４１dBから約−１dBに変化さ
せてダブルトークに代用している）を発生させたときの
検出用パラメータＲ_eYとＲ_eGの変化である。但し、フィ
ルタ係数の更新アルゴリズムとして学習同定法を用い、
ステップゲインＫ＝０．５とした。また、信号伝達系の
インパルス応答の長さＩを５１２、瞬時パワーを計算す
る加算項数Ｊは３２、フィルタ係数更新回路４の入力に
挿入されたシフトレジスタ８、９の遅延は１２８標本化
周期、比Ｒ_eGを印加する低域フィルタ５２の係数α＝
０．８７５とした。

【００６３】図５において、時刻ｔでエコー経路変動が
起こると、比Ｒ_eYは検出閾値Ｅ_F＝−０．２５を瞬時に
して超え、この場合の応答の変化はエコー経路変動と判
定されてフィルタ係数は引き続いて更新される。従っ
て、比Ｒ_eYはフィルタ係数の更新に連れて０に近づき、
その検出閾値Ｅ_Fを下回るようになるが、比Ｒ_eG’が閾
値Ｅ_S以上となっているので、エコー経路変動による係
数の乱れは解消されていないとしてフィルタ係数は引き
続いて更新される。このフィルタ係数の更新は比Ｒ_eG’
が閾値Ｅ_S以下となるまで続く。

【００６４】また、図６において、時刻ｔでダブルトー
クが発生しても、Ｒ_eYは検出閾値Ｅ_Fを超えないので、
信号伝達系の応答の変化はダブルトークの発生によるも
のと判断され、フィルタ係数Ｈ_j(i) の更新が休止され
る。この休止は比Ｒ_eG’が閾値Ｅ_Sを下回ったときまで
続けられる。図５、図６の結果は本発明の有効性を例証
している。

【００６５】（５）シフトレジスタ８のリセット機構ここで、注意しなければならないことは、信号伝達系の
応答の変化が同検出回路によって『ダブルトークからシ
ングルトークに戻った』と判断された時点においても、
シフトレジスタ８にはまだ近端話者音声を含む残留エコ
ーが残されている可能性がある、ということである。低
域フィルタ５２の立下り時定数を短く、またシフトレジ
スタ８による遅延Ｄを大きく選んだ場合、その可能性は
とくに高い。従って、シングルトークと判定された時点
で直ちに係数更新の休止を解除すれば、このシフトレジ
スタ８に残された近端話者音声を含む残留エコーによっ
てフィルタ係数が乱れ、係数更新の休止処理の意味が失
われるおそれがある。すなわち、信号伝達系の応答の変
化を検出する回路２０がダブルトークと判定されている
間、あるいはシングルトークに戻ったと判断された時点
で、シフトレジスタ８をリセットする処置が必要とな
る。この処置はダブルトーク検出回路５の出力でシフト
レジスタ８をリセットすることで実現される（請求項
７）。

【００６６】（６）低域フィルタ５２の代替え回路フィルタ係数更新回路４のフィルタ係数更新の休止は、
その休止期間中エコー経路変動に追随できない、という
点においても危険な処理でもある。もちろん、ダブルト
ークの発生中は止むを得ないとしても、ダブルトークが
終息したらできるだけ早くフィルタ係数の更新を再開す
ることが望ましい。ところが、図４に示す低域フィルタ
５２を挿入することで瞬時パワー比Ｒ_eGの瞬時的な低下
をシングルトークと判定しないようにする構成では、大
きな近端話者音声Ｓ_jの入力に対してその影響が低域フ
ィルタ５２に残存する時間が長くなるから、シングルト
ークとなった後も比較器５３でダブルトークと判定され
る時間が長くなってしまう。

【００６７】そこで、低域フィルタ５２の代わりに図７
に示すような回路を瞬時パワー比計算回路５１の後段に
挿入して信号伝達系の応答の変化を検出する回路を構成
してもよい。図７に示す比較器５４２は比Ｒ_eGが検出閾
値Ｅ_Sを上回ったときには信号伝達系の応答に変化があ
ったとして、カウンタ５４３に０をセットすると同時に
レジスタ５４４に『応答変化の発生』を記憶させる。ま
た、カウンタ５４３は比較器５４２が信号伝達系の応答
に変化があったと判定している間は０に固定される。次
に、比Ｒ_eGが検出閾値Ｅ_Sを下回ると、比較器５４２は
信号伝達系の応答変化が終了したと判定し、カウンタ５
４３に対して計数の開始とレジスタ５４４に対して『応
答変化の終了』を指示する。このとき、レジスタ５４４
に対する指示はカウンタ５４３の計数値が一定数に達す
るまでは無視される。この状態は比較器５４２が『応答
変化の発生』を検出するまで続き、カウンタ５４３の計
数値が一定数に達すると、カウンタ５４３は計数値を固
定し、レジスタ５４４は比較器５４２からの指示に従っ
てその記憶内容を『応答変化の終了』に変更する。

【００６８】この間、カウンタ５４３によって計数され
る数は、シフトレジスタ８に入力された近端話者音声を
含む残留エコーが排出される時間以上で、シフトレジス
タ８の遅延の量をＤ、瞬時パワーＰ_e、Ｐ_Gを計算する
加算項数をｄとすると、Ｄ／ｄ以上でなければならない
（請求項８）。このように構成することで、比Ｒ_eGが瞬
時的に検出閾値Ｅ_Sを下回っただけで『応答変化の終
了』と判定されることを防止するとともに、シフトレジ
スタ８内のダブルトーク等の残留エコーの影響が排出さ
れる時間以上、検出閾値Ｅ_Sを下回る状態が継続したと
きには直ちに『応答変化の終了』と判定することができ
るようになる。

【００６９】（７）周囲騒音の大きさに対応した検出閾
値Ｅ_Sを設定する回路（図８）以上の実施例は、設計時に与えた値Ｅ_Sを閾値としてダ
ブルトークの発生を検出するように構成されているが、
周囲騒音の大きさが不明な場合や緩やかに変動する場合
でもその検出が可能となるように、シングルトーク時に
観測した比Ｒ_eGから閾値を設定してその検出に供するこ
ともできる。このシングルトーク時の比Ｒ_eGから閾値を
見出す最も簡単な方法は、立上り時定数が長く、立下り
時定数が短い低域フィルタに比Ｒ_eGを加えてその出力の
定数倍を閾値とすることである。（請求項９）

【００７０】すなわち、近端話者もいずれその発声を停
止させ、シングルトークの区間が出現する。このとき、
前者の低域フィルタの立下り時定数は短く設定されてい
るので、同低域フィルタの出力はシングルトーク区間の
比Ｒ_eGに対応する大きさまで急減することになる。とこ
ろが、一旦この大きさまで下がると、次にダブルトーク
となっても、低域フィルタの出力は長い時定数のために
ゆっくりとしか上昇せず、従って、同低域フィルタの出
力はシングルトーク区間の比Ｒ_eGにほぼ対応する大きさ
に維持されることになる。すなわち、この低域フィルタ
の出力を元に検出閾値を設定すれば、周囲騒音の大きさ
に対応した閾値の設定が可能となる。

【００７１】図８はその構成例であり、比較器９１０、
Ａカウンタ９２０、Ｂカウンタ９２１、セレタク９３
０、加算器９４０、単位遅延シフトレジスタ９４１、乗
算器９４２、セレクタ９６０を含み構成される。同図に
おいてダブルトーク検出閾値は各素子が次のように動作
することによって算出される。

【００７２】（ａ）比較器９１０は入力端子９０１から
入力した比Ｒ_eG〔瞬時パワーを計算する積分回路の加算
項数は図５に示す積分回路５２３、５２４の加算項数に
等しくとってもよいが、多くした方が比較器９１０以下
の単位時間当たりの処理量が削減される〕と単位遅延シ
フトレジスタ９４１の出力とを比較し、前者Ａ＞後者Ｂ
となるときには、Ａカウンタ９２０に対して計数の開始
を指示し、Ｂカウンタ９２１の値は０に固定する。反対
に、前者Ａ≦後者ＢとなるときにはＢカウンタ９２１に
は計数の開始を指示し、Ａカウンタ９２０には０を設定
する。

【００７３】（ｂ）次に、ＡカウンタとＢカウンタはそ
の計数値が予め定めた数に達するまでは０を出力し、達
したときには１を出力し、次の時刻に計数値を０に戻
す。

【００７４】（ｃ）セレクタ９３０はＣ＝１、Ｄ＝０す
なわちＡカウンタ９２０が１を出力したときにはαを、
Ｃ＝０、Ｄ＝１すなわちＢカウンタ９２１が１を出力し
た時には−βを、Ｃ＝０、Ｄ＝０のときには０を選択す
る。このとき、βに比較してαを大きく選ぶか、Ａカウ
ンタが１を出力するまでに要する計数値をＢカウンタの
それよりも大きく設定しておけば、加算器９４０と単位
遅延シフトレジスタ９４１で構成される回路の積分出力
に対して立上りが遅く、立下りのはやい特性が実現され
る。

【００７５】（ｄ）最後に乗算器９４２はその積分出力
に対して定数ｋを乗じて検出閾値とし、レジスタ９６０
は乗算器９４２の与える検出閾値が上記所要消去量Ｅ_S
を下回るときには閾値をＥ_Sに選んで保持することによ
り、フィルタ係数の更新が休止される頻度を減らしてい
る。

【００７６】（８）ダブルトーク検出回路５における検
出閾値Ｅ_Fを変化させつつ信号伝達系の応答特性の変化
を検出する回路次に、式（２３）から分かるように、エコー経路変動が
わずかである（すなわちフィルタ整数Ｈ_j(i) とインパ
ルス応答ｈ_j(i) が似ている）場合、比Ｒ_eYあるいはＲ
_GGは小さな値をとる。それは変動量にも関係するが、そ
れが検出閾値Ｅ_Fを下回る場合も十分にあり得る。とす
れば、このときには信号伝達系の応答の変化はダブトト
ークと判定されて、フィルタ係数の更新が停止される可
能性も否定できない。しかしながら一方において、その
検出閾値Ｅ_Fを小さくすればダブトトークをエコー経路
変動としてフィルタ係数の更新を続行する可能性もある
ので、検出閾値Ｅ_Fを単純に小さくするだけではその誤
りが多くなるだけである。そこで、この微妙な場合にお
いても明確に切り分けできるように、検出閾値Ｅ_Fの設
定を次のように行う。

【００７７】図９において、入力端子１００１には図３
の比計算回路６３で計算された比Ｒ_eYが、入力端子１０
０２にはダブルトーク検出回路５からの信号伝達系の応
答の変化を検出した信号（比Ｒ_eGにより検出した信号）
がそれぞれ入力される。また比較器１０６０は図３にお
ける判定回路６４に相当する。入力端子１００２から信
号伝達系の応答が変化したとする判定結果を受けたと
き、カウンタ１０３０には１が設定され、Ａセレタク１
０２０においては、入力端子１００１より得た比Ｒ_eYが
選択される。同時に、単位遅延シフトレジスタ１０４２
のリセット状態が解除され、単位遅延シフトレジスタ１
０５２には閾値Ｅ_Fが設定される。このとき、Ａセレク
タ１０２０で選択された比Ｒ_eYは加算器１０４１、除算
器１０４３を経て比較器１０６０に達する。この一連の
動作は入力端子１００２から得る判定結果（Ｒ_eG判定結
果）が『応答の発生』となっている間は続く。（なお、
この判定結果は比Ｒ_eYによるものでもよく、その場合、
比Ｒ_eYの変化が閾値以上となった時に積分を開始し、そ
の減少でダブルトーク一定でエコー経路変動とする。）
この間、比Ｒ_eYは単位遅延シフトレジスタ１０４２と加
算器１０４１で構成される積分回路によって加算される
とともに、カウンタ１０３０の計数値は一つずつ大きく
なる。除算機１０４３はこの積分回路の出力をカウンタ
１０３０の計数値で除算するから、比Ｒ_eYの算術平均を
出力する。

【００７８】この効果は、図１０、図１１に示す例に示
される。すなわち、応答変化がエコー経路変動により生
じた場合を示す図１０の例において、検出閾値Ｅ_Fを１
と大きくとったときには、『応答変化の発生』は誤って
ダブルトークと判定され、フィルタ係数の更新が休止さ
れる。このとき、比Ｒ_eYの算術平均値は図１１に示す一
定の値に収束する。一方、『応答変化の発生』が真にダ
ブルトークであったときには、比Ｒ_eYの算術平均は図１
０に示すように急減する。従って、検出閾値Ｅ_Fはダブ
ルトークをエコー経路変動と判定することがないように
初めは高く設定しておき、徐々に閾値を小さくしていく
構成をとれば、エコー経路変動をダブルトークと判定す
る誤りは減少する（請求項１０）。

【００７９】図９における算出回路１０５０はこの可変
検出閾値Ｅ_F’の算出回路で、『応答変化の発生』を入
力端子１００２を通じて受け取ったとき、単位遅延シフ
トレジスタ１０５２には検出閾値Ｅ_Fが設定され、以
後、係数γ（＜１）を巡回係数とする循環回路によっ
て、閾値はＥ_FからＥ_Fγⁱ（ｉはカウンタ出力）に従
って小さくなる。また、Ｂセレクタ１０５３は閾値に下
限を設けるために挿入された素子で、ダブルトークをエ
コー経路変動とする誤りを抑えている。

【００８０】図１２はインパルス応答ｈ_j(i) の第１番
目の標本値の極性（＋−）を時刻ｔで反対にしてエコー
経路変動とした場合の例である。このとき、エコー経路
の変動量が小さいので、比Ｒ_eYは大きくならず、図１１
のダブルトークの場合よりも小さな値となっている。と
ころが、既に述べたように、比Ｒ_eYの算術平均値は、ダ
ブルトークであれば急速に減少するのに対して、エコー
経路変動の場合は一定値を保つようになる。図１２に示
すＥ_Aは上記手法に従って計算した可変閾値（初期値−
１．０、最小値−０．０３１２５）であり、エコー経路
変動の場合の比Ｒ_eYの算術平均値はいずれ可変閾値を上
回り、エコー経路変動と判定されることを示している。
図１３は本発明の方式により、エコー経路変動が検出さ
れ、比Ｒ_eG（エコーの消去量に対応）が減少することを
示す例である。途中、可変閾値Ｅ_Aが急減しているの
は、エコー経路変動によるフィルタ係数の乱れが修復さ
れたために、検出閾値が−１に設定されたことを示して
いる。また、比Ｒ_eYの算術平均値が０に急変したのも、
エコー経路変動によるフィルタ係数の乱れが修復された
ために、初期値０が設定されたためである。

【００８１】図１０と図１１の比較から、簡易的な方法
としてエコー経路変動の判定はカウンタ計数値１では行
わず、２以上の計数値で初めて行うとする方法が見出さ
れる。このとき、検出遅延は大きくなるけれども、簡単
な回路での検出誤りの抑制が可能となる（請求項１
１）。

【００８２】以上の実施例は本発明を会議電話装置の音
響エコーキャンセラに適用した場合のものであるが、本
発明はこれに限られるものではなく、例えばハンズフリ
ー型の拡声電話機その他のエコーキャンセラに適用する
ことも勿論可能であり、また前述した能動騒音制御シス
テムに本発明を適用することも可能である。

【００８３】

【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、未知の信号伝達系の応答の変化の検出を、信号伝達
系の応答特性の変化による場合と応答に未知の信号が重
畳した結果による場合とを区別しつつ、短時間のうち
に、小回路規模、小演算量で短時間のうちに精度よく行
えるようになる。

【００８４】

【参考文献】

文献１：来山征士，田村潤三，山本誠一，石上彦一、
『共通の適応制御部をもつ多重エコーキャンセラ』、信
学技報ＣＳ７８−２３（１９７８）文献２：古屋宣二，福士雄三，伊藤栄紀，田辺淳二，萩
原幸雄、『適応型エコーキャンセラにおける重畳通話検
出の１方式』、昭和５９年信学会総全大、２３４３（１
９８４）文献３：宇佐川毅，松藤克明，松尾秀之，江端正直、
『可変タップ長ＬＭＳアルゴリズムの収束特性につい
て』、平４音響学会春季全大，３−５−１４（１９９
２）文献４：藤井健作，大賀寿郎、『学習同定法における修
正定数の最適制御』、信学論（Ａ），Ｊ７５−Ａ，Ｎo.
６、PP．９７５−９８３（１９９２）文献５：南重信，川崎忠道、『継続時間の統計的性質を
利用したダブルトーク検出方式』、昭５９信学通信全
大，５８９（１９８４）文献６：古川博基，茨木悟，直野博之、『適応型エコー
キャンセラ用双方向同時通信検出方法』、昭６１音響学
会春季全大，２−４−９（１９８６）文献７：藤井健作，大賀寿郎、『音響エコーキャンセラ
のためのダブルトークとエコー経路変動検出に関する検
討』、信学技報，ＥＡ９１−８２（１９９２）文献８：牧野昭二，小泉宣夫、『エコーキャンセラの室
内音場における適応特性の改善について』、信学論
（Ａ），Ｊ７１−Ａ，Ｎo.１２，PP．２２１２−２２１
４（１９８８）文献９：K.FUJII and J.OHGA "Compensation for the d
ouble-talk detectiondelay in echo canceller system
s" ,Tans.IEICE,vol.E76-A,No.7,pp.1143-1146(July,19
93) 文献１０：藤井健作，大賀寿郎、『ダブルトーク検出遅
延を保証する■Delayed-E/X'NLMS 法の収束条件に関す
る検討』、信学技報，ＤＳＰ９３−４１（１９９３）

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る原理説明図である。

【図２】本発明の一実施例としての信号伝達系の応答の
変化を検出する装置を用いた音響エコーキャンセラを示
す図である。

【図３】実施例装置におけるエコー経路変動検出回路の
構成例を示す図である。

【図４】実施例装置におけるダブルトーク検出回路の構
成例を示す図である。

【図５】実施例装置におけるエコー経路変動時の比
Ｒ_eY、Ｒ_eGの変化の様子を示す図である。

【図６】実施例装置におけるダブルトーク時の比Ｒ_eY、
Ｒ_eGの変化の様子を示す図である。

【図７】実施例装置におけるダブルトーク検出回路内の
低域フィルタの代わりに用いる回路の例である。

【図８】実施例装置におけるダブルトーク検出回路の他
の実施例を示す図である。

【図９】実施例装置におけるエコー経路変動検出回路の
他の実施例を示す図である。

【図１０】図９の回路におけるエコー経路変動時の比Ｒ
_eYの算術平均値の変化の様子を示す図である。

【図１１】図９の回路におけるダブルトーク時の比Ｒ_eY
の算術平均値の変化の様子を示す図である。

【図１２】図９の回路におけるエコー経路変動時の比Ｒ
_eYの算術平均値と可変検出閾値Ｅ_Aの変化の様子を示す
図である。

【図１３】図９の回路における可変検出閾値Ｅ_Aによる
小さなエコー経路変動の検出の様子を示す図である。

【図１４】会議電話装置に用いる音響エコーキャンセラ
の例を示す図である。

【図１５】能動騒音制御システムの例を示す図である。

【符号の説明】

１スピーカ２マイクロホン３疑似エコー生成フィルタ４フィルタ係数更新回路５ダブルトーク検出回路６エコー経路変動検出回路７減算器８、９Ｄ標本化周期シフトレジスタ２０信号伝達系の応答の変化を検出する回路２１音響エコーキャンセラ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】特性が未知の信号伝達系の特性を推定す
る演算回路を備えて該演算回路によって該信号伝達系の
応答の疑似応答を生成する装置における該信号伝達系の
応答の変化を検出する装置であって、特性が未知の信号伝達系の応答と装置内で合成した疑似
応答との差分と、該疑似応答との相関値を求める相関計
算手段（１０１）と、該疑似応答または該応答のパワーを求めるパワー計算手
段（１０２）と、該相関計算手段の相関値を該パワー計算手段で求めたパ
ワーで正規化する正規化手段（１０３）と、該正規化手段で求めた値を所定の第１の検出閾値
（Ｅ_F）と比較して該第１の検出閾値を超えたことをも
って該信号伝達系の応答の変化が該信号伝達系の応答特
性の変化によるものであることを判定する判定手段（１
０４）とを備えたことを特徴とする信号伝達系の応答の
変化を検出する装置。
【請求項２】信号伝達系の応答の変化を、該応答に未
知の信号が重畳した結果によるものと該信号伝達系の応
答特性の変化によるものとを含めて検出する第２の検出
装置を更に備え、請求項１記載の装置による検出結果と
組み合わせることで、上記信号伝達系の応答の変化の要
因を区別して検出できるようにしたことを特徴とする信
号伝達系の応答の変化を検出する装置。
【請求項３】該第２の検出装置は該信号伝達系の応答
および装置内で合成した疑似応答の差分と該信号伝達系
へ送出した信号とのパワー比、該応答と該信号伝達系へ
送出した信号とのパワー比、あるいは該差分と該疑似応
答のパワー比をパラメータとしてそれを所定の第２の検
出閾値（Ｅ_S）と比較することで該信号伝達系の応答の
変化を検出するものであることを特徴とする請求項２記
載の信号伝達系の応答の変化を検出する装置。
【請求項４】請求項２または３記載の装置において、該第２の検出閾値（Ｅ_S）を、最低限確保すべき該応答
の消去量程度に選ぶことを特徴とする信号伝達系の応答
の変化を検出する装置。
【請求項５】請求項３記載の装置において、第２の検出装置で応答の変化の検出に用いるパラメータ
として、該パワー比を立上りが急峻で立下りが緩やかな
時定数の低域フィルタに印加して得られた出力を用いる
ことを特徴とする請求項４記載の信号伝達系の応答の変
化を検出する装置。
【請求項６】請求項１〜５の何れかに記載の装置にお
いて、該信号伝達系の特性を推定する演算回路の入力に、該応
答に未知の信号が重畳していることを見出すに要する時
間以上の遅延を与える遅延手段を更に備えたことを特徴
とする信号伝達系の応答の変化を検出する装置。
【請求項７】請求項６記載の装置において、上記遅延手段に対して、該応答の変化が未知信号の重畳
によるものと判定されたとき、あるいはその重畳が解消
されたと判断されたときには、その保持内容をリセット
する機能を付与したことを特徴とする信号伝達系の応答
の変化を検出する装置。
【請求項８】請求項６または７記載の装置において、該第２の検出装置に用いるパワーを計算する加算数を
ｄ、上記遅延手段の遅延量をＤとした場合に、該パワー
比が検出閾値（Ｅ_S）を下回ってからＤ／ｄ程度以上の
時間は該応答の変化が継続していると判断することを特
徴とする信号伝達系の応答の変化を検出する装置。
【請求項９】請求項３記載の装置において、該第２の検出装置の検出閾値（Ｅ_S）として、該パワー
比を立上り時定数が長く、立下り時定数が短い低域フィ
ルタに印加したときの応答の定数倍を用いることを特徴
とする信号伝達系の応答の変化を検出する装置。
【請求項１０】請求項１〜３のいずれかに記載の装置
において、応答の変化を検出してから請求項１記載の装置の正規化
手段の正規化結果の算術平均を計算する算術平均計算手
段と、該第１の検出閾値（Ｅ_F）を除々に小さくする閾
値可変手段とを備え、該閾値可変手段で該第１の検出閾
値を除々に小さくしつつ該算術平均計算手段の算術平均
と比較することで、信号伝達系の応答特性の変化の生起
を検出することを特徴とする信号伝達系の応答の変化を
検出する装置。
【請求項１１】請求項１〜３のいずれかに記載の装置
において、応答の変化を検出してから請求項１記載の装置の正規化
手段の正規化結果の算術平均を計算する算術平均計算手
段を備え、ある一定の時間をおいた後に該第１の検出閾
値（Ｅ_F）と比較することで、信号伝達系の応答特性の
変化の生起を検出することを特徴とする信号伝達系の応
答の変化を検出する装置。
【請求項１２】特性が未知の信号伝達系の特性を推定
する演算回路を備えて該演算回路によって該信号伝達系
の応答の疑似応答を生成する装置における該信号伝達系
の応答の変化を検出する装置であって、特性が未知の信号伝達系の応答と装置内で合成した疑似
応答との差分のパワーを求める差分パワー計算手段と、該疑似応答のパワーを求める疑似応答パワー計算手段
と、該差分のパワーと該疑似応答のパワーとのパワー比を求
めるパワー比計算手段と、該パワー比を所定の検出閾値（Ｅ_S）と比較して該検出
閾値を超えたことをもって該信号伝達系の応答の変化が
生じたことを判定する判定回路とを備えたことを特徴と
する信号伝達系の応答の変化を検出する装置。